JP5748354B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、誤り率特性を向上させる無線通信装置及び無線通信方法に関する。

無線通信では、誤り率特性向上のための前方誤り訂正（ＦＥＣ：forward error correction）が広く用いられる。図６は、前方誤り訂正機能を備えた無線通信システムの構成を示すブロック図である。ここでの無線通信システムは、発信局１から情報ビット列を宛先局２へ伝送する。発信局１の前方誤り訂正符号化部１１では、情報ビット列に前方誤り訂正符号化を施す。例えば、無線ＬＡＮ標準規格のＩＥＥＥ８０２．１１ａでは、前方誤り訂正符号化法として畳込み符号が採用されている（例えば、非特許文献１参照）。

ここでは、前方誤り訂正符号化が施された情報ビット列を符号化ビット列と呼ぶ。送信信号変調部１２は符号化ビット列を２^Ｍ-quadrature amplitude modulation（ＱＡＭ）方式で変調する（Ｍ＝１，２，４，６）。ただし、Ｍ＝１、Ｍ＝２のときはそれぞれbinary phase shift keying（ＢＰＳＫ）、quadrature phase shift keying（ＱＰＳＫ）または４−ＱＡＭとする。このとき、符号化ビット列はＭビットの集合にまとめられ、グレイ符号化に基づくコンスタレーションにマッピングされ、送信信号ｘ＝Ｒｅ［ｘ］＋ｊＩｍ［ｘ］が生成される。

（１）式、（２）式のように、グレイ符号化に基づくコンスタレーションマッピングは、ビット列前半｛ｂ_０，ｂ_１，・・，ｂ_{Ｍ／２−１}｝のグレイ符号が示すＰＡＭ値がＲｅ［ｘ］に、ビット列後半｛ｂ_Ｍ／２，ｂ_{Ｍ／２＋１}，・・，ｂ_Ｍ−１｝のグレイ符号が示すＰＡＭ値がＩｍ［ｘ］に変換され、送信信号ｘが生成される。パスバンド変換部１３は、送信信号ｘをベースバンド信号からＲＦ（radio frequency）信号に変換し、送信アンテナから送出する。送信された信号は宛先局２の受信アンテナで受信する。ベースバンド変換部２１は、ＲＦ信号からベースバンド信号へ変換する。ベースバンド変換された受信信号は（３）式で表される。

ここで、ｈは発信局−宛先局間の通信路応答、ｗは平均０、分散σ^２の付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white gaussian noise）を表す。受信信号ｙは受信信号復調部２２へ入力する。図７は、従来技術による受信信号復調部２２の構成を示すブロック図である。受信信号復調部２２では通信路等化部２２１による通信路等化処理とメトリック算出部２２２、２２３によるメトリック算出処理が行われる。

まず、通信路等化について説明する。受信信号ｙより等化された信号は（４）式で表される。

＾ｘ（＾はｘの頭に付く、以下同様）は同相、直交成分 Ｒｅ［＾ｘ］，Ｉｍ［＾ｘ］で表現される。

次に、メトリック算出について説明する。前方誤り訂正復号において、等化された信号＾ｘ＝Ｒｅ［＾ｘ］＋ｊＩｍ［＾ｘ］より算出される符号化ビットの信頼性を示す指標は一般にメトリックと呼ばれる。メトリックの表現法は硬判定値と軟判定値の大きく二つに分けられる。軟判定の方が硬判定より特性が優れている事が一般に知られているため、以下では軟判定について説明する。軟判定におけるメトリックの表現法はいくつか知られているが、非特許文献２で提案されている最も代表的な定義と算出法の一つを以下従来法として説明する。ここで、ビット列前半｛ｂ_０，ｂ_１，・・，ｂ_{Ｍ／２−１}｝とビット列後半｛ｂ_Ｍ／２，ｂ_{Ｍ／２＋１}，・・，ｂ_Ｍ−１｝に対するメトリック算出処理は同じなので、以下のビットに関する説明ではビット列前半｛ｂ_０，ｂ_１，・・，ｂ_{Ｍ／２−１}｝のみを扱う。ビット列前半に対する技術は、そのままビット列後半に適用できる。

以下に軟判定でのメトリック算出の従来技術を説明する（非特許文献２のｐｐ．６２−６５）。これにより得られるメトリックを以下『従来メトリック』と呼ぶ。従来メトリックは入力値ｓ＝Ｒｅ［＾ｘ］または入力値ｓ＝Ｉｍ［＾ｘ］と各ビットの軟判定の境界線との間の距離であり、式で表すと（５）式、（６）式になる。

ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ（Ｍ＝１，２）の従来メトリックＢ（Ｍ，ｂ_ｍ）は、

である。

２^Ｍ−ＱＡＭ（Ｍ＝４，６，・・・）の従来メトリックＢ（Ｍ，ｂ_ｍ）は、

である。

Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications, IEEE Std. 802.11-2007.（関連箇所：ｐ．６０８、ｐ．６１２） R. van Nee and R. Prasad, OFDM for Mobile Multimedia Communications, Boston: Artech House, Dec. 1999.（関連箇所：ｐｐ．６２−６５） E. Zehavi,"8-PSK trellis codes for a Rayleigh channel,"IEEE Trans. Commun., vol. 40, no. 5, pp. 873-884, May 1992.（関連箇所：ｐ．８７４）

上記の手法により各符号化ビット毎のメトリックを算出することができるが、軟判定の前方誤り訂正復号における最尤系列推定には対数尤度に比例するメトリックが必要であることが知られている（例えば、非特許文献３参照）。

しかしながら、上記の従来メトリックは常に対数尤度に比例するとは限らない。実際、従来メトリックはＢＰＳＫとＱＰＳＫの場合のみ対数尤度に比例するものである。したがって、対数尤度比（ＬＬＲ：log likelihood ratio）をメトリックとして算出し、前方誤り訂正復号化処理を行うことが望ましい。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、任意の多値数のＱＡＭ方式において、受信された信号から符号化ビット毎の対数尤度比を算出することができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、予め保持している対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分から前記対数尤度比を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出手段と、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、再帰的に導出した対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分から前記対数尤度比を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出手段と、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、予め保持している線形近似された対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分から前記線形近似された対数尤度比を算出してメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出手段と、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、再帰的に導出した線形近似された対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分から前記線形近似された対数尤度比を算出してメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出手段と、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段とを備えたことを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置が行う無線通信方法であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、予め保持している対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分から前記対数尤度比を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出ステップと、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップとを有することを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置が行う無線通信方法であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、再帰的に導出した対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分から前記対数尤度比を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出ステップと、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップとを有することを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、予め保持している線形近似された対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分から前記線形近似された対数尤度比を算出してメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出ステップと、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップとを有することを特徴とする。

本発明は、情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、再帰的に導出した線形近似された対数尤度比を算出する関数に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分から前記線形近似された対数尤度比を算出してメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出ステップと、前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップとを有することを特徴とする。

本発明によれば、任意の多値数のＱＡＭ方式において、受信された信号から符号化ビット毎の対数尤度比を算出することができるという効果が得られる。また、対数尤度比の代わりに線形近似対数尤度比を算出することで演算量を削減することができるという効果も得られる。

本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。 入力値ｓとメトリックの関係を示す図である。 入力値ｓとメトリックの関係を示す図である。 入力値ｓとメトリックの関係を示す図である。 前方誤り訂正機能を備えた無線通信システムの構成を示すブロック図である。 従来技術による図６に示す受信信号復調部２２の構成を示すブロック図である。

＜第１の実施形態＞
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態による無線通信装置を説明する。図１は同実施形態における受信信号復調部の構成を示すブロック図である。この図において、図６、図７に示す従来の装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図１に示す受信信号復調部が従来の受信信号復調部と異なる点は、メトリック算出部２２２、２２３に代えて、ＬＬＲメトリック算出部２２４、２２５を設けた点である。

ＬＬＲメトリック算出部２２４、２２５では入力値ｓに対してＬＬＲメトリックＢ（Ｍ，ｂ_ｍ，ｓ）を出力する。そして、ＬＬＲメトリック算出部２２４、２２５からＬＬＲメトリックが出力され、前方誤り訂正復号部２３に入力する。

以下、このＬＬＲメトリック算出部２２４、２２５内の処理について説明する。（１）式と（２）式と（４）式に対してＬＬＲは、

と計算できる。

このＬＬＲをＢ（Ｍ，ｂ_ｍ，ｓ）として、（７）式より２^Ｍ−ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，・・）のＬＬＲは、

で表せる。

ここで、ｆ（ｋ，ｓ）は

である。

Πb_１（Ｍ，ｍ）、Π_０（Ｍ，ｍ）は集合であり、それらの要素を表１に示す。

上記（８）式と表１に基づき、（１０）式〜（２０）式で見られる各多値数Ｍに対応した関数が導出でき、これらの関数により入力値ｓからＬＬＲメトリックＢ（Ｍ，ｂ_ｍ，ｓ）を出力することができる。

Ｍ＝１、ＢＰＳＫ：

Ｍ＝２、ＱＰＳＫ（４−ＱＡＭ）：

Ｍ＝４、１６−ＱＡＭ：

Ｍ＝６、６４−ＱＡＭ：

ここで、ｃｏｓｈ（・）は双曲線余弦関数である。

Ｍ＝８、２５６−ＱＡＭ：

ここで、この算出の為の関数に関する回路設計法には以下の二つがある。第１の方法は、各多値数Ｍに対応した関数（（１０式〜（２０）式）を事前に回路に記憶しておき、入力値ｓを各式に代入するだけでＬＬＲメトリックを算出できるようにしておく方法である。

第２の方法は、関数を事前に回路には記憶せず、再帰的に関数を導出する方法であり、表１で見られる集合Π_１（Ｍ，ｍ）、Π_０（Ｍ，ｍ）内の要素はグレイ符号生成の規則に基づき（２１）式、（２２）式のように再帰的に得る方法である。

ｍ＝０のとき

ｍ＝１，・・，２^{Ｍ／２−１}のとき

この（２１）式、（２２）式と（８）式だけを事前に回路に記憶しておけば、任意の多値数Ｍに対してＬＬＲメトリックの関数を再帰的に生成することができる。

以上、第１、第２の回路設計法にはそれぞれの長所、短所がある。第１の方法は事前に記憶された関数に入力値ｓを代入するだけなので比較的計算量は少ないが、様々な多値数に対応した関数を記憶しておく必要があるため回路規模は大きくなる。また事前に記憶された関数に対応する多値数ＭのＱＡＭ方式以外を伝送に使用できない。一方、第２の方法は再帰的に関数を導出する為、その為の計算量が必要になるが、回路規模を小さくすることができる。また、任意の多値数のＱＡＭ方式に対してＬＬＲメトリック算出の関数を生成できる為、ソフトウェア信号処理に対して柔軟に対応できる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態による無線通信装置を説明する。図２は第２の実施形態における受信信号復調部の構成を示すブロック図である。この図において、図６、図７に示す従来の装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図２に示す受信信号復調部が従来の受信信号復調部と異なる点は、メトリック算出部２２２、２２３に代えて、線形近似ＬＬＲメトリック算出部２２６、２２７を設けた点である。

ＬＬＲメトリックは線形に近い値をとるため、第２の実施形態では、線形近似ＬＬＲメトリックを導出する。（１０）式〜（２０）式で見られるように１６−ＱＡＭ以上、つまりＭ≧４ではｅのべき乗とその和の対数計算が存在し、計算量が大きい。この計算量を削減する為に、以下の最大対数近似を利用する（例えば、非特許文献２のｐ．２６０、（５）式）。

（２３）式により２^Ｍ−ＱＡＭの線形近似ＬＬＲ（Ｍ＝４，６，８，１０，・・）が得られる。計算量について、指数関数の計算が支配的であることから、この線形近似により約１／Ｍの計算量削減が得られる。ＢＰＳＫ（Ｍ＝１）とＱＰＳＫ（Ｍ＝２）のＬＬＲは元々線形値で得られる。（８）式より、ｂ_０について線形近似ＬＬＲメトリックは

である。Ｍ＝４、つまり１６−ＱＡＭのときは上式第二項の２ｍ_ｔｄ＜｜ｓ｜≦２（ｍ_ｔ＋１）ｄの範囲が存在しないものとする。

また、ｂ_１，・・，ｂ_{Ｍ／２−１}については（２５）式の漸化式に従う。

上記（２４）式と（２５）式に基づき、（２６）式〜（３４）式で見られる各多値数Ｍに対応した線形近似ＬＬＲメトリックの関数が導出できる。

Ｍ＝１、２、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ：
上記のように、ＢＰＳＫとＱＰＳＫにおけるＬＬＲは元々線形なので、線形近似式は存在しない。

Ｍ＝４、１６−ＱＡＭ：

ここで、ｓｇｎ（ｘ）は符号関数であり、入力値ｘが正、負であるときそれぞれで＋１、−１になる。

Ｍ＝６、６４−ＱＡＭ：

Ｍ＝８、２５６−ＱＡＭ：

これらの関数により入力値ｓから線形近似ＬＬＲメトリックＢ（Ｍ，ｂ_ｍ，ｓ）を算出できるが、その算出の為の関数に関する回路設計法には以下の二つの方法がある。

第１の方法は、（２６）式〜（３４）式の各多値数Ｍに対応した関数を事前に回路に記憶しておき、入力値ｓを各式に代入するだけで線形近似ＬＬＲメトリックを算出できるようにしておく方法である。

第２の方法は、（２６）式〜（３４）式の関数を事前に回路には記憶せず、再帰的に関数を導出する方法であり、（３６）式と（３７）式だけを事前に回路に記憶しておけば、（２６）式〜（３４）式の関数は再帰的に導出できる。

なお、前述の説明においては、ＳＩＳＯシステムを例に説明したが、複数の送受信アンテナによるmultiple-input multiple-output（ＭＩＭＯ）システムで用いるようにしても良い。

また、前述の説明においては、発信局−宛先局が一局ずつの一対一通信を例に説明したが、発信局が複数の宛先局へブロードキャスト通信を行う下りマルチユーザ通信システムで用いるようにしても良い。

また、前述の説明においては、発信局−宛先局が一局ずつの一対一通信を例に説明したが、複数の発信局が宛先局へマルチアクセス通信を行う上りマルチユーザ通信システムで用いるようにしても良い。

また、前述の説明においては、発信局−宛先局が一局ずつの一対一通信を例に説明したが、中継局が存在するマルチホップリレーシステムや、更に中継局と協力通信を行う協力通信システムで用いるようにしても良い。

以上説明したように、従来のメトリック算出法は、２^Ｍ−ＱＡＭにおいて（Ｍ＝４，６，…）算出されたメトリックが必ずしも対数尤度に比例せず、軟判定の前方誤り訂正において最尤系列推定（最尤復号）ができない場合がある。第１の実施形態では、（８）式及び表１に基づきメトリック値を算出するようにした。これにより、算出されたメトリックは、２^Ｍ−ＱＡＭにおいて（Ｍ＝４，６，…）、常に対数尤度に比例して、最尤系列推定することができる。また、第２の実施形態では、（１３）式、（１４）式に基づきメトリック値を算出するようにした。これにより、対数尤度に比例した値に従来法より近いので、従来法より最尤に近い系列推定ができ、誤り率特性も従来法より良くなる。

図３、図４、図５は、本発明の効果を示すために、入力値ｓとメトリックＢと関係を示す図である。図３〜図５において、○印は、従来法によるメトリックＢの値を示し、実線は、本発明の第１の実施形態を適用した場合の値（ＬＬＲメトリック）、破線は、本発明の第２の実施形態を適用した場合の値（線形近似ＬＬＲメトリック）を示している。図３〜図５に示すように、入力値ｓに対してメトリックＢが実線（第１の実施形態によるＬＬＲメトリック）と全く同じ値が得られる場合、最尤系列推定が実現されることになる。破線（第２の実施形態により線形近似ＬＬＲメトリック）は、実線と重なっていて、最尤の系列推定ができている。これに対して、○のマーカ（従来法）は、メトリックｂ０とメトリックｂ１が実線からずれているので、最尤の系列推定とは遠い結果、すなわち誤り率の悪い結果が得られるということになる。

なお、図１における処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりメトリック算出処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行っても良い。

前方誤り訂正を使用して誤り率特性を向上させることが不可欠な用途に適用できる。

１・・・発信局、１１・・・前方誤り訂正符号化部、１２・・・送信信号変調部、１３・・・パスバンド変換部、２・・・宛先局、２１・・・ベースバンド変換部、２２・・・受信信号復調部、２２１・・・通信路等化部、２２４、２２５・・・ＬＬＲメトリック算出部、２２６、２２７・・・線形近似ＬＬＲメトリック算出部、２３・・・前方誤り訂正復号部

Claims (6)

1. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）をそれぞれ所定の要素を有する集合として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出手段と、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段と
   を備え、
   前記ＬＬＲメトリック算出手段は、前記集合Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）の要素をＭとｍの各組合せに対応付けて予め保持したテーブルから前記要素を取得することを特徴とする無線通信装置。
2. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）をそれぞれ所定の要素を有する集合として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相・直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出手段と、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段と
   を備え、
   前記ＬＬＲメトリック算出手段は、前記集合Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）について、前記符号化ビット列の前半であるｍ＝０，１，…，Ｍ／２−１に対する要素を、ｍ＝０のときには数式
   

   

   を用い、ｍ＝１，…，２ ^{Ｍ／２−１} のときには数式
   

   

   を用いて再帰的に生成し、前記符号化ビット列の後半であるｍ＝Ｍ／２，Ｍ／２＋１，…，Ｍ−１に対する要素を同様の処理で生成することを特徴とする無線通信装置。
3. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化手段と、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、ｓｇｎ（ｘ）を入力値ｘの正負の符号を出力する符号関数として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列の前半｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _{Ｍ／２−１} ｝に対する線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を再帰的に算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の同相成分を前記入力値ｓとしたときの前記符号化ビット列の前半｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _{Ｍ／２−１} ｝に対する前記線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出し、同様の関数に基づき、前記通信路等化手段により等化された前記信号の直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記符号化ビット列の後半｛ｂ _Ｍ／２ ，ｂ _{Ｍ／２＋１} ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する前記線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出し、それぞれメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出手段と、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化手段と
   を備えたことを特徴とする無線通信装置。
4. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置が行う無線通信方法であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）をそれぞれ所定の要素を有する集合として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出ステップと、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップと
   を有し、
   前記ＬＬＲメトリック算出ステップでは、前記集合Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）の要素をＭとｍの各組合せに対応付けて予め保持したテーブルから前記要素を取得することを特徴とする無線通信方法。
5. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置が行う無線通信方法であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）をそれぞれ所定の要素を有する集合として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相・直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出してメトリックとして出力するＬＬＲメトリック算出ステップと、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップと
   を有し、
   前記ＬＬＲメトリック算出ステップでは、前記集合Π _１ （Ｍ，ｍ）およびΠ _０ （Ｍ，ｍ）について、前記符号化ビット列の前半であるｍ＝０，１，…，Ｍ／２−１に対する要素を、ｍ＝０のときには数式
   

   

   を用い、ｍ＝１，…，２ ^{Ｍ／２−１} のときには数式
   

   

   を用いて再帰的に生成し、前記符号化ビット列の後半であるｍ＝Ｍ／２，Ｍ／２＋１，…，Ｍ−１に対する要素を同様の処理で生成することを特徴とする無線通信方法。
6. 情報ビット列を前方誤り訂正符号化することにより生成した符号化ビット列を含む信号を受信して前記情報ビット列を復号する無線通信装置が行う無線通信方法であって、
   受信した信号に通信路等化を施す通信路等化ステップと、
   ｈを発信局−宛先局間の通信路応答、σ ^２ を付加的白色ガウス雑音の分散、ｄを信号点間の距離、ｓｇｎ（ｘ）を入力値ｘの正負の符号を出力する符号関数として、入力値ｓに対し、２ ^Ｍ −ＱＡＭ（Ｍ＝１，２，４，６，８，１０，…）の符号化ビット列の前半｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _{Ｍ／２−１} ｝に対する線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を再帰的に算出する関数
   

   

   に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の同相成分を前記入力値ｓとしたときの前記符号化ビット列の前半｛ｂ _０ ，ｂ _１ ，…，ｂ _{Ｍ／２−１} ｝に対する前記線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂｍ，ｓ）を算出し、同様の関数に基づき、前記通信路等化ステップにより等化された前記信号の直交相成分を前記入力値ｓとしたときの前記符号化ビット列の後半｛ｂ _Ｍ／２ ，ｂ _{Ｍ／２＋１} ，…，ｂ _Ｍ−１ ｝に対する前記線形近似された対数尤度比Ｂ（Ｍ，ｂ _ｍ ，ｓ）を算出し、それぞれメトリックとして出力する線形近似ＬＬＲメトリック算出ステップと、
   前記メトリックから前記情報ビット列を復号する前方誤り訂正復号化ステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。

Images