JP2013074633A - スイッチング電源装置及び現金自動預け払い装置 - Google Patents

Abstract

【課題】起動時間を短縮しながらも交流電圧の瞬断時に備えた充電電圧を確保することができるスイッチング電源装置及び現金自動預け払い装置を提供する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に、配線３４Ａから電圧がコンデンサＣ２，Ｃ３に印加されないように配線３４ＡとコンデンサＣ２，Ｃ３とを電気的に切断し、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に、配線３４Ａから電圧がコンデンサＣ２，Ｃ３に印加されるように配線３４ＡとコンデンサＣ２，Ｃ３とを電気的に接続するようにスイッチング動作を行うリレー回路ＲＬ１を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、スイッチング電源装置及び現金自動預け払い装置に係り、特に、交流電圧を直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置、及びこれを有する現金自動預け払い装置に関する。

電子機器を作動させるために必要とされる直流電圧は、商用の交流電圧から電源装置によって生成される。具体的には、外部から供給された交流電圧を整流回路で一旦直流電圧に変換した後、発振器を使用して波形電圧に変換し、その後に再び整流して直流電圧を生成する。

また、電源装置には、力率を改善するための力率改善回路が含まれている。この力率改善回路には、動作安定と直流電圧を生成して出力している間に交流電圧の供給が一時的に途絶えたときに直流電圧の生成及び出力を続行するためのエネルギー貯蔵とを併せて実現するためのコンデンサが含まれている（例えば特許文献１参照）。なお、交流電圧の供給が一時的に途絶える現象は、例えば、電源装置に供給される交流電圧の供給ラインに高負荷（例えば冷蔵庫やドライヤなどの電化製品）が接続されており、この高負荷によって電圧降下が引き起こされることで生じたり、落雷による電圧降下によって生じたりする。なお、以下では、電源装置に対する交流電圧の供給が一時的に途絶えることを「交流電圧の瞬断」又は単に「瞬断」とも言う。

しかし、力率改善回路を供給状態が不安定な交流電圧の供給ラインの環境に対応させようとすると、交流電圧の瞬断に備えた許容時間（交流電圧の供給が途絶えた間の直流電圧の生成及び出力を維持する時間）を長くしなければならない。そこで、従来は、力率改善回路にコンデンサを追加して容量値を大きくすることによって対応していた。

図４は、従来の電源装置の一例を示す回路図である。図４に示す電源装置は、交流電源に接続されて交流電圧を整流して出力する整流ダイオードブリッジＤＳ１と、整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力側に設けられた力率改善回路と、力率改善回路の出力側に設けられたＤＣ／ＤＣ変換回路と、を含んで構成されている。力率改善回路は、ダイオードＤ１と、コイルＬ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、「ＮＭＯＳトランジスタ」という。）ＴＲ１と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、を含んで構成されている。コイルＬ１の一端は、整流ダイオードブリッジＤＳ１の正極に接続され、コイルＬ１の他端は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインとダイオードＤ１のアノードとに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは、整流ダイオードブリッジＤＳ１の負極に接続されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３は互いに並列に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、コンデンサＣ１〜Ｃ３の一方の電極に接続され、コンデンサＣ１〜Ｃ３の他方の電極は、整流ダイオードブリッジＤＳ１の他方の電極に接続されている。

ＤＣ／ＤＣ変換回路は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２と、トランスＴ１と、ダイオードＤ２，Ｄ３と、コイルＬ２と、コンデンサＣ４と、を含んで構成されている。トランスＴ１は、互いに電磁結合する一次巻線と二次巻線とを有し、一次巻線の一端が力率改善回路におけるダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１〜Ｃ３の一方の電極とに接続されている。一次巻線の他端は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースは力率改善回路３４におけるコンデンサＣ１〜Ｃ３の他方の電極に接続されている。

トランスＴ１の二次巻線の一端は、ダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、コイルＬ２の一端に接続されている。コイルＬ２の他端はコンデンサＣ４の一方の電極に接続されている。トランスＴ１の二次巻線の他端は、ダイオードＤ３のアノードとコンデンサＣ４の他方の電極とに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ダイオードＤ２とコイルＬ２との接続点に接続されている。コンデンサＣ４の両電極は外部の負荷に接続されている。

図５は、電源装置に供給された交流電圧（入力電圧）の大きさの経時変化、コンデンサＣ１〜Ｃ３の何れかの充電電圧（Ｃ１〜Ｃ３電圧）の大きさの経時変化、及び電源装置に供給された交流電流（入力電流）の大きさの経時変化の一例を示すタイムチャートである。図５に示すように電源装置に交流電圧が供給されると、（ｉ）の区間でコンデンサＣ１〜Ｃ３が充電される。図５に示す例では、１００Ｖの交流電圧が供給されると、最大２５Ａの入力電流が流れるが、入力電流は交流電圧の半サイクル毎に減衰し、コンデンサＣ１〜Ｃ３の各充電電圧の電圧値が１４１Ｖに到達すると入力電流は０Ａとなり、このとき、コンデンサＣ１〜Ｃ３の各充電電圧が交流電圧の最大値（１４１Ｖ）に相当する電圧値に到達して平衡状態となる。（ｉｉ）の区間では力率改善回路が起動し、コンデンサＣ１〜Ｃ３の各充電電圧が約２５Ａの入力電流で昇圧され、約１２０ｍｓでコンデンサＣ１〜Ｃ３の各充電電圧を３８０Ｖに到達させる。コンデンサＣ１〜Ｃ３の各充電電圧が３８０Ｖに到達した後、ＤＣ／ＤＣ変換回路から予め定められた大きさの直流電圧が出力される。（ｉｉ）の区間で力率改善回路の起動動作が全て完了すると、（ｉｉｉ）の区間では入力電流が予め定められた大きさの直流電圧を生成及び出力するための約５Ａの定常電流になる。

特開２０１１−１３５７０２号公報

しかしながら、図４に示す電源装置では、力率改善回路にコンデンサＣ１〜Ｃ３を使用しているため、交流電圧の供給が開始されてからコンデンサＣ１〜Ｃ３を所定電圧値（図５に示す例では３８０Ｖ）に昇圧するまでに（力率改善回路が起動するまでに）約１２０ｍｓもの時間を要し、結果として、電源装置に交流電圧が供給されてから直流電圧を出力するまで（電源装置から安定した直流電圧の供給が開始されるまで）に相当の時間を費やしてしまう、という問題点があった。仮にコンデンサＣ１〜Ｃ３の何れか１つを使用した場合、力率改善回路の起動に要する時間はコンデンサＣ１〜Ｃ３を使用した場合に比べ３分の１程度（約４０ｍｓ）に短縮されるが、交流電圧の瞬断に備えた許容時間を確保することが困難になる、という問題点があった。

本発明は上記問題点を解決するために成されたものであり、起動時間を短縮しながらも交流電圧の瞬断時に備えた充電電圧を確保することができるスイッチング電源装置及び現金自動預け払い装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に記載のスイッチング電源装置を、交流を整流して出力する整流回路と、インダクタンスを介して供給される前記整流回路の出力により充電されると共に充電電圧が起動開始時に用いられる第１容量素子、及び前記第１容量素子と並列接続された状態で前記第１容量素子と共に前記インダクタンスを介して供給される前記整流回路の出力により充電されて充電電圧が交流瞬断時に用いられる第２容量素子を備えた容量回路と、前記インダクタンスを介して前記整流回路の出力が前記容量回路に供給される状態と前記容量回路への前記整流回路の出力の供給が遮断される状態とにスイッチングされる第１のスイッチング素子と、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続された状態と、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されていない状態とにスイッチングされる第２のスイッチング素子と、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されないように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御し、前記第１容量素子が満充電された後に前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御する制御手段と、を含んで構成した。

また、請求項１に記載のスイッチング電源装置を、請求項２に記載の発明のように、前記第１容量素子が満充電された後に前記第１充電素子の充電電圧に基づいて波形電圧を生成する波形電圧生成手段を有し、該波形電圧生成手段で生成された波形電圧に基づいて直流電圧を生成して出力する電圧生成出力回路を更に含み、前記制御手段が、前記電圧生成出力回路によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されないように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御し、前記電圧生成出力回路によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合に、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるように前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御してから前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御するものとした。

また、請求項２に記載のスイッチング電源装置を、請求項３に記載の発明のように、前記制御手段が、前記電圧生成出力回路から出力された前記直流電圧が印加され、印加された直流電圧の大きさに応じた磁力を生成する磁力生成素子を有し、前記第２のスイッチング素子が、前記磁力生成素子に印加された前記直流電圧の大きさが前記予め定められた大きさ以上の場合に、前記磁力生成素子によって生成された磁力を受けて前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるようにスイッチングされるものとした。

また、請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源装置を、請求項４に記載の発明のように、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続された状態から前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されていない状態に遷移した場合、前記第２容量素子に蓄えられた電荷を放出可能にする放電手段を更に含んで構成したものとした。

一方、上記目的を達成するために、請求項５に記載の現金自動預け払い装置を、請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の電源装置と、前記スイッチング電源装置で生成された直流電圧を作動用の電圧とした電子機器と、を含んで構成した。

請求項１及び請求項５に係る発明によれば、本構成を有しない場合に比べ、起動時間を短縮しながらも交流電圧の瞬断時に備えた充電電圧を確保することができる、という効果が得られる。

請求項２に係る発明によれば、本構成を有しない場合に比べ、交流電圧が供給されてから直流電圧が出力されるまでの時間を短縮しながらも交流電圧の瞬断時に備えた充電電圧を効率的に確保することができる、という効果が得られる。

請求項３に係る発明によれば、本構成を有しない場合に比べ、交流電圧の瞬断時に備えた充電を簡易な構成で開始することができる、という効果が得られる。

請求項４に係る発明によれば、本構成を有しない場合に比べ、意図しないときに放電するという事態の発生を抑制することができる、という効果が得られる。

実施の形態に係る現金自動預け払い装置及びその周辺の一例を全体構成図である。 実施の形態に係る電源装置の構成の一例を示す回路図である。 実施の形態に係る電源装置の交流電圧線に交流電圧が供給されたときの交流電圧の大きさの経時変化、力率改善回路におけるコンデンサの充電電圧の大きさの経時変化、瞬断時対応回路におけるコンデンサの充電電圧の大きさの経時変化、及び交流電圧線に供給された交流電流の大きさの経時変化の一例を示すタイムチャートである。 従来の電源装置の構成の一例を示す回路図である。 従来電源装置の交流電圧線に交流電圧が供給されたときの交流電圧の大きさの経時変化、力率改善回路におけるコンデンサの充電電圧の大きさの経時変化、及び交流電圧線に供給された交流電流の大きさの経時変化の一例を示すタイムチャートである。

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態の一例について詳細に説明する。なお、本実施の形態では、本発明に係るスイッチング電源装置を現金自動預け払い装置（ＡＴＭ：Automated Teller Machine）に適用した場合を例に挙げて説明する。現金自動預け払い装置とは、例えば、紙幣（及び硬貨）、通帳、磁気カード等の受入口、支払口を備え、金融機関や貸金業者、現金出納を行う業者の提供するサービスが顧客自身の操作によって取引できる装置のことを意味する。

図１は、本実施の形態に係る現金自動預け払い装置１０の一例を示す全体構成図である。図１に示すように、現金自動預け払い装置１０は、スイッチング電源装置の一例である電源装置１２を備えている。電源装置１２は、外部から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力するものであって、現金自動預け払い装置１０に搭載された各種電子機器の作動用の直流電圧を生成するための装置である。電源装置１２は、電源装置１２の本体と交流電圧線１４とに大別される。交流電圧線１４は、先端にプラグが設けられており、後端が電源装置１２の本体に接続されている。交流電圧線１４のプラグは現金自動預け払い装置１０を作動させる際にテーブルタップ１８の差込口に差し込まれる。テーブルタップ１８はコンセント２０を介して分電盤２２に接続されている。従って、交流電圧線１４は、分電盤２２からコンセント２０及びテーブルタップ１８を介して交流電圧を電源装置１２の本体に供給する。なお、テーブルタップ１８の残りの差込口には、各種の電子機器に接続された給電コードのプラグが差し込まれる。図１には、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）２４に接続された給電コードのプラグがテーブルタップ１８に差し込まれる例が示されている。

図２は、本実施の形態に係る電源装置１２の構成の一例を示す回路図である。図２に示すように、電源装置１２は、交流電圧線１４から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源装置１２の本体に相当する変換出力回路３０を備えている。

変換出力回路３０は、交流電圧線１４が接続された整流回路の一例である整流ダイオードブリッジＤＳ１、整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力端に設けられた力率改善回路３４と、力率改善回路３４の出力側に設けられたＤＣ／ＤＣ変換回路３６と、力率改善回路３４及びＤＣ／ＤＣ変換回路３６を制御する制御装置３８と、を含んで構成されている。

力率改善回路３４は、インダクタンスの一例であるコイルＬ１、第１のスイッチング素子の一例であるＮＭＯＳトランジスタＴＲ１、ダイオードＤ１、第１容量素子の一例であるコンデンサＣ１、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２を有する力率改善回路本体と、変換出力回路３０から直流電圧を出力すべき期間に交流電圧線１４からの交流電圧の供給が所定時間以上途絶えても（交流電圧の瞬断時に）変換出力回路３０からの直流電圧の出力を継続するように動作する瞬断時対応回路３２と、を含んで構成されている。コイルＬ１の一端は、整流ダイオードブリッジＤＳ１の正極に接続され、コイルＬ１の他端は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のドレインとダイオードＤ１のアノードとに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のソースは、整流ダイオードブリッジＤＳ１の負極に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、第１充電素子の一例であるコンデンサＣ１の一方の電極に接続され、コンデンサＣ１の他方の電極は、整流ダイオードブリッジＤＳ１の他方の電極に接続されている。また、コンデンサＣ１の一方の電極は、配線３４Ａを介して抵抗Ｒ１の一端に接続され、コンデンサＣ１の他方の電極は、抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２の他端に接続されている。

一方、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６は、力率改善回路３４の出力電圧を変換して得た電圧（直流電圧：図２に示す例では「ＤＣ出力」）を、現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷（例えば紙幣の払い出し装置や通帳記入装置などの電子機器）に印加する回路である。ＤＣ／ＤＣ変換回路３６は、波形電圧生成手段の一例であるＮＭＯＳトランジスタＴＲ２、トランスＴ１、ダイオードＤ２，Ｄ３、コイルＬ２、及びコンデンサＣ２を含んで構成されている。

トランスＴ１は、互いに電磁結合する一次巻線Ｔ１ａと二次巻線Ｔ１ｂとを有し、一次巻線Ｔ１ａの一端が配線３４Ａを介して力率改善回路３４におけるダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の一方の電極とに接続されている。二次巻線Ｔ１ａの他端は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のソースは力率改善回路３４におけるコンデンサＣ１の他方の電極に接続されている。

トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂの一端は、ダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、コイルＬ２の一端に接続されている。コイルＬ２の他端はコンデンサＣ２の一方の電極に接続されている。トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂの他端は、ダイオードＤ３のアノードとコンデンサＣ２の他方の電極とに接続されており、コンデンサＣ２の他方の電極はグランドに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ダイオードＤ２とコイルＬ２との接続点に接続されている。コンデンサＣ２の両電極は、現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷に接続されている。

なお、トランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａと二次巻線Ｔ１ｂとの巻数比は、仮にコンデンサＣ１の充電電圧の電圧値が、動作に必要な最低電圧値になったとしても、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６が、現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷に印加すべき出力電圧値を維持できるような比に設定されている。

一方、力率改善回路３４に含まれる瞬断時対応回路３２は、第２容量素子の一例であるコンデンサＣ３，Ｃ４、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ４、及び放電手段の一例である放電回路Ａ１を含んで構成されている。ダイオードＤ４のアノードは、抵抗Ｒ３の他端、コンデンサＣ３の一方の電極、及びコンデンサＣ４の一方の電極に接続されている。コンデンサＣ３の他方の電極はコンデンサＣ４の他方の電極に接続されている。また、コンデンサＣ３，Ｃ４の他方の電極は共にコンデンサＣ１の他方の電極とＮＭＯＳトランジスタＴＲ２との接続点に接続されている。

コンデンサＣ３，Ｃ４の両電極、及びＤＣ／ＤＣ変換回路３６のコンデンサＣ２の両電極は、放電回路Ａ１に接続されている。放電回路Ａ１は、一次側回路のコンデンサＣ３，Ｃ４の両電極と二次側回路のコンデンサＣ２の両電極を絶縁する回路を内部に持ち、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の電圧値が予め定められた大きさに到達した場合に、コンデンサＣ３，Ｃ４に蓄えられている電荷を放出不可能にし、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の電圧値が予め定められた下限値に降下した場合に、コンデンサＣ３，Ｃ４に蓄えられている電荷を放電回路Ａ１内部に持つ抵抗等に放出可能にするように制御を行う。本実施の形態では、オンのときにコンデンサＣ３，Ｃ４の各々の一方の電極をグランド（コンデンサＣ２の他方の電極）に接続し、オフのときにグランドと切断するスイッチング素子を有するフォトカプラによりコンデンサＣ３，Ｃ４の放電を実現している。つまり、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の大きさが予め定められた大きさ（現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷に印加すべき直流電圧の電圧値として予め定められた電圧値）に到達したことを条件に放電回路Ａ１をオンからオフに切り替えることでコンデンサＣ３，Ｃ４の放電を不可能にすると共に充電を支援し、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の大きさが上記予め定められた下限値としての０Ｖになったことを条件に放電回路Ａ１をオフからオンに切り替えることでコンデンサＣ３，Ｃ４を放電可能にしている。

一方、制御装置３８は、比較器３８Ａ、基準電源３８Ｂ、発振器３８Ｃ、比較器３８Ｄ、基準電源３８Ｅ、発振器３８Ｆ、一次−二次絶縁回路３８Ｇ、及びリレー回路ＲＬ１、を含んで構成されており、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１，ＴＲ２のスイッチング動作を制御することで力率改善回路３４及びＤＣ／ＤＣ変換回路３６を制御する。

比較器３８Ａの非反転入力端は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されている。比較器３８Ａの反転入力端は、負極がグランドに接続された基準電源３８Ｂの正極に接続されている。比較器３８Ａの出力端は、発振器３８Ｃの第１入力端に接続されている。

比較器３８Ａは、非反転入力端に供給される電圧と反転入力端に供給される基準電源３８Ｂの電圧との比較結果を示す信号を出力端から出力する。本実施の形態では、コンデンサＣ１の充電電圧の電圧値が整流ダイオードブリッジＤＳ１から出力された脈流電圧の最大値以上の規定の電圧値を保つための信号を出力端から出力する。

発振器３８Ｃの入力端は比較器３８Ａの出力端に接続されている。発振器３８Ｃの出力端はＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに接続されている。発振器３８Ｃは比較器３８Ａの出力を受け、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のゲートに対して切替信号を出力する。

発振器３８Ｃは、コンデンサＣ１による充電電圧の大きさに応じて発振するものである。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のオンとオフとを交互に切り替える切替信号を出力する。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のオンとオフは、発振器３８Ｃから入力された切替信号に応じて切り替えられる。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１は、発振器３８Ｃから入力された切替信号のレベルがハイレベルになるとオン（ソースとドレインとの間を導通状態）し、ローレベルになるとオフ（ソースとドレインとの間を非導通状態）する。このようにＮＭＯＳトランジスタＴＲ１がオン、オフ（スイッチング動作）すると、力率改善回路３４は動作を開始してコンデンサＣ１が充電される。

なお、コンデンサＣ１は、力率改善回路３４の動作が停止している場合、整流ダイオードブリッジＤＳ１が印加した脈流電圧のピーク値付近で充電され、充電電圧の電圧値は、ほぼ脈流電圧の最大値に相当する電圧値になる。コンデンサＣ１の充電電圧の電圧値がほぼ脈流電圧の最大値に相当する電圧値に到達すると、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のスイッチング動作によりコンデンサＣ１が更に充電され、やがて所定の電圧値まで到達する。このようにしてコンデンサＣ１に充電された電圧は力率改善回路３４の出力電圧として後段のＤＣ／ＤＣ変換回路３６で用いられる。

また、比較器３８Ｄは、非反転入力端に供給される電圧と反転入力端に供給される基準電源３８Ｅの電圧との比較結果を示す信号を出力端から出力する。本実施の形態では、コンデンサＣ２の充電電圧値が、現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷に印加すべき規定の出力電圧値を保つための信号を出力端から出力する。同信号は、一次−二次絶縁回路３８Ｇを経由し、発振器３８Ｆに入力される。発振器３８Ｆは、コンデンサＣ２による充電電圧の大きさに応じて発振するものである。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のオンとオフとを交互に切り替える切替信号を出力する。ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のオンとオフは、発振器３８Ｆから入力された切替信号に応じて切り替えられる。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２は、発振器３８Ｆから入力された切替信号のレベルがハイレベルになるとオン（ソースとドレインとの間を導通状態）し、ローレベルになるとオフ（ソースとドレインとの間を非導通状態）する。このようにＮＭＯＳトランジスタＴＲ２がオン、オフ（スイッチング動作）すると、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の大きさが予め定められた大きさに維持される。

ところが、交流電圧の瞬断により直流電圧の出力が途絶えてしまう場合がある。コンデンサＣ１の充電電圧を利用すればある程度（例えば４０ｍｓ程度）は直流電圧の出力を確保することができるが、その程度の時間では不十分である。コンデンサＣ１に対して更に別のコンデンサを並列接続して追加すれば直流電圧の出力時間を長くすることができるものの、電源装置３０の起動に要する時間が長くなってしまう。そこで、本実施の形態では、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とを時間的に前後して充電するようにした。つまり、コンデンサＣ１を先行して充電し、コンデンサＣ１の充電電圧を利用して電源装置１２を起動させ、電源装置１２の起動後に瞬断時対応回路３２のコンデンサＣ３，Ｃ４を充電することでコンデンサＣ３，Ｃ４の充電電圧を利用して瞬断時にも直流電圧の出力を続行させるようにした。このような動作を実現するためにリレー回路ＲＬ１が用いられる。

リレー回路ＲＬ１は、通常時（ここでは一例としてＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合）はオフされている第２のスイッチング素子の一例であるスイッチＲＬ１_Ｓ、及び磁力生成素子の一例であるコイルＲＬ１_Ｌを含んで構成されている。コイルＲＬ１_Ｌの一端はＤＣ／ＤＣ変換回路３６のコンデンサＣ２の一方の電極に接続され、コイルＲＬ１_Ｌの他端はＤＣ／ＤＣ変換回路３６のコンデンサＣ２の他方の電極に接続されている。ダイオードＤ４のカソードは抵抗Ｒ３の一端に接続されると共に、リレー回路ＲＬ１のスイッチＲＬ１_Ｓを介して変換出力回路３０の配線３４Ａと接続されている。

従って、リレー回路ＲＬ１では、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧に応じてコイルＲＬ１_Ｌが磁力を生成し、スイッチＲＬ１_ＳがコイルＲＬ１_Ｌで生成された磁力を受けてオンされる。本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力される直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合にスイッチＲＬ１_Ｓがオンされ、直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合にオフされる。スイッチＲＬ１_Ｓがオンされると、ダイオードＤ１から出力される電流によりコンデンサＣ３，Ｃ４が充電される。

以上のように構成された電源装置１２では、力率改善回路３４が、コイルＬ１を介して供給される整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力により充電されると共に充電電圧が電源装置１２の起動開始時（一例としてＤＣ／ＤＣ変換回路３６から予め定められた大きさの直流電圧の出力が開始されたとき）に用いられるコンデンサＣ１、及びコンデンサＣ１と並列接続された状態でコンデンサＣ１と共にコイルＬ１を介して供給される整流ダイオードブリッジＤＳ１により充電されて充電電圧が交流瞬断時に用いられるコンデンサＣ３，Ｃ４を備えた容量回路を含む回路として機能する。また、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１は、コイルＬ１を介して整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力が上記容量回路に供給される状態（コイルＬ１を介して供給される整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力によりコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４が充電される状態）と、上記容量回路への整流ダイオードブリッジＤＳ１の出力の供給が遮断される状態（コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４が充電されない）とにスイッチングされる第１のスイッチング素子として機能する。また、リレー回路ＲＬ１のスイッチＲＬ１_Ｓは、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続された状態と、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続されていない状態とにスイッチングされる第２のスイッチング素子として機能する。また、制御装置３８は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続されないようにスイッチＲＬ１_Ｓをスイッチングした状態でＮＭＯＳトランジスタＴＲ１を繰り返しスイッチング制御し、コンデンサＣ１が満充電された後にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２，Ｃ３とが並列接続されるようにスイッチＲＬ１_Ｓをスイッチングした状態でＮＭＯＳトランジスタＴＲ１を繰り返しスイッチング制御する制御手段として機能する。

一方、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６に含まれるＮＭＯＳトランジスタＴＲ２は、コンデンサＣ１が満充電された後に制御装置３８の制御下でコンデンサＣ１の充電電圧に基づいて波形電圧を生成する波形電圧生成手段として機能する。また、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２を含むＤＣ／ＤＣ変換回路３６は、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２で生成された波形電圧に基づいて直流電圧を生成して出力する電圧生成出力回路として機能する。この場合、制御装置３８は、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続されないようにスイッチＲＬ１_Ｓをスイッチングした状態でＮＭＯＳトランジスタＴＲ１を繰り返しスイッチング制御し、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２，Ｃ３とが並列接続されるようにスイッチＲＬ１_Ｓをスイッチングした状態でＮＭＯＳトランジスタＴＲ１を繰り返しスイッチング制御する制御手段として機能する。

一方、リレー回路ＲＬ１のコイルＲＬ１_Ｌは、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧が印加され、印加された直流電圧の大きさに応じた磁力を生成する磁力生成素子として機能する。この場合、リレー回路ＲＬ１のスイッチＲＬ１_Ｓは、コイルＲＬ１_Ｌに印加された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合に、コイルＲＬ１_Ｌによって生成された磁力を受けてコンデンサＣ１とコンデンサＣ２，Ｃ３とが並列に接続されるようにスイッチングされる第２のスイッチン素子として機能する。

一方、放電回路Ａ１は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続された状態からコンデンサＣ１とコンデンサＣ３，Ｃ４とが並列接続されない状態に遷移した場合、コンデンサＣ３，Ｃ４に蓄えられた電荷を放出可能にする放電手段として機能する。

次に、図３を参照しながら本実施の形態に係る電源装置１２の作用を説明する。なお、図３は、交流電圧線１４に供給された交流電圧（入力電圧）の大きさの経時変化、コンデンサＣ１の充電電圧（Ｃ１電圧）の大きさの経時変化、コンデンサＣ３，Ｃ４の充電電圧（Ｃ３，Ｃ４電圧）の大きさの経時変化、及び交流電圧線１４に供給された交流電流（入力電流）の大きさの経時変化の一例を示すタイムチャートである。

図３に示すように交流電圧線１４に交流が供給されると、整流ダイオードブリッジＤＳ１は、供給された交流を整流して力率改善回路３４に脈流電圧を印加する。この脈流電圧はコイルＬ１及びダイオードＤ１により整流されて図３に示す（ｉ）の区間でコンデンサＣ１に充電される。図３に示す例では、交流電圧線１４に１００Ｖの交流電圧が供給されると、交流電圧線１４に最大２５Ａの入力電流が流れ、入力電流は交流電圧の半サイクル毎に減衰し、コンデンサＣ１の充電電圧の電圧値が１４１Ｖに到達すると入力電流は０Ａとなり、このとき、コンデンサＣ１の充電電圧が交流電圧の実効値（１４１Ｖ）に相当する電圧値に到達して平衡状態となる。なお、入力電流が０Ａに収束するのに要する時間は、図５に示す場合に比べ短い。これは、力率改善回路３４に含まれるコンデンサＣ１の容量が図４に示すコンデンサＣ１〜Ｃ３の全容量に場合に比べて小さいからである。

コンデンサＣ１の充電電圧の電圧値が１４１Ｖに到達すると、やがてＮＭＯＳトランジスタＴＲ１のスイッチング動作が開始されて力率改善回路３４が起動する。力率改善回路３４が起動すると、（ｉｉ）の区間でコンデンサＣ１の充電電圧が所定の電圧値まで昇圧される。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１がオンしたときにコイルＬ１に電流が流れてエネルギーが蓄積され、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１がオフしたときに、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーに基づく電流がダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に供給され、コンデンサＣ１が充電される。これを繰り返すことでコンデンサＣ１の充電電圧が所定の電圧値（コンデンサＣ１の容量に対応する電圧値）まで昇圧される。図３に示す例では、力率改善回路３４が起動すると、交流電圧線１４に約２５Ａの電流が流れ、この電流によってコンデンサＣ１の充電電圧が約４０ｍｓで３８０Ｖまで昇圧される。コンデンサＣ１の充電電圧が３８０Ｖまで昇圧されるのに要する時間は、図５に示す場合に比べ短い。これは、力率改善回路３４に含まれるコンデンサＣ１の容量が図４に示すコンデンサＣ１〜Ｃ３の全容量に場合に比べて小さいからである。

コンデンサＣ１の充電電圧の電圧値が３８０Ｖに到達すると、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から、現金自動預け払い装置１０に搭載されている負荷に印加すべき出力電圧の電圧値として予め定められた電圧値に相当する電圧値の直流電圧が出力される。これによって、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ２のスイッチング動作が開始されると共に、スイッチＲＬ１_ＳがオンされてコンデンサＣ３，Ｃ４の各々と配線３４Ａとが接続され、コンデンサＣ３，Ｃ４が充電される。図３に示す例では、コンデンサＣ３，Ｃ４に対する充電電流は抵抗Ｒ３によって約０．５Ａに調節されるため、（ｉｉｉ）の区間では、交流電圧線１４に供給された入力電流がＤＣ／ＤＣ変換回路３６で直流電圧を生成するために要する約５Ａの定常電流に加えて約５．５Ａとなっており、コンデンサＣ１が３８０Ｖに充電されてから約４ｓでコンデンサＣ２，Ｃ３が３８０Ｖに充電される。（ｉｉｉ）の区間でコンデンサＣ３，Ｃ４に対する充電が完了すると、（ｉｖ）の区間では、入力電流が約５Ａの定常電流のみになる。

このようにコンデンサＣ１が（ｉ）及び（ｉｉ）の区間で充電されることに加えてコンデンサＣ３，Ｃ４が（ｉｉｉ）の区間で充電されることで、仮に（ｉｖ）の区間でテーブルタップ１８に接続されているＰＣ２４の電源が投入されることによって引き起こされる電圧降下により力率改善回路３４への脈流電圧が一時的に途絶えたとしても、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４からＤＣ／ＤＣ変換回路３６に電流が供給されるので、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６では、少なくともコンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４の充電電圧分の直流電圧の生成及び出力を続行することが可能となる。

しかも、本実施の形態に係る電源装置１２では、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から予め定められた大きさの直流電圧を出力しながらコンデンサＣ３，Ｃ４を充電することで、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から予め定められた大きさの直流電圧を出力するために要する充電電圧を獲得する時間（力率改善回路３４の起動時間）を短くしたので、本発明の構成を有しない場合に比べ、短時間で予め定められた大きさの直流電圧を出力することができる。また、瞬断時対応回路３２においてコンデンサＣ３，Ｃ４に対して並列にコンデンサを更に追加して接続しても良く、この場合、上記実施の形態で説明した例よりも交流電圧の瞬断時間が長くても直流電圧の生成及び出力を続行することが可能となる。この場合も力率改善回路３４の起動時間は約４０ｍｓで変わらない。

なお、上記実施の形態では、リレー回路ＲＬ１を用いてコンデンサＣ３，Ｃ４を充電する場合の形態例を挙げたが、これに限らず、リレー回路ＲＬ１に代えてフォトカプラ及びＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含んで構成された回路を適用しても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に配線３４ＤとコンデンサＣ３、Ｃ４とを電気的に切断し、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合に配線３４ＤとコンデンサＣ３、Ｃ４とを電気的に接続するようにＦＥＴをスイッチングさせれば良い。このように、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に配線３４ＤとコンデンサＣ３、Ｃ４とを電気的に切断し、ＤＣ／ＤＣ変換回路３６から出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合に配線３４ＤとコンデンサＣ３、Ｃ４とを電気的に接続するようにスイッチング動作を行うものであれば如何なるものも適用可能である。

また、上記実施の形態では、コンデンサＣ３，Ｃ４を含む瞬断時対応回路３２を例に挙げて説明したが、瞬断時対応回路３２に含まれるコンデンサは単数であっても良いし、３つ以上であっても良く、想定される瞬断時間に応じた容量値が構成されるようにコンデンサを組み込めば良い。

また、上記実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタＴＲ１，ＴＲ２を用いた場合の形態例を挙げて説明したが、これに限らず、例えばバイポーラ型のトランジスタであっても良く、上記実施の形態で説明したタイミングでオンとオフが切り替えられるスイッチング素子であれば如何なるものであっても良い。

また、上記実施の形態では、コンデンサＣ１〜Ｃ４を例に挙げて説明したが、これに限らず、上記実施の形態で説明した充電機能を有する容量素子であれば如何なるものであっても良い。

また、上記実施の形態では、電源装置１２を現金自動預け払い装置１０に適用した場合の形態例を挙げて説明したが、これに限らず、直流電圧が作動用の電圧とされた電子機器であれば如何なるものにも適用可能である。

１０ 現金自動預け払い装置
１２ 電源装置
３０ 変換出力回路
３２ 瞬断時対応回路
３４ 力率改善回路
３６ ＤＣ／ＤＣ変換回路
Ａ１ 放電回路
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
ＲＬ１ リレー回路
ＴＲ１，ＴＲ２ ＮＭＯＳトランジスタ

Claims (5)

1. 交流を整流して出力する整流回路と、
   インダクタンスを介して供給される前記整流回路の出力により充電されると共に充電電圧が起動開始時に用いられる第１容量素子、及び前記第１容量素子と並列接続された状態で前記第１容量素子と共に前記インダクタンスを介して供給される前記整流回路の出力により充電されて充電電圧が交流瞬断時に用いられる第２容量素子を備えた容量回路と、
   前記インダクタンスを介して前記整流回路の出力が前記容量回路に供給される状態と前記容量回路への前記整流回路の出力の供給が遮断される状態とにスイッチングされる第１のスイッチング素子と、
   前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続された状態と、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されていない状態とにスイッチングされる第２のスイッチング素子と、
   前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されないように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御し、前記第１容量素子が満充電された後に前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御する制御手段と、
   を含むスイッチング電源装置。
2. 前記第１容量素子が満充電された後に前記第１充電素子の充電電圧に基づいて波形電圧を生成する波形電圧生成手段を有し、該波形電圧生成手段で生成された波形電圧に基づいて直流電圧を生成して出力する電圧生成出力回路を更に含み、
   前記制御手段は、前記電圧生成出力回路によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ未満の場合に、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されないように前記第２のスイッチング素子をスイッチングした状態で前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御し、前記電圧生成出力回路によって出力された直流電圧の大きさが予め定められた大きさ以上の場合に、前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるように前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御してから前記第１のスイッチング素子を繰り返しスイッチング制御する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御手段は、前記電圧生成出力回路から出力された前記直流電圧が印加され、印加された直流電圧の大きさに応じた磁力を生成する磁力生成素子を有し、
   前記第２のスイッチング素子は、前記磁力生成素子に印加された前記直流電圧の大きさが前記予め定められた大きさ以上の場合に、前記磁力生成素子によって生成された磁力を受けて前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されるようにスイッチングされる請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続された状態から前記第１容量素子と前記第２容量素子とが並列接続されていない状態に遷移した場合、前記第２容量素子に蓄えられた電荷を放出可能にする放電手段を更に含む請求項２又は請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか１項に記載のスイッチング電源装置と、
   前記スイッチング電源装置で生成された直流電圧を作動用の電圧とした電子機器と、
   を含む現金自動預け払い装置。

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