JP2013062808A - 対数尤度比（ｌｌｒ）関数の区分線形近似を使用するｌｌｒ計算 - Google Patents

Abstract

【課題】符号ビットに関してＬＬＲを効率的及び正確に計算する手法を提供する。
【解決手段】受信機は、通信路を介して送られた送信に関して受信記号を取得する。受信機は、受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて、符号ビットに関してＬＬＲを導き出す。各々のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の１つ又は複数の範囲に関して１つ又は複数の１次関数を備えてよい。受信機は、対応する受信記号成分値に基づいて、各々の符号ビットに関して１次関数の１つを選択してよい。次に、受信機は、この最初の符号ビットに関して選択された１次関数に基づいて、各符号ビットに関してＬＬＲを導き出してよい。
【選択図】図９

Description

優先権の主張

本願は、２００６年３月１４日に出願された「１６ＱＡＭに関する信号点配置及び雑音分散の推定（ESTIMATION FOR SIGNAL CONSTELLATION AND NOISE VARIANCE FOR 16QAM）」と題する米国仮特許出願第６０／７８２，３７８号への優先権を主張する。この米国仮特許出願は、本願の譲受人へ譲渡され、参照して本明細書に組み込まれる。

本願の開示は、一般的には通信に関し、更に具体的には、符号ビットに関して対数尤度比（ＬＬＲ）を計算する手法に関する。

通信システムにおいて、送信機は、典型的には、符号化スキームに基づいてトラフィック・データを符号化して符号ビットを取得し、更に、変調スキームに基づいて符号ビットを変調記号へマップする。次に、送信機は変調記号を処理して変調信号を生成し、通信路を介してこの信号を送信する。通信路は、送信された信号をチャネル応答で歪ませ、更に、雑音及び干渉で信号を劣化する。

受信機は、送信された信号を受け取り、受け取られた信号を処理して、受信記号を取得する。受信記号は、歪を受けていてもよく、送信機によって送られた変調記号の雑音版であってもよい。次に、受信機は、受信記号に基づいて符号ビットに関してＬＬＲを計算してよい。ＬＬＲは、各符号ビットについて送られているゼロ（「０」）又は１（「１」）の信頼度を示す。所与の符号ビットについて、正のＬＬＲ値は、符号ビットに関して送られている「０」に、より大きい信頼度を示し、負のＬＬＲ値は、符号ビットに関して送られている「１」に、より大きい信頼度を示し、ゼロのＬＬＲ値は、符号ビットに関して送られている「０」又は「１」の等しい尤度を示してよい。次に、受信機はＬＬＲを復号して、復号されたデータを取得してよい。復号されたデータは、送信機によって送られたトラフィック・データの推定値である。

ＬＬＲの計算は複雑であり得る。しかしながら、正確なＬＬＲは良好な復号性能を生じ得る。それ故に、符号ビットに関してＬＬＲを効率的及び正確に計算する手法の必要性が、当分野に存在する。

符号ビットに関してＬＬＲを効率的及び正確に計算する手法が、本明細書で説明される。符号ビットの集合は、４相位相変調（ＱＰＳＫ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）などの信号点配置における変調記号へマップされてよい。集合の中の異なる符号ビットは、異なるＬＬＲ関数に関連づけられてよい。符号ビットに関するＬＬＲは、ＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて導き出されてよい。

１つの設計において、受信機は、通信路を経由して送られた送信に関して受信記号を取得する。送信は、ＱＰＳＫ又はＱＡＭ信号点配置からの変調記号を備えてよい。受信機は、受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて、符号ビットに関してＬＬＲを導き出す。受信記号は、実及び虚成分を有する複素数値であってよい。受信機は、もし変調記号の信号点配置によって許されるならば、各受信記号の実及び虚成分について独立してＬＬＲを導き出してよい。

少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビット、例えば、変調記号の実及び虚成分の符号を決定する符号ビットに関して、第１のＬＬＲ関数を備えてよい。第１のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の３つの範囲に関して３つの１次関数を備えてよい。受信機は、対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して３つの１次関数の１つを選択してよい。次に、受信機は、この第１の符号ビットに関して選択された１次関数に基づいて、各々の第１の符号ビットに関してＬＬＲを導き出してよい。

少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビット、例えば、変調記号の実及び虚成分の量を決定する量ビットに関して、第２のＬＬＲ関数を備えてよい。第２のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の２つの範囲に関して２つの１次関数を備えてよい。受信機は、対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して２つの１次関数の１つを選択してよい。次に、受信機は、この第２の符号ビットに関して選択された１次関数に基づいて、各々の第２の符号ビットに関してＬＬＲを導き出してよい。

受信機は、符号ビットに関するＬＬＲを復号して、通信路を経由して送られた送信に関して、復号されたデータを取得してよい。受信機は、もしターボ符号化が送信に関して使用されたならば、ＬＬＲにターボ復号を実行し、もし畳み込み符号化が送信に関して使用されたならば、ＬＬＲにビタビ復号を実行してよい。

この開示の様々な態様及び特徴は、下記で更に詳細に説明される。

送信機及び受信機のブロック図を示す。 送信機における符号器及び記号マッパを示す。 １６−ＱＡＭの例示的信号点配置を示す。 ＬＬＲ関数の識別閾値のプロットを示す。 ２つの符号ビットに対する２つのＬＬＲ関数の区分線形近似を示す。 ２つの符号ビットに対する２つのＬＬＲ関数の区分線形近似を示す。 受信機におけるＬＬＲ計算ユニットを示す。 ＬＬＲ関数の近似に使用されるパラメータのプロットを示す。 ＬＬＲ関数の近似に使用されるパラメータのプロットを示す。 ＬＬＲ関数の近似に使用されるパラメータのプロットを示す。 受信機における復号器を示す。 符号ビットに関してＬＬＲを計算するプロセスを示す。

図１は、通信システムにおける送信機１００及び受信機１５０の設計のブロック図を示す。送信機１００において、符号器１２０はデータ源１１２からデータのブロックを受け取り、符号化スキームに基づいてデータ・ブロックを符号化し、符号ビットを提供する。データ・ブロックは、輸送ブロック、パケット、フレームなどとも呼ばれてよい。符号器１２０は、レート・マッチングを実行し、符号ビットの幾つか又は全てを削除又は反復して、データ・ブロックに関して所望の数の符号ビットを取得してよい。符号器１２０は、更に、通信路インタリービングを実行し、インタリービング・スキームに基づいて、符号ビットを整理し直してよい。記号マッパ１３０は、変調スキームに基づいて符号ビットを変調記号へマップする。変調スキームは、ＱＰＳＫ、ＱＡＭなどであってよい。変調器（ＭＯＤ）１３２は符号分割多重（ＣＤＭ）の処理を実行し、直交符号を用いて変調記号を拡散してよい。変調器１３２は、更に、周波数分割多重（ＦＤＭ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、単搬送波ＦＤＭ（ＳＣ−ＦＤＭ）などの処理を実行してよい。そして、変調器１３２は、得られた出力記号を処理し（例えば、アナログへ変換する、増幅する、フィルタする、及び周波数をアップ・コンバートする）、変調された信号を生成する。変調された信号はアンテナ１３４を経由して送信される。

受信機１５０において、アンテナ１５２は、変調された信号を送信機１００から受け取り、受信信号を提供する。復調器（ＤＥＭＯＤ）１５４は、受信信号を処理して（例えば、フィルタする、増幅する、周波数をダウン・コンバートする、及びディジタル化する）、サンプルを取得する。復調器１５４は、更に、サンプルを処理して（例えば、ＣＤＭ、ＦＤＭ、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭなどに関して）、受信記号を取得してよい。信号及び雑音推定器１６２は、受信記号に基づいて信号及び雑音特性及び／又は無線通信路応答を推定してよい。ＬＬＲ計算ユニット１６０は、受信記号及び信号、雑音及び／又は通信路推定値に基づいて符号ビットに関してＬＬＲを計算する。復号器１７０は、送信機１００によって実行された符号化を補完する仕方でＬＬＲを復号し、復号されたデータを提供する。一般的に、受信機１５０における復調器１５４、ＬＬＲ計算ユニット１６０、及び復号器１７０による処理は、送信機１００における変調器１３２、記号マッパ１３０、及び符号器１２０による処理を補完する。

コントローラ／プロセッサ１４０及び１８０は、それぞれ、送信機１００及び受信機１５０における様々な処理ユニットの動作を指図する。メモリ１４２及び１８２は、それぞれ、送信機１００及び受信機１５０に関してデータ及びプログラム・コードを記憶する。

一般的に、符号器１２０は任意の符号化スキームを実現してよい。符号化スキームは、ターボ符号、畳み込み符号、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）符号、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号、ブロック符号など、又はこれらの組み合わせを含んでよい。符号器１２０はＣＲＣ値を生成し、データ・ブロックへ付加してよい。ＣＲＣ値は、データ・ブロックが正しく復号されたか、誤りであるかを決定するため、受信機１５０によって使用されてよい。ターボ符号、畳み込み符号、及びＬＤＰＣ符号は、異なる前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号である。これらの符号は、無線通信路内の機能障害によって導き起こされた誤りを受信機１５０が訂正することを可能にする。

図２は、図１の送信機１００における符号器１２０及び記号マッパ１３０の設計のブロック図を示す。この設計において、符号器１２０はターボ符号を実現する。ターボ符号は並列結合畳み込み符号とも呼ばれる。符号器１２０の中で、符号インタリーバ２２２はデータ・ビット（｛ｄ｝として示される）のブロックを受け取り、符号インタリーブ・スキームに従ってデータ・ビットをインタリーブする。第１の組成符号器２２０ａは、第１の組成符号に基づいてデータ・ビットを符号化し、第１のパリティ検査ビット（｛ｚ｝で示される）を提供する。第２の組成符号器２２０ｂは、第２の組成符号に基づいて符号インタリーバ２２２からのインタリーブされたデータ・ビットを符号化し、第２のパリティ検査ビット（｛ｚ’｝で示される）を提供する。組成符号器２２０ａ及び２２０ｂは、広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）で使用される２つの生成多項式、例えば、ｇ_０（Ｄ）＝１＋Ｄ^２＋Ｄ^３及びｇ_１（Ｄ）＝１＋Ｄ＋Ｄ^３を実現してよい。マルチプレクサ（Ｍｕｘ）２２４は、組成符号器２２０ａ及び２２０ｂからデータ・ビット及びパリティ検査ビットを受け取り、データ及びパリティ検査ビットを多重化してｕ符号ビットを提供する。マルチプレクサ２２４は、この３つの入力を巡回し、この出力へ一度に１つのビット又は｛ｄ_１，ｚ_１，ｚ’_１，ｄ_２，ｚ_２，ｚ’_２，．．．｝を提供する。レート・マッチング・ユニット２２６は、マルチプレクサ２２４から符号ビットを受け取り、符号ビットの幾つかを削除し、及び／又は符号ビットの幾つか又は全てを反復して、データ・ブロックに関して所望の数の符号ビットを取得してよい。図２には示されないが、符号器１２０は、更に、レート・マッチング・ユニット２２６からの符号ビットに通信路インタリービングを実行してよい。

記号マッパ１３０の中において、デマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２３０は、符号器１２０から符号ビットを受け取り、符号ビットを同相（Ｉ）ストリーム｛ｉ｝及び直交（Ｑ）ストリーム｛ｑ｝へ逆多重化する。デマルチプレクサ２３０は、第１の符号ビットをＩストリームへ提供し、次の符号ビットをＱストリームへ提供し、次の符号ビットをＩストリームへ提供し、以下同様に提供してよい。ＱＡＭ／ＱＰＳＫルックアップ・テーブル２３２は、Ｉ及びＱストリームを受け取ってＢビットの集合を形成し、選択された変調スキームに基づいてＢビットの各集合を変調記号へマップする。ここでＱＰＳＫの場合、Ｂ＝２であり、１６−ＱＡＭの場合、Ｂ＝４であり、以下同様である。記号マッパ１３０はデータ・ブロックに関して変調記号｛ｘ｝を提供する。

図３は、Ｗ−ＣＤＭＡで使用される１６−ＱＡＭの例示的信号点配置を示す。この信号点配置は、１６−ＱＡＭの１６の可能な変調記号に対応する１６の信号点を含む。各々の変調記号は、形態ｘ_ｉ＋ｊｘ_ｑの複素数値である。ここでｘ_ｉは実成分であり、ｘ_ｑは虚成分である。実成分ｘ_ｉは−３α、−α、α、又は３αの値を有し、虚成分ｘ_ｑも、−３α、−α、α、又は３αの値を有してよい。ここで、αは下記で定義される。

１６−ＱＡＭの場合、デマルチプレクサ２３０からのＩ及びＱストリームの中の符号ビットは、４つのビットの集合へグループ化されてよい。各々の集合は、｛ｉ_１ ｑ_１ ｉ_２ ｑ_２｝として示される。ここで、ビットｉ_１及びｉ_２はＩストリームから得られ、ビットｑ_１及びｑ_２はＱストリームから得られる。信号点配置の中の１６の変調記号は、｛ｉ_１ ｑ_１ ｉ_２ ｑ_２｝に対する１６の可能な４ビット値に関連づけられる。図３は、特定の変調記号に対する各々の可能な４ビット値の例示的マッピングを示す。このマッピングにおいて、変調記号の実成分ｘ_ｉは、２つの同相ビットｉ_１及びｉ_２によって決定され、虚成分ｘ_ｑは２つの直交ビットｑ_１及びｑ_２によって決定される。具体的には、ビットｉ_１は実成分ｘ_ｉの符号を決定し、ｉ_１＝０のときｘ_ｉ＞０であり、ｉ_１＝１のとき、ｘ_ｉ＜０である。ビットｉ_２は実成分ｘ_ｉの量を決定し、ｉ_２＝０のとき｜ｘ_ｉ｜＝αであり、ｉ_２＝１のとき｜ｘ_ｉ｜＝３αである。こうして、ビットｉ_１はｘ_ｉの符号ビットとして考えられ、ビットｉ_２はｘ_ｉの量ビットとして考えられてよい。同様に、ビットｑ_１は虚成分ｘ_ｑの符号を決定し、ビットｑ_２は虚成分ｘ_ｑの量を決定する。マッピングは、実及び虚成分について独立である。各々の成分について、‘１１’、‘１０’、‘００’、‘０１’の２ビット値は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）に基づいて、それぞれ−３α、−α、α、及び３αへマップされる。こうして、２つの４−ＰＡＭ変調記号は、（ｉ_１ ｉ_２）及び（ｑ_１ ｑ_２）に基づいて別々に生成され、直交結合されて１６−ＱＡＭ変調記号を取得してよい。

受信機１５０において、復調器１５４からの受信記号は、次のように表されてよい。

ｙ＝ｘ＋ｎ 式（１）
ここで、ｘは送信機１００から送られた変調記号であり、
ｎは変調記号ｘによって観察された雑音であり、
ｙは受信機１５０によって取得された受信記号である。

受信記号ｙは、（ｉ）変調記号ｘの実成分ｘ_ｉに対応する実成分ｙ_ｉ及び（ｉｉ）変調記号ｘの虚成分ｘ_ｑに対応する虚成分ｙ_ｑを有する。式（１）は、受信機１５０が、適切な尺度変更を実行し、変調記号ｘの増幅、通信路減衰、及び受信機処理の責任を負うものと仮定する。送信機１００によって送られた変調記号は、等しい尤度で１６−ＱＡＭ信号点配置から取られるものと仮定されてよい。図３で示される１６−ＱＡＭ信号点配置の場合、受信記号成分当たりの平均エネルギーは５α^２であってよい。成分当たりの単位エネルギーを有する正規化１６−ＱＡＭ信号点配置の場合、

である。

簡単にするため、雑音ｎは、独立及び恒等分布の（ｉ．ｉ．ｄ．）実及び虚成分を有する複素加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定されてよい。各々の雑音成分は、ゼロ平均及び分散σ^２を有するガウス確率変数であってよい。こうして、複素雑音ｎの分散は、Ｎ_０＝２σ^２であってよい。受信機１５０における成分当たりの信号対雑音比（ＳＮＲ）は、５α^２／σ^２である。

実成分ｘ_ｉ及び虚成分ｘ_ｑは、前述したように、ビット（ｉ_１ ｉ_２）及びビット（ｑ_１ ｑ_２）に基づいて、それぞれ独立して決定されてよい。雑音ｎの実及び虚成分はｉ．ｉ．ｄ．であってよい。故に、１６−ＱＡＭ変調記号ｘは、別々に復調されてよい２つの独立４−ＰＡＭ変調記号ｘ_ｉ及びｘ_ｑから構成されていると考えてよい。明瞭にするため、ビットｉ_１及びｉ_２によって決定される実成分ｘ_ｉのみの処理を下記で説明する。

ビットｉ_１及びｉ_２に関するＬＬＲは、次のように導き出されてよい。ベイズの公式から、次の式が得られる。

ここで、Ｐ（ｉ_１＝０｜ｙ_ｉ）は、ｙ_ｉが受け取られたと仮定して、‘０’がビットｉ_１として送られた事後確率である。

Ｐ（ｙ_ｉ｜ｉ_１＝０）は、‘０’がビットｉ_１として送られたと仮定して、ｙ_ｉを受け取る確率である。

Ｐ（ｉ_１＝０）は、「０」がビットｉ_１として送られた事前確率である。

Ｐ（ｙ_ｉ）は、ｙ_ｉを受け取る確率である。

確率Ｐ（ｉ_１＝０｜ｙ_ｉ）は、次のようにビットｉ_２に条件づけられてよい。

事後確率Ｐ（ｉ_１＝１｜ｙ_ｉ）は、式（２）及び（３）の事後確率Ｐ（ｉ_１＝０｜ｙ_ｉ）と同じ仕方で定義されてよい。

ビットｉ_１に関する尤度比（ＬＲ）、すなわちＬＲ（ｉ_１）は、次のように定義されてよい。

ＬＲ（ｉ_１）は、‘１’がビットｉ_１として送られた事後確率への、‘０’がビットｉ_１として送られた事後確率の比である。式（４）は、１６−ＱＡＭ信号点配置における全ての１６の点が、同程度の確からしさで送信されるものと仮定する。

式（４）を使用し、雑音分布がＡＷＧＮであると仮定すると、ビットｉ_１の尤度比は、次のように表されてよい。

式（５）の４つの指数項は、ビットｉ_１及びｉ_２に関する４つの可能な２ビット値について実軸上の−３α、−α、α、及び３αにおける４つのガウス分布に対応する。

ビットｉ_１に関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ（ｉ_１）は、次のように、式（５）から得られてよい。

ＬＬＲ（ｉ_１）はｙ_ｉの増加関数であり、ｙ_ｉ＝０のときゼロに等しい。

ＬＬＲ（ｉ_１）は、正値、ゼロ、又は負値であってよい。ゼロのＬＬＲ（ｉ_１）値は、ビットｉ_１に関して送られている‘０’又は‘１’への等しい信頼度を示す。正のＬＬＲ（ｉ_１）値は、ビットｉ_１に関して送られている‘０’への、より大きい信頼度を示す。負のＬＬＲ（ｉ_１）値は、ビットｉ_１に関して送られている‘１’への、より大きい信頼度を示す。こうして、ＬＬＲ（ｉ_１）の符号は、ビットｉ_１に関して送られている‘０’又は‘１’のどちらに、より大きい信頼度が存在するかを表す。ＬＬＲ（ｉ_１）の量は信頼度の程度を表し、より大きい量は、より大きい信頼度に対応する。

一般的に、ＬＬＲ関数は１つ又は複数の識別閾値を有してよい。識別閾値は、０のＬＬＲ値を生じる入力値である。式（６）のＬＬＲ関数は０の単一識別閾値を有し、これはｙ_ｉ＝０のときＬＬＲ（ｉ_１）＝０であることを意味する。

ビットｉ_２に関するＬＲ、即ち、ＬＲ（ｉ_２）は、次のように定義されてよい。

ビットｉ_２に関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ（ｉ_２）は、次のように、式（７）から得られてよい。

式（８）のＬＬＲ関数は、比α^２／σ^２が合理的に高いとき、２α及び−２αに近い２つの識別閾値を有する。こうして、ｙ_ｉが、高いα^２／σ^２について２α又は−２αに近いとき、ＬＬＲ（ｉ_２）＝０である。

ビットｑ_１に関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ（ｑ_１）は、式（６）を使用してＬＬＲ（ｉ_１）と類似の仕方で、ｙ_ｑに基づいて導き出されてよい。同様に、ビットｑ_２に関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ（ｑ_２）は、式（８）を使用してＬＬＲ（ｉ_２）と類似の仕方で、ｙ_ｑに基づいて導き出されてよい。

式（６）及び（８）は、それぞれ、図３で示される１６−ＱＡＭ信号点配置及び前述した仮定のもとで、ビットｉ_１及びｉ_２に関するＬＬＲ関数を表す。式（６）及び（８）のＬＬＲ関数は、ｃｏｓｈ関数及び他の算術演算を含み、これにより計算量的に集中的である。

１つの態様において、符号ビットに関するＬＬＲは、ＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて導き出されてよい。これは計算を大きく低減し、同時に依然として比較的正確なＬＬＲを提供し、したがって復号性能の劣化は無視可能である。区分線形近似は、幾つかの仕方で得られてよい。

式（５）において、４つの分布は、２αだけ離れた平均及び分散σ^２を有する。比α^２／σ^２が合理的に高いとき、即ち、高い受信ＳＮＲのとき、各分布の大きさは、分布平均の間隔に関して比較的狭い。この場合、式（５）の分子について、ｙ_ｉがαに近いとき、項

が優越し、ｙ_ｉが３αに近いとき、項

が優越する。

タイプ１と呼ばれる第１の設計において、ＬＬＲ関数の区分線形近似は、ＬＬＲ関数の分子及び分母の各々における最大分布を考慮することによって得られる。式（５）の場合、分子における２つの分布の最大値が、これらの合計の代わりに考慮されてよい。同様に、分母における２つの分布の最大値が、これらの合計の代わりに考慮されてよい。ビットｉ_１に関するＬＬＲは、そのとき次のように近似されてよい。

ここで、

のとき

のとき
ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数の区分線形近似は、そのとき次のように表されてよい。

のとき
式（１０）で示されるように、ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数は、３つの直線で近似されてよい。第１の直線は１次関数（４αｙ_ｉ＋４α^２）／σ^２で定義され、−２αよりも小さいｙ_ｉ値をカバーする。第２の直線は１次関数２αｙ_ｉ／σ^２で定義され、−２αから２αまでのｙ_ｉ値をカバーする。第３の直線は１次関数（４αｙ_ｉ−４α^２）／σ^２で定義され、２α以上のｙ_ｉ値をカバーする。

ビットｉ_２に関するＬＬＲは、次のように近似されてよい。

ここで、

のとき

のとき
ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の区分線形近似は、そのとき次のように表されてよい。

式（１２）で示されるように、ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数は、２つの直線で近似されてよい。第１の直線は１次関数（２αｙ_ｉ＋４α^２）／σ^２で定義され、ゼロよりも小さいｙ_ｉ値をカバーする。第２の直線は１次関数（−２αｙ_ｉ＋４α^２）／σ^２で定義され、ゼロ以上のｙ_ｉ値をカバーする。

タイプ２と呼ばれる第２の設計において、ＬＬＲ関数の線形近似は、ＬＬＲ関数の各々の識別閾値のあたりで定義されてよい。ＬＬＲ関数は、１つ又は複数の識別閾値を有してよい。１次関数は、各々の識別閾値について定義され、この識別閾値をカバーする入力値の範囲にわたってＬＬＲを決定するために使用されてよい。

（６）におけるビットｉ_１に関するＬＬＲ関数は、ｙ_ｉ＝０について単一の識別閾値を有する。識別閾値におけるこのＬＬＲ関数の勾配は、次のように、ｙ_ｉ＝０において、ｙ_ｉに関してＬＬＲ関数を微分することによって決定されてよい。

ここで、Ｓ_１は、ｙ_ｉ＝０におけるビットｉ_１に関するＬＬＲ関数の勾配である。

高いα^２／σ^２の場合、式（１３）の勾配は、２α／σ^２として近似されてよい。ビットｉ_１関するＬＬＲ関数の線形近似は、そのとき次のように表されてよい。

式（１４）で示されるように、ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数は、２α／σ^２の勾配及びｙ_ｉ＝０の識別閾値におけるゼロの値を有する単一の直線で近似されてよい。

式（８）におけるビットｉ_２に関するＬＬＲ関数は、−２α及び２αに近いｙ_ｉについて２つの識別閾値を有する。２αにおけるこのＬＬＲ関数の勾配は、次のように表されてよい。

ここで、Ｓ_２は、ｙ_ｉ＝２αにおけるビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の勾配である。

高いα^２／σ^２の場合、式（１５）の勾配は、２αの識別閾値について−２α／σ^２として近似されてよい。ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の線形近似は、そのとき次のように表されてよい。

式（１６）で示されるように、ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数は、（ｉ）−２α／σ^２の勾配及びｙ_ｉ＝２αの識別閾値でゼロの値を有する第１の直線、及び（ｉｉ）２α／σ^２の勾配及びｙ_ｉ＝−２αの識別閾値でゼロの値を有する第２の直線を用いて近似されてよい。

式（１０）及び（１４）で示されるように、ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数のタイプ１近似は、−２αから２αまでの範囲のｙ_ｉ値について、ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数のタイプ２近似とマッチする。−２αよりも小さいか２αよりも大きいｙ_ｉ値については、ビットｉ_１に関するＬＬＲの絶対値は、タイプ１よりもタイプ２で小さい。故に、十分に大きい（例えば、２αよりも大きい）絶対ｙ_ｉ値については、タイプ２からのＬＬＲは、タイプ１からのＬＬＲよりも、ビットｉ_１の識別で、より小さい信頼度を反映してよい。式（１２）におけるビットｉ_２に関するＬＬＲのタイプ１近似は、全てのｙ_ｉ値について、式（１６）におけるビットｉ_２に関するＬＬＲのタイプ２近似とマッチする。

ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数は、０において単一の識別閾値を有する。ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数は、−２α及び２αに近い２つの識別閾値を有する。識別閾値は、‘０’又は‘１’として送られた所与のビットの尤度に最大の不確定性が存在する点を表す。こうして、各々の識別閾値のあたりでＬＬＲの良好な近似を有することが望ましい。

識別閾値におけるビットｉ_２に関するＬＬＲ値は、次のように表されてよい。

ここで、θは、ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の識別閾値である。ｙ_ｉ＝θのとき、ＬＬＲ（ｉ_２）＝０である。

式（１７）から、識別閾値は次のように表されてよい。

図４は、ビットｉ_２に関するＬＬＲ関数について、正規化された識別閾値のプロット４１０を示す。水平軸はデシベル（ｄＢ）単位のα^２／σ^２を表す。垂直軸は、正規化された識別閾値θ／αを表す。プロット４１０は、識別閾値θが、低いＳＮＲで２αよりも大きく、ＳＮＲが増加するにつれて２αへ収斂することを示す。

式（８）におけるビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の勾配は、次のように表されてよい。

ここで、Ｓ’_２は、識別閾値θにおけるビットｉ_２に関するＬＬＲ関数の勾配である。勾配Ｓ’_２及び／又は識別閾値θの各々は、ハードウェア、ソフトウェア、ルックアップ・テーブルなどを使用して決定されてよい。

ビットｉ_２に関するＬＬＲの線形近似は、そのとき次のように表されてよい。

ＬＬＲ（ｉ_２）＝Ｓ’_２・（｜ｙ_ｉ｜−θ） 式（２０）
高いＳＮＲの場合、Ｓ’_２≒−２α／σ^２及びθ≒２αである。

式（１８）〜（２０）は、ＳＮＲの広い範囲にわたって、ビットｉ_２に関するより正確なＬＬＲを導き出すために使用されてよい。式（１８）は、識別閾値θをα^２／σ^２の関数として提供する。式（１９）は、勾配Ｓ’_２をα^２／σ^２の関数として提供する。識別閾値θ及び勾配Ｓ’_２は、所与の受信ＳＮＲについて決定されてよく、ビットｉ_２に関するＬＬＲを導き出すため式（２０）で使用されてよい。

ビットｉ_１に関するＬＬＲ関数の勾配Ｓ_１も、式（１３）で示されるように、α^２／σ^２の関数として表されてよい。勾配Ｓ_１は、所与の受信ＳＮＲについて決定されてよく、ビットｉ_１に関するＬＬＲを導き出すため式（１０）又は（１４）で使用されてよい。

図５Ａは、ビットｉ_１に関する実際のＬＬＲ関数及びα^２／σ^２＝１又は０ｄＢを有するこのＬＬＲ関数の区分線形近似のプロットを示す。水平軸は、α＝０．４４７２であるときのｙ_ｉ値を表す。−３α、−α、α、及び３αにおける４つの１次元ＰＡＭ配置点は、水平軸上のラベルで示される。垂直軸は、ビットｉ_１に関するＬＬＲ、すなわちＬＬＲ（ｉ_１）を表す。プロット５１０は、式（６）で示される正確な計算を用いるビットｉ_１に関するＬＬＲを示す。プロット５１２は、式（１０）で示される区分線形近似を用いるビットｉ_１に関するＬＬＲを示す。これらのプロットは、区分線形近似が、実際のＬＬＲ値に関して、特にＬＬＲ値が０に近いｙ_ｉ＝０の識別閾値のあたりで、正確であることを示す。これは良好な復号性能に重要である。

図５Ｂは、ビットｉ_２に関する実際のＬＬＲ関数、及びα^２／σ^２＝１を有するこのＬＬＲ関数の区分線形近似のプロットを示す。プロット５２０は、式（８）で示される正確な計算を用いるビットｉ_２に関するＬＬＲを示す。プロット５２２は、式（１２）で示される区分線形近似を用いるビットｉ_２に関するＬＬＲを示す。これらのプロットは、区分線形近似が、実際のＬＬＲ値に関して、特にＬＬＲ値が０に近いときの、−２α及び２αに近い識別閾値のあたりで、正確であることを示す。

図５Ａ及び図５Ｂは、約７ｄＢの成分当たり受信ＳＮＲに対応するα^２／σ^２＝１を有するビットｉ_１及びｉ_２に関するＬＬＲのプロットを示す。ビットｉ_１及びｉ_２に関するＬＬＲ関数の近似は、一般的に、ＳＮＲが累進的に高くなるとより正確になる。１６−ＱＡＭは高いＳＮＲで使用されてよく、ＱＰＳＫは低いＳＮＲで使用されてよい。こうして、これらの近似は、より確からしく１６−ＱＡＭが使用される高ＳＮＲシナリオ（scenarios）に関して正確なＬＬＲを提供する。

図６は、図１の受信機１５０におけるＬＬＲ計算ユニット１６０の設計のブロック図を示す。この設計において、ユニット１６０は、デマルチプレクサ６１０、尺度変更及び閾値計算ユニット６１２、及び実及び虚成分に関するそれぞれのＬＬＲ計算ユニット６２０ａ及び６２０ｂを含む。デマルチプレクサ６１０は、復調器１５４から受信記号｛ｙ｝を取得し、各々の受信記号の実成分ｙ_ｉをＬＬＲ計算ユニット６２０ａへ提供し、各々の受信記号の虚成分ｙ_ｑをＬＬＲ計算ユニット６２０ｂへ提供する。各々のＬＬＲ計算ユニット６２０は、式（１０）及び（１２）で示された区分線形近似に基づいて、各自の符号ビットに関してＬＬＲを計算する。ＬＬＲ計算を単純化するため、２つの数量ｕ及びｖが次のように定義されてよい。

及び

…式（２１）
式（１０）は、次のようにｕ及びｖの項で表されてよい。

のとき
式（１２）は、次のようにｕ及びｖの項で表されてよい。

ＬＬＲ（ｉ_２）＝ｖ−｜ｕ｜ 式（２３）
信号及び雑音推定器１６２は、下記で説明するように、受信記号に基づいて信号及び雑音特性を推定し、信号振幅α及び雑音分散σ^２を提供してよい。計算ユニット６１２は、信号及び雑音推定器１６２からのα及びσ^２に基づいて、スケールファクタ２α／σ^２及び尺度変更された閾値ｖ＝４α^２／σ^２を計算してよく、スケールファクタ及び尺度変更された閾値をＬＬＲ計算ユニット６２０ａ及び６２０ｂの双方へ提供してよい。ユニット６２０ａの内部において、尺度変更ユニット６２２は、実成分ｙ_ｉをスケールファクタ２α／σ^２で尺度変更し、尺度変更された成分ｕ＝２αｙ_ｉ／σ_２を提供する。ユニット６２４は、式（２２）の最上部分に関して数量２ｕ＋ｖを計算する。ユニット６２６は、式（２２）の中央部分に関してｕを受け取って提供する。ユニット６２８は、式（２２）の最下部分に関して数量２ｕ−ｖを計算する。ユニット６２４、６２６、６２８は、式（６）で示されるＬＬＲ関数の区分線形近似に関して３つの１次関数を実現する。マルチプレクサ６３０は、３つの入力でユニット６２４、６２６、６２８から３つの値を受け取り、３つの値の１つをビットｉ_１に関するＬＬＲとして提供する。Ｍｕｘ選択器６３２は、ｕ及びｖを受け取り、マルチプレクサ６３０に関して制御を生成する。この制御は、もしｕ＜−ｖであれば、ユニット６２４から２ｕ＋ｖを選択し、もし−ｖ≦ｕ＜ｖであれば、ユニット６２６からｕを選択し、もしｕ≧ｖであれば、ユニット６２８から２ｕ−ｖを選択する。ユニット６３４は、式（２３）に関してｖ−｜ｕ｜を計算し、この数量をビットｉ_２に関するＬＬＲとして提供する。ユニット６３４は、更に、式（１８）〜（２０）に基づいてビットｉ_２に関するＬＬＲを計算してよい。

ＬＬＲ計算ユニット６２０ｂは、虚成分ｙ_ｑに基づいてビットｑ_１及びｑ_２に関するＬＬＲを計算してよい。ビットｑ_１及びｑ_２に関するＬＬＲの計算は、ユニット６２０ａによるビットｉ_１及びｉ_２に関するＬＬＲの計算と類似してよい。

信号及び雑音推定器１６２は、次のように、受信記号成分の絶対値の平均を推定してよい。

ここで、ｙ_ｉ（ｋ）及びｙ_ｑ（ｋ）は、ｋ番目の受信記号の実及び虚成分であり、ｍは受信記号成分の絶対値の平均であり、Ｋは平均推定に使用される受信記号の数である。

信号及び雑音推定器１６２は、更に、次のように、受信記号成分の平均エネルギーを推定してよい。

ここで、Ｅは受信記号成分の平均エネルギーである。

信号及び雑音推定器１６２は、解析計算、コンピュータ・シミュレーション、実験測定などに基づいて決定される１つ又は複数のマッピングに基づいて、ｍ及びＥをα及びσ^２へマップしてよい。１つの設計において、比ｍ^２／Ｅは第１の解析関数に基づいて比α／ｍへマップされ、比ｍ^２／Ｅは第２の解析関数に基づいて比σ^２／ｍ^２へマップされる。マッピングは、ハードウェア、ソフトウェア、ルックアップ・テーブルなどを用いて実行されてよい。そのとき、α及びσ^２は、それぞれα／ｍ及びσ^２／ｍ^２から決定されてよい。なぜなら、ｍは既知だからである。

図７Ａは、α／ｍ対ｍ^２／Ｅのプロット７１０を示す。プロット７１０は、高いＳＮＲについて０．５へ収斂するα／ｍを示す。なぜなら、ｍは２αに近づくからである。

図７Ｂは、σ^２／ｍ^２対ｍ^２／Ｅのプロット７１２を示す。プロット７１２は、高いＳＮＲについて０．０の方へ減少するσ^２／ｍ^２を示す。

図７Ｃは、θ／ｍ対ｍ^２／Ｅのプロット７１４を示す。プロット７１４は、ＳＮＲの広い範囲について１．０へ近いθ／ｍを示す。これは、例えば、信号及び雑音推定器１６２の中で、ルックアップ・テーブルの少ないビン（bins）を用いてθ／ｍ関数を実現することにより、低いＳＮＲに対しても、尺度変更された閾値ｖの微細な表現が得られることを暗示する。

図８は、図１の受信機１５０における復号器１７０の設計のブロック図を示す。この設計において、復号器１７０は、図２で示されるターボ符号器に関して使用されるターボ復号器を実現する。復号器１７０の中で、デマルチプレクサ８１０は、ＬＬＲ計算ユニット１６０からビットｉ_１、ｉ_２、ｑ_１、及びｑ_２に関するＬＬＲを受け取り、データ・ビットに関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｄ｝を最大事後（ＭＡＰ）復号器８２０ａ及び８２０ｂへ提供し、第１の組成符号器２２０ａからのパリティ検査ビットに関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｚ｝をＭＡＰ復号器８２０ａへ提供し、第２の組成符号器２２０ｂからのパリティ検査ビットに関するＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｚ’｝をＭＡＰ復号器８２０ｂへ提供する。

ＭＡＰ復号器８２０ａは、デマルチプレクサ８１０からデータ・ビットＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｄ｝及び第１のパリティ検査ビットＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｚ｝を受け取り、符号逆インタリーバ８２４から、逆インタリーブされたデータ・ビットＬＬＲを受け取る。ＭＡＰ復号器８２０ａは、符号器２２０ａによって使用された第１の組成符号に基づいて、データ及び第１のパリティ検査ビットに関する新しいＬＬＲを導き出す。符号インタリーバ８２２は、符号器１２０で使用された符号インタリーブ・スキームに従って、復号器８２０ａからのデータ・ビットＬＬＲをインタリーブし、インタリーブされたデータ・ビットＬＬＲを提供する。ＭＡＰ復号器８２０ｂは、デマルチプレクサ８１０からデータ・ビットＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｚ｝、及び第２のパリティ検査ビットＬＬＲ、即ち、ＬＬＲ｛ｚ’｝を受け取り、符号インタリーバ８２２から、インタリーブされたデータ・ビットＬＬＲを受け取る。ＭＡＰ復号器８２０ｂは、符号器２２０ｂによって使用された第２の組成符号に基づいて、そのときデータ及び第２のパリティ検査ビットに関する新しいＬＬＲを導き出す。符号逆インタリーバ８２４は、復号器８２０ｂからのデータ・ビットＬＬＲを逆インタリーブし、逆インタリーブされたデータ・ビットＬＬＲを提供する。ＭＡＰ復号器８２０ａ及び８２０ｂは、ＢＣＪＲ ＭＡＰアルゴリズム又は低複雑度派生物、軟出力ビタビ（ＳＯＶ）アルゴリズム、又は当分野で公知の幾つかの他の復号アルゴリズムを実現してよい。

ＭＡＰ復号器８２０ａ及び８２０ｂは、複数の復号反復を実行してよい。全ての復号反復が完了した後、検波器８３０は、ＭＡＰ復号器８２０ａ及び符号逆インタリーバ８２４からのデータ・ビットＬＬＲを組み合わせて、最終のデータ・ビットＬＬＲを取得してよい。検波器８３０は、そのとき最終のデータ・ビットＬＬＲをスライス（slice）して、データ・ビットに関する硬判定を取得し、復号されたデータを提供してよい。

本明細書で説明されたようにして導き出されたＬＬＲは、更に、他の型の復号器、例えば、畳み込み符号器と一緒に普通に使用されるビタビ復号器に関して使用されてよい。

図９は、符号ビットに関するＬＬＲを計算するプロセス９００の設計を示す。受信記号は、通信路を経由して送られた送信に関して取得されてよい（ブロック９１２）。送信は、ＱＰＳＫ又はＭ−ＱＡＭ信号点配置からの変調記号を備えてよい。ここで、Ｍは１６以上である。例えば、変調記号は、図３で示される１６−ＱＡＭ信号点配置から得られてよい。

符号ビットに関するＬＬＲは、受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて導き出されてよい（ブロック９１４）。受信記号は、実及び虚成分を有する複素数値であってよい。ＬＬＲは、前述したように、もし変調記号の信号点配置によって許されるならば、受信記号の実及び虚成分について独立して計算されてよい。

少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビット、例えば、変調記号の実及び虚成分の符号を決定する符号ビットに関する第１のＬＬＲ関数を備えてよい。第１のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値、例えば、ｙ_ｉ又はｙ_ｑ値の３つの範囲について３つの１次関数を備えてよい。これらの３つの１次関数は、図５Ａで示されるように、ゼロの入力値、例えば、ｙ_ｉ＝０に関する奇数対称を有してよい。３つの１次関数の１つは、対応する受信記号成分値、例えば、ｙ_ｉ又はｙ_ｑ値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して選択されてよい。各々の第１の符号ビットに関するＬＬＲは、例えば、式（２２）及び図６で示されるように、この第１の符号ビットに関して選択された１次関数に基づいて、そのとき導き出されてよい。１つ又は複数の１次関数の勾配は、α及びσ^２に対応する信号及び雑音推定値に基づいて決定されてよい。

少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビット、例えば、変調記号の実及び虚成分の量を決定する量ビットに関して第２のＬＬＲ関数を備えてよい。第２のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の２つの範囲について２つの１次関数を備えてよい。これらの２つの１次関数は、ゼロの入力値、例えば、図５Ｂで示されるｙ_ｉ＝０に関する偶対称性を有してよい。２つの１次関数の１つは、対応する受信記号成分値、例えば、ｙ_ｉ又はｙ_ｑ値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して選択されてよい。各々の第２の符号ビットに関するＬＬＲは、例えば、式（２３）で示されるように、この第２の符号ビットに関して選択された１次関数に基づいて導き出されてよい。各々の１次関数の勾配及び切片は、信号及び雑音推定値に基づいて決定されてよい。インターセプト・ポイントは、第２のＬＬＲ関数の識別閾値に関連させて決定されてよい。

少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似のパラメータは、受信記号に基づいて導き出されてよい。パラメータは、信号振幅α及び雑音分散σ^２を備えてよい。これらは上記で説明されたようにして推定されてよい。パラメータは、更に、受信記号のスケールファクタ２α／σ^２及び尺度変更された閾値ｖ＝４α^２／σ^２を備えてよい。パラメータは、更に、他の変数及び／又は数量を含んでよい。

一般的に、各々のＬＬＲ関数の区分線形近似は、１つ又は複数の１次関数、例えば、少なくとも２つの１次関数を備えてよい。各々のＬＬＲ関数に関する１次関数は、このＬＬＲ関数の数式に基づいて決定されてよい。

符号ビットに関するＬＬＲは、通信路を経由して送られた送信のため、復号されたデータを取得するように復号されてよい（ブロック９１６）。復号は、送信に関して実行された符号化に依存してよい。例えば、もしターボ符号化が送信に使用されたのであれば、ターボ復号がＬＬＲに実行されてよく、もし畳み込み符号化が送信に使用されたのであれば、ビタビ復号がＬＬＲに実行されてよい。

明瞭にするため、ＬＬＲ計算手法は、図３に示される１６−ＱＡＭ信号点配置について説明された。一般的に、手法は、様々な信号点配置、例えば、ＱＰＳＫ、４−ＰＡＭ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、３２−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、２５６−ＱＡＭなどに使用されてよい。変調記号の符号ビットは、異なるＬＬＲ関数に関連づけられてよい。例えば、１６−ＱＡＭ変調記号の符号ビットｉ_１及びｑ_１は、第１のＬＬＲ関数に関連づけられてよく、１６−ＱＡＭ変調記号の符号ビットｉ_２及びｑ_２は、第２のＬＬＲ関数に関連づけられてよい。区分線形近似は、各々のＬＬＲ関数に使用されてよい。各々のＬＬＲ関数は、１つ又は複数の１次関数を用いて近似されてよい。所与のＬＬＲ関数の区分線形近似に使用する１次関数の数は、このＬＬＲ関数の数式に依存してよく、数式は、異なるＬＬＲ関数について異なってよい。変調記号の異なる符号ビットに関するＬＬＲは、これらの符号ビットに関するＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて計算されてよい。

本明細書で説明された手法は、様々な無線通信システム及びネットワーク、例えば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）システム、単搬送波ＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）などで使用されてよい。“システム”及び“ネットワーク”の用語は、しばしば互換的に使用される。ＣＤＭＡシステムは、無線技術、例えば、ユニバーサル地上無線アクセス（Universal Terrestrial Radio Access（ＵＴＲＡ））、発展（Evolved）ＵＴＲＡ（Ｅ−ＵＴＲＡ）、ｃｄｍａ２０００などを実現してよい。ＵＴＲＡは、Ｗ−ＣＤＭＡ及び時分割同期（Time Division-Synchronous）ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）を含む。ｃｄｍａ２０００はＩＳ−２０００、ＩＳ−９５、及びＩＳ−８５６規格をカバーする。ＴＤＭＡシステムは、無線技術、例えば、グローバル・システム・フォー・モバイル・コミュニケーション（ＧＳＭ）（登録商標）を実現してよい。ＯＦＤＭＡシステムは、無線技術、例えば、長期発展（ＬＴＥ）（これはＥ−ＵＴＲＡの一部分である）、ＩＥＥＥ ８０２．２０、Ｆｌａｓｈ−ＯＦＤＭ（登録商標）などを実現してよい。ＷＬＡＮは、無線技術、例えば、ＩＥＥＥ ８０２．１１、高性能無線ローカルエリアネットワークなどを実現してよい。これらの様々な無線技術及び規格は、当分野で公知である。手法は、更に、ダウンリンク及びアップリンク送信に使用されてよく、基地局及び端末で実現されてよい。

本明細書で説明された手法は、様々な手段で実現されてよい。例えば、これらの手法は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又はこれらの組み合わせで実現されてよい。ハードウェア実現の場合、ＬＬＲ計算を実行するために使用される処理ユニットは、１つ又は複数のアプリケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理回路（ＰＬＤ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書で説明された機能を実行するように設計された他の電子ユニット、コンピュータ、又はこれらの組み合わせの内部で実現されてよい。

ファームウェア及び／又はソフトウェア実現の場合、手法は、本明細書で説明された機能を実行するモジュール（例えば、手続き、関数など）を用いて実現されてよい。ファームウェア及び／又はソフトウェア命令は、メモリ（例えば、図１のメモリ１８２）に記憶され、プロセッサ（例えば、プロセッサ１８０）によって実行されてよい。メモリは、プロセッサの内部又はプロセッサの外部で実現されてよい。ファームウェア及び／又はソフトウェア命令は、更に、他のプロセッサ読み取り可能メディア、例えば、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、不揮発性ランダム・アクセス・メモリ（ＮＶＲＡＭ）、プログラマブル読み出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、電気的消去・書き込み可能ＰＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、フラッシュメモリ、コンパクトディスク（ＣＤ）、磁気又は光データ記憶デバイスなどの中に記憶されてよい。

本明細書で説明された手法を実現する装置は、独立型ユニットであるか、デバイスの一部分であってよい。デバイスは、（ｉ）独立型集積回路（ＩＣ）、（ｉｉ）データ及び／又は命令を記憶するためのメモリＩＣを含む１つ又は複数ＩＣの集合、（ｉｉｉ）ＡＳＩＣ、例えば、移動局モデム（ＭＳＭ）、（ｉｖ）他のデバイスの中に埋め込まれるモジュール、（ｖ）携帯電話、無線デバイス、送受話器、又は移動端末、（ｖｉ）その他であってよい。

開示のこれまでの説明は、当業者に開示を作るか使用させるために提供される。開示への様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであろう。本明細書の中で規定された一般的原理は、この開示の趣旨又は範囲から逸脱することなく他の変形へ適用されてよい。こうして、この開示は、本明細書の中で説明された例へ限定されることを意図されず、本明細書で開示された原理及び新規な特徴に矛盾しない最も広い範囲を認められるべきである。

Claims (34)

1. 通信路を経由して送られた送信に関して受信記号を取得し、前記受信記号及び少なくとも１つの対数尤度比（ＬＬＲ）関数の区分線形近似に基づいて符号ビットに関してＬＬＲを導き出すように構成されたプロセッサと、
   前記プロセッサへ結合されたメモリと
   を備える装置。
2. 各々のＬＬＲ関数の前記区分線形近似は、少なくとも２つの１次関数を備える、請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビットに関して第１のＬＬＲ関数を備え、前記第１のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の３つの範囲に関して３つの１次関数を備える、請求項１に記載の装置。
4. 前記第１の符号ビットは、前記送信で送られた変調記号の実及び虚成分の符号を決定する、請求項３に記載の装置。
5. 前記プロセッサは、対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して前記３つの１次関数の１つを選択し、前記第１の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第１の符号ビットに関してＬＬＲを導き出すように構成される、請求項３に記載の装置。
6. 前記プロセッサは、信号及び雑音推定値に基づいて、前記３つの１次関数の１つの勾配を決定するように構成される、請求項３に記載の装置。
7. 前記３つの１次関数は、ゼロの入力値に関する奇数対称を有する、請求項３に記載の装置。
8. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビットに関して第２のＬＬＲ関数を備え、前記第２のＬＬＲ関数の区分線形近似は、入力値の２つの範囲に関して２つの１次関数を備える、請求項３に記載の装置。
9. 前記第２の符号ビットは、前記送信で送られた変調記号の実及び虚成分の量を決定する、請求項８に記載の装置。
10. 前記プロセッサは、対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して前記２つの１次関数の１つを選択し、前記第２の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第２の符号ビットに関してＬＬＲを導き出すように構成される、請求項８に記載の装置。
11. 前記プロセッサは、信号及び雑音推定値に基づいて、前記２つの１次関数の各々に関して勾配及びインターセプト・ポイントを決定するように構成される、請求項８に記載の装置。
12. 前記プロセッサは、前記受信記号に基づいて、前記信号及び雑音推定値を導き出すように構成される、請求項１１に記載の装置。
13. 前記２つの１次関数は、ゼロの入力値に関する偶対称性を有する、請求項８に記載の装置。
14. 前記受信記号は、実及び虚成分を有する複素数値であり、前記プロセッサは、前記受信記号の前記実及び虚成分に関して前記ＬＬＲを独立して導き出すように構成される、請求項１に記載の装置。
15. 前記プロセッサは、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを復号して、前記通信路を経由して送られた前記送信に関して、復号されたデータを取得するように構成される、請求項１に記載の装置。
16. 前記プロセッサは、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲにターボ復号を実行して、前記通信路を経由して送られた前記送信に関して、復号されたデータを取得するように構成される、請求項１に記載の装置。
17. 前記送信はＭ項直交振幅変調（ＱＡＭ）信号点配置からの変調記号を備え、Ｍは１６以上である、請求項１に記載の装置。
18. 前記送信は、１６−ＱＡＭ信号点配置からの変調記号を備える、請求項１に記載の装置。
19. 前記プロセッサは、前記受信記号に基づいて、前記少なくとも１つのＬＬＲ関数の前記区分線形近似に関してパラメータを導き出すように構成される、請求項１に記載の装置。
20. 前記パラメータは信号振幅及び雑音分散を備える、請求項１９に記載の装置。
21. 前記パラメータは、前記受信記号に関するスケールファクタ及び尺度変更された閾値を備える、請求項１９に記載の装置。
22. 通信路を経由して送られた送信に関して受信記号を取得することと、
    前記受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて、符号ビットに関して対数尤度比（ＬＬＲ）を導き出すことと
    を備える方法。
23. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビットに関する第１のＬＬＲ関数を備え、前記第１のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の３つの範囲に関して３つの１次関数を備え、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを前記導き出すことは、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して前記３つの１次関数の１つを選択することと、
    前記第１の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第１の符号ビットに関してＬＬＲを導き出すことと
    を備える、請求項２２に記載の方法。
24. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビットに関する第２のＬＬＲ関数を備え、前記第２のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の２つの範囲に関して２つの１次関数を備え、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを前記導き出すことは、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して前記２つの１次関数の１つを選択することと、
    前記第２の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第２の符号ビットに関してＬＬＲを導き出すことと
    を備える、請求項２３に記載の方法。
25. 前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを前記導き出すことは、前記受信記号の実及び虚成分に関して前記ＬＬＲを独立して導き出すことを備える、請求項２２に記載の方法。
26. 前記通信路を経由して送られた前記送信に関して、前記符号ビットに関する前記ＬＬＲを復号して、復号されたデータを取得することを更に備える、請求項２２に記載の方法。
27. 通信路を経由して送られた送信に関して受信記号を取得する手段と、
    前記受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて、符号ビットに関して対数尤度比（ＬＬＲ）を導き出す手段と
    を備える装置。
28. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビットに関する第１のＬＬＲ関数を備え、前記第１のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の３つの範囲に関して３つの１次関数を備え、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを導き出す前記手段は、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して前記３つの１次関数の１つを選択する手段と、
    前記第１の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第１の符号ビットＬＬＲを導き出す手段と
    を備える、請求項２７に記載の装置。
29. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビットに関する第２のＬＬＲ関数を備え、前記第２のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の２つの範囲に関して２つの１次関数を備え、前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを導き出す前記手段は、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して前記２つの１次関数の１つを選択する手段と、
    前記第２の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第２の符号ビットに関してＬＬＲを導き出す手段と
    を備える、請求項２８に記載の装置。
30. 前記符号ビットに関して前記ＬＬＲを導き出す前記手段は、前記受信記号の実及び虚成分に関して前記ＬＬＲを独立して導き出す手段を備える、請求項２７に記載の装置。
31. 前記通信路を経由して送られた送信に関して、前記符号ビットに関する前記ＬＬＲを復号して、復号されたデータを取得する手段
    を更に備える、請求項２７に記載の装置。
32. 通信路を経由して送られた送信に関して受信記号を取得する、
    前記受信記号及び少なくとも１つのＬＬＲ関数の区分線形近似に基づいて、符号ビットに関して対数尤度比（ＬＬＲ）を導き出す、
    命令を記憶するためのプロセッサ読み取り可能メディア。
33. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第１の符号ビットに関する第１のＬＬＲ関数を備え、前記第１のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の３つの範囲に関して３つの１次関数を備え、前記プロセッサ読み取り可能メディアは、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第１の符号ビットに関して前記３つの１次関数の１つを選択する、
    前記第１の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第１の符号ビットに関してＬＬＲを導き出す、
    命令を更に記憶する、請求項３２に記載のプロセッサ読み取り可能メディア。
34. 前記少なくとも１つのＬＬＲ関数は、第２の符号ビットに関する第２のＬＬＲ関数を備え、前記第２のＬＬＲ関数の区分線形近似が、入力値の２つの範囲に関して２つの線形関数を備え、前記プロセッサ読み取り可能メディアは、
    対応する受信記号成分値に基づいて、各々の第２の符号ビットに関して前記２つの１次関数の１つを選択する、
    前記第２の符号ビットに関して選択された前記１次関数に基づいて、各々の第２の符号ビットに関してＬＬＲを導き出す、
    命令を更に記憶する、請求項３３に記載のプロセッサ読み取り可能メディア。

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