JP2013055859A - 電力変換装置および電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの偏磁を未然に抑止できる電力変換装置や電源システムを提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とトランスＴｒ１とを少なくとも含む電力変換装置２０において、トランスＴｒ１の二次端子から出力される交流電力を整流する二以上のダイオードＤ２１，Ｄ２２（整流部）と、整流された直流電力を個別に積分して得られる波形を出力する積分波形出力部２２，２３と、積分波形出力部２２，２３から出力される二以上の波形のうちで一の波形にかかるピーク値Ｗｐを保持するピークホールド部２４と、上記二以上の波形のうちで他の波形にかかる波形値Ｗ２とピークホールド部２４によって保持されるピーク値Ｗｐとの差分値Δｄを検出する差分値検出部２５と、検出された差分値Δｄに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を操作する操作信号を制御する操作信号制御部２１とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子やトランスを少なくとも含む電力変換装置と、当該電力変換装置を含む電源システムとに関する。

従来では、変圧器に空隙を設ける必要がなく、回路の制御技術により偏磁現象を防止することを目的とした偏磁防止回路に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この偏磁防止回路は、インバータ回路の出力に変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する正の直流成分が生じたとき、インバータ回路の交流出力が負となる反周期毎に変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）を作動させるパルス信号の時間幅を上記正の直流成分の大きさに応じて大きくする（同文献の段落００３３を参照）。

また、簡単安価な構成で偏磁による飽和現象を抑止することを目的とした高周波変圧器の偏磁防止回路に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献２を参照）。この高周波変圧器の偏磁防止回路は、可変抵抗（３２）とコンデンサ（３３）とからなるＣＲ回路およびＡＮＤ回路（３４）を備えるＴｄ作成回路（３１）である。Ｔｄ作成回路（３１）は、ＣＲ回路がゲート信号に対して遅れ時間要素として働くので、Ｕ相とＹ相がオンするタイミングの遅れ時間（Ｔｄ１）と、負の電圧を発生するＶ相とＸ相がオンするタイミングの遅れ時間（Ｔｄ２）とを個別に調整することで正負のオン時間幅の差（Δｔ）が零となるようにあらかじめ調整しておく（同文献の段落００２０−００２２を参照）。

特開平０６−０９８５５９号公報 特許第３５０１５４８号公報

しかし、特許文献１の技術を適用して、変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する負の直流成分が生じる場合には、変圧器の偏磁を抑止できない。すなわち、特許文献１の図１に示す回路構成では、変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）を作動させるパルス信号の時間幅を当該負の直流成分の大きさに応じて大きくできないためである。変換素子（Ｓ１〜Ｓ４）の特性に起因する正と負の直流成分にそれぞれ対応することも可能であるが、正と負の各直流成分に応じた偏磁防止回路が必要になるのでコスト高になる。

また、特許文献２の技術では、第１の電流センサ（１０）によって変圧器（４）の二次側回路を流れる電流（Ｉ）を検出している（特許文献２の図４を参照）。このように一の電流センサからの直流偏差信号を用いる場合には、コストや体格面で抑止することができる。その反面、パルス駆動タイミングとの連携による電流センサ信号の分離が必要であり、回路構成の複雑化を招きやすい。一般的に、電流は電圧に比べて測定回路が複雑になり易いという傾向がある。そのため、特許文献２の技術を絶縁型の電力変換装置に適用しようとすると、電流を絶縁して測定する必要があるため、電流の測定が煩雑になり易い。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加せずに、トランスの偏磁を未然に抑止（低減を含む）できる電力変換装置や電源システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別に積分して得られる波形を出力する積分波形出力部と、前記積分波形出力部から出力される二以上の波形のうちで、一の波形にかかるピーク値を保持するピークホールド部と、前記積分波形出力部から出力される二以上の波形のうちで前記一の波形を除く波形の波形値と、前記ピークホールド部によって保持されるピーク値との差分値を検出する差分値検出部と、前記差分値検出部によって検出される差分値に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作信号を制御する操作信号制御部とを有することを特徴とする。

この構成によれば、積分波形出力部から出力される現在の波形（すなわち積分波形）の波形値と、ピークホールド部によって既に保持されているピーク値との差分値に基づいて、操作信号制御部はスイッチング素子を操作する操作信号を出力する。言い換えると、現在の波形の波形値がピーク値と等しくなるように操作信号を変化させる制御を行うので、トランスの偏磁を未然に抑止（抑制や低減を含む。以下同じ意味である。）できる。個々の整流部を正負の直流電力に対応させることで、正負にかかわらずトランスの偏磁を未然に抑止できる。電流の流れる経路に回路素子を追加せずに、トランスの二次端子から出力される交流電力の正負に対応した整流部を備えるだけでよいので、装置全体のコストを抑えることができる。

なお「スイッチング素子」は、上下アームで直列接続される二のスイッチング素子を含み、スイッチング動作が可能な任意の半導体素子を適用できる。例えば、ＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。「電力」には、電圧制御による電力と、電流制御による電力とを含む。「整流部」は整流回路や整流器等によって構成され、半波整流と全波整流とを含む。「操作信号」は、スイッチング素子のスイッチング動作を可能な信号であれば種類を問わず任意である。スイッチング素子をオンにするオン信号と、スイッチング素子をオフにするオフ信号とを含む。パルス信号を含み、アナログ信号とデジタル信号とを問わない。

請求項２に記載の発明は、前記操作信号制御部は、前記差分値に基づいて、前記一の波形を除く波形にかかる前記スイッチング素子のオン／オフを操作することを特徴とする。一の波形を除く波形は、一の波形を形成するスイッチング素子とは別個のスイッチング素子の作動によって形成される。この構成によれば、上記別個のスイッチング素子に対する操作信号を変化させることで、現在の波形の波形値がピーク値と等しくなるように制御する。したがって、トランスの偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

請求項３に記載の発明は、前記操作信号制御部は、前記差分値がゼロ（数値の「０」）に達すると、前記一の波形を除く波形にかかる前記スイッチング素子のオン／オフを操作することを特徴とする。この構成によれば、差分値がゼロに達すると、一の波形を形成するスイッチング素子とは別個のスイッチング素子のオン／オフを操作する制御を行う。したがって、トランスの偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

請求項４に記載の発明は、前記操作信号制御部は、前記操作信号を出力してから前記スイッチング素子のオン／オフが変化するまでのタイムラグを考慮して、前記操作信号を出力するタイミングを前記タイムラグの期間だけ早めて出力することを特徴とする。この構成によれば、操作信号制御部はスイッチング素子を操作する操作信号を上記タイムラグの期間だけ早めて出力する。こうしてタイムラグを見込んで操作信号をスイッチング素子に伝達するので、トランスに生じ得る偏磁をより確実に抑止することができる。なお、上記タイムラグは「操作信号を出力してからスイッチング素子のオン／オフが変化するまでの期間」を意味するが、トランスに生じ得る偏磁をさらに確実に抑止するには「差分値を検出してから操作信号を出力するまでの期間」をも含めるのが望ましい。

請求項５に記載の発明は、電源システムにおいて、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置を有し、前記二以上の整流部の出力端子を電気的に接続する接続部と、前記接続部における直流電力の交流成分を低減するフィルタ部とを有することを特徴とする。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加せずにトランスの偏磁を未然に抑止できる電源システムを提供できる。

電力変換装置を含む電源システムの第１構成例を示す模式図である。 操作信号処理の第１手続き例を示すフローチャートである。 トランスの偏磁を抑止する第１制御例を示すタイムチャートである。 トランスの偏磁を抑止する第２制御例を示すタイムチャートである。 トランスの偏磁を抑止する第３制御例を示すタイムチャートである。 操作信号処理の第２手続き例を示すフローチャートである。 トランスの偏磁を抑止する第４制御例を示すタイムチャートである。 電力変換装置を含む電源システムの第２構成例を示す模式図である。 スイッチング部の他の構成例を示す模式図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的な接続を意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示してはいない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。連続符号は記号「〜」を用いて簡略表記する。例えば「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は、「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。「オン（on；真）」や「オフ（off；偽）」は正論理を前提として説明するが、負論理でも実施可能であることは言うまでもない。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は、電圧制御による電力に基づいて、トランスの偏磁を抑止する例であって、図１〜図７を参照しながら説明する。まず、図１には電力変換装置を含む電源システムの第１構成例を模式図で示す。

図１に示す電源システム１０は、いわゆる「ＤＣ−ＤＣコンバータ」であって、電力源Ｅdc（例えばバッテリや燃料電池等）から供給される直流電圧（例えば３００[Ｖ]等）を目的の電圧（例えば１２[Ｖ]等）に変換して出力機器３０に出力する機能を担う。この電源システム１０は、電力変換装置２０を含むとともに、チョークコイルＬ１０、コンデンサＣ１０，Ｃ１１、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、フィルタ部１２などを有する。

直流電圧（「直流電力」に相当する）を供給する電力源Ｅdcには、例えばバッテリや燃料電池が用いられる。電力源Ｅdcのプラス端子とマイナス端子とは、チョークコイルＬ１０やコンデンサＣ１０を経て、電力変換装置２０に接続される。チョークコイルＬ１０は入力フィルタとして機能する。コンデンサＣ１０は、直流電圧の充放電を繰り返し行う。残りのダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデンサＣ１１およびフィルタ部１２等を説明する前に、説明の都合上、電力変換装置２０の構成や作用等について以下に説明する。

電力変換装置２０は、いわゆる「インバータ」であって、電力源Ｅdcから供給される直流電圧を交流電圧（「交流電力」に相当する）に変換して出力する機能を担う。この電力変換装置２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒ１、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、操作信号制御部２１、積分波形出力部２２，２３、ピークホールド部２４、差分値検出部２５などを有する。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、後述する操作信号制御部２１から個別に伝達される操作信号に従ってオン／オフが駆動される。本形態のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、例えばそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とは上下アームで直列接続され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは上下アームで直列接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の組と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の組とは並列接続される。スイッチング素子Ｑ１（ソース端子）とスイッチング素子Ｑ３（ドレイン端子）との接続点は、トランスＴｒ１の一次端子（一端側）に接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２（ソース端子）とスイッチング素子Ｑ４（ドレイン端子）との接続点は、トランスＴｒ１の一次端子（他端側）に接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ対応して並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能すればよい。そのため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に内蔵されたものでもよく、外付けしたものでもよい。

トランスＴｒ１には、例えば上記一次端子のほかに二次端子として少なくとも三端子を有し、中間端子（中間タップ）の電位を基準として二相の電圧を出力するタイプのものを用いる。この中間端子の電位を基準として、一方側の二次端子には正の二次電圧Ｖｓ１が出力され、他方側の二次端子には負の二次電圧Ｖｓ２が出力される。二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２はそれぞれ「交流電力」に相当する。二次電圧Ｖｓ１の出力にはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が関与し、二次電圧Ｖｓ２の出力にはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が関与する（図３〜図５をも参照）。

周期ごとにみたとき、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなければ偏磁が生じ、電圧時間積が等しければ偏磁が生じない。この「電圧時間積」は、トランスＴｒ１の二次端子から出力される二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２と、各電圧ごとに出力されている時間との積算値で示される。例えば、二次電圧Ｖｓ１の出力時間を「Ｔ１」と仮定し、二次電圧Ｖｓ２の出力時間を「Ｔ２」と仮定する。この仮定では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が関与する二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積は「Ｖｓ１×Ｔ１」になり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が関与する二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積は「Ｖｓ２×Ｔ２」になる。

二次電圧Ｖｓ１が生じる一方側の二次端子は、差分値検出部２５のプラス端子との間に、ダイオードＤ２２，積分波形出力部２３，ピークホールド部２４が直列接続される。二次電圧Ｖｓ２が生じる他方側の二次端子は、差分値検出部２５のマイナス端子との間に、ダイオードＤ２１と積分波形出力部２２が直列接続される。

積分波形出力部２２，２３は、それぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２で整流された直流電圧を積分して得られる積分波形を個別に出力する機能を担う。この積分波形は、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２が印加される期間に応じて時々刻々と積分値が変化する。積分波形は、積分波形出力部２２の構成や時定数等によって色々な波形になるが、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２に応じて三角波が得られるように調整するのが望ましい。本形態の積分波形出力部２２，２３は、いずれもコストを低く抑えるために、抵抗器とコンデンサとで構成する。図示するように、コンデンサの一端側を抵抗器に接続し、同じく他端側をグラウンドＮに接続する。なお、グラウンドＮの電位は必ずしも０[Ｖ]とは限らない。

ピークホールド部２４は、二次電圧Ｖｓ１に基づいて積分波形出力部２３から出力される波形（すなわち積分波形）の波形値Ｗ１を受けて、波形値Ｗ１の最大値となるピーク値Ｗｐを保持して出力する。ただし、操作信号制御部２１（具体的には制御回路２１ｂ）からリセット信号を受けると、ピーク値Ｗｐは所定値（例えば０）にリセットされる。

差分値検出部２５は、ピークホールド部２４から出力されるピーク値Ｗｐと、二次電圧Ｖｓ２に基づいて積分波形出力部２２から出力される波形の波形値Ｗ２との差分を示す差分値Δｄを検出して出力する。本形態の差分値検出部２５は、例えばオペアンプを用いた差動増幅回路等のような差動増幅器を用いる。具体的には、二次電圧Ｖｓ１に基づくピーク値Ｗｐをプラス端子に入力し、二次電圧Ｖｓ２に基づく波形値Ｗ２をマイナス端子に入力する。増幅率を「１」と仮定した場合は、差分値Δｄ（＝Ｗｐ−Ｗ２）を出力する。

操作信号制御部２１は、ドライブ回路２１ａや制御回路２１ｂなどを有する。この操作信号制御部２１は、上述した差分値Δｄに基づいて操作信号を変化させる制御を行う。操作信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して個別に伝達してオン／オフさせる信号である。本形態の操作信号には、例えばパルス信号を用いる。制御回路２１ｂは、電力変換装置２０の全体の動作を司る。本発明を実現するにあたり、制御回路２１ｂは差分値検出部２５から伝達される差分値Δｄがゼロになると、現在駆動しているスイッチング素子のオン／オフを切り替える（反転させる）ようにドライブ回路２１ａを駆動する指令信号Ｖc^*を出力する。ドライブ回路２１ａは、制御回路２１ｂから伝達される指令信号Ｖc^*に基づいて、上述した操作信号（パルス信号）を生成してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に個別に出力（伝達）する。

上述のように構成された電力変換装置２０は、トランスＴｒ１から中間端子の電位を基準とする二相の二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２を出力する。電源システム１０では、トランスＴｒ１の中間端子をグラウンドＮに接続する。二相全波整流を行うため、二次電圧Ｖｓ１をダイオードＤ１１で整流し、二次電圧Ｖｓ２をダイオードＤ１２で整流し、双方の整流後に接続部Ｊで接続（直結）する。ダイオードＤ１１，Ｄ１２はそれぞれ「整流部」に相当する。接続部Ｊでは整流された直流電圧が合成されるに過ぎないので、コンデンサＣ１１で平滑化し、フィルタ部１２で交流成分（例えば高周波成分や脈動等）を除去（低減を含む。以下同じである。）する。フィルタ部１２は、リアクトルＬ１２（コイル）やコンデンサＣ１２などを有する。こうして安定化された直流電圧は、出力機器３０に出力される。出力機器３０には、所定の直流電圧を必要とする任意の機器を適用できる。

電源システム１０に含まれるトランスＴｒ１に偏磁が生じる場合において、当該偏磁を抑止（低減を含む）ための制御例について、図２を参照しながら説明する。図２には、操作信号処理の第１手続き例をフローチャートで示す。この操作信号処理は、図１に示す制御回路２１ｂが行う制御処理の一つであり、当該制御回路２１ｂが作動する間において繰り返し実行される。なお、制御回路２１ｂはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを行うために指令信号Ｖc^*を出力するので、現時点でどのスイッチング素子をオン／オフさせている状態や、スイッチング素子ごとの周期などを当然に把握している。

図２に示す操作信号処理では、差分値Δｄを入力開始するタイミングに達していない場合には（ステップＳ１０でＮＯ）、操作信号処理をリターンする。一方、差分値Δｄを入力開始するタイミングに達すると（ステップＳ１０でＹＥＳ）、差分値検出部２５から差分値Δｄの入力を開始する〔ステップＳ１１〕。

ステップＳ１１の「差分値Δｄを入力するタイミング」は任意に設定可能であるが、差分値Δｄがゼロ以外になるタイミングが望ましい。例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちで特定のスイッチング素子にかかる一周期ごとなどが該当する。後述する図３〜図５のタイムチャートは、「特定のスイッチング素子」をスイッチング素子Ｑ１とし、当該スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに立ち上がるタイミングとする例である。

もしステップＳ１１で入力した差分値Δｄがゼロでなければ（ステップＳ１３でＮＯ）、トランスＴｒ１に偏磁が生じているので、操作信号処理をリターンする。具体的には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の関与に伴って出力される二次電圧Ｖｓ１に基づいて、トランスＴｒ１に偏磁が生じている。

その後、ステップＳ１１で入力した差分値Δｄがゼロならば（ステップＳ１３でＹＥＳ）、上述した二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなる。よって、ピークホールド部２４にリセット信号を伝達してリセットするとともに、所要のスイッチング素子に伝達する操作信号を変化させ〔ステップＳ１４〕、差分値検出部２５から差分値Δｄの入力を停止したうえで〔ステップＳ１５〕、操作信号処理をリターンする。

ステップＳ１３で差分値Δｄがゼロになるのは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の関与に伴って出力される二次電圧Ｖｓ２にかかる波形値Ｗ２と、二次電圧Ｖｓ１にかかるピーク値Ｗｐとが等しくなったことを意味する。すなわち二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２にかかる電圧時間積が等しくなったので、トランスＴｒ１に生じていた偏磁が消失する。したがって、ステップＳ１４ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方のスイッチング素子をオンからオフに立ち下げるように操作信号を変化させる。

なお二点鎖線で図示するように、ステップＳ１３で差分値Δｄの判別を行う前に、タイムラグを考慮して操作信号を変化させるタイミングを決定するのが望ましい〔ステップＳ１２〕。このタイムラグは、操作信号を出力してからスイッチング素子のオン／オフが変化するまでに要する期間である。すなわち、ステップＳ１４ではタイムラグの期間だけ前倒して操作信号を出力する制御を行い、スイッチング素子を変化させるタイミングで差分値Δｄがゼロとなるようにする。タイムラグの期間に対応する差分値Δｄを「閾値α」とすると、ステップＳ１３で括弧内に示すように差分値Δｄが閾値α以下（０≦Δｄ≦α）であるか否かで分岐する。タイムラグの期間に対応する「閾値α」は、実験や実地試験を行うなどして電力変換装置２０にかかる適切な数値を設定するのが望ましい。具体的には、制御回路２１ｂ内の記録媒体に予め記録したり、通信回線（有線／無線を問わない）を通じてアクセス可能に接続される外部装置（例えばＥＣＵ等）から入力したりする。

図２に示す操作信号処理を実行し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ伝達する操作信号を変化させて、トランスＴｒ１の偏磁を未然に抑止するための操作信号制御例１〜４について、図３〜図７を参照しながら説明する。説明を簡単にするために、操作信号制御例１〜４ではスイッチング素子Ｑ１の周期を基準とする制御を説明する。

（操作信号制御例１）
操作信号制御例１は、スイッチング素子Ｑ１の周期を基準としてスイッチング素子Ｑ２への操作信号を変化させる例であって、図３を参照しながら説明する。図３には、上から順番にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ２，Ｑ４、ピーク値Ｗｐ、波形値Ｗ２、スイッチング素子Ｑ２（図７ではスイッチング素子Ｑ３）への操作信号について各々の経時的変化を示す。各スイッチング素子のオン状態を「on」とし、オフ状態を「off」とする。波形値Ｗ１は二点鎖線でピーク値Ｗｐに重畳して示す。理解を容易にするために、波形値Ｗ１，Ｗ２の各変化を直線的に示すが、積分波形出力部２２，２３の構成や時定数等によっては曲線的に変化する。後述する図４〜図７についても同様である。

図３に示すスイッチング素子Ｑ１の一周期は、周期Ｃｙ１（時刻ｔ１１から時刻ｔ１６までの期間）、周期Ｃｙ２（時刻ｔ１６から時刻ｔ１ｂまでの期間）、周期Ｃｙ３（時刻ｔ１ｂ以降の期間）などである。各周期内でトランスＴｒ１に偏磁が発生しないように制御する。周期Ｃｙ１，Ｃｙ２，Ｃｙ３，…は、基本的には同一の時間長（期間）であるが、異なる時間長になっても制御可能である。一周期内でトランスＴｒ１に偏磁が発生しないように制御するので、以下では周期Ｃｙ１を代表して説明する。

時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンするため、トランスＴｒ１の二次端子から二次電圧Ｖｓ１が出力される。二次電圧Ｖｓ１の発生に伴って、積分波形出力部２３から出力される波形値Ｗ１が増加し、二点鎖線で示すように時刻ｔ１２以降は減少する。波形値Ｗ１の変化に伴って、ピーク値Ｗｐは時刻ｔ１１から時刻ｔ１２まで増加し、時刻ｔ１２に最大値Ｗｘとなる。ピークホールド部２４は、時刻ｔ１２以降（制御回路２１ｂによってリセットされる時刻ｔ１４まで）は最大値Ｗｘを保持して出力する。

時刻ｔ１２の後、時刻ｔ１３にはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、トランスＴｒ１の二次端子から二次電圧Ｖｓ２が出力される。二次電圧Ｖｓ２の発生に伴って、積分波形出力部２２から出力される波形値Ｗ２が増加する。

上述したように差分値検出部２５には、ピーク値Ｗｐがプラス端子に入力され、波形値Ｗ２がマイナス端子に入力される。よって差分値検出部２５から出力される差分値Δｄは、時刻ｔ１１からピーク値Ｗｐの増加とともに増加し、時刻ｔ１２から最大値ｄｘで一定になり、時刻ｔ１３から波形値Ｗ２の増加とともに減少することになる。

図２の操作信号処理では、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに立ち上がる時刻ｔ１１には、差分値Δｄを入力開始するタイミングに達したと判別する（ステップＳ１０）。そのため、時刻ｔ１１から差分値Δｄが増加し始め、時刻ｔ１２からは最大値Ｗｘで一定になる。しかし、時刻ｔ１３から差分値Δｄが減少し始め、時刻ｔ１４には差分値Δｄがゼロになるので（ステップＳ１３でＹＥＳ）、スイッチング素子Ｑ２の操作信号を変化（オンからオフ）させるとともに（ステップＳ１４）、差分値検出部２５から差分値Δｄの入力を停止する（ステップＳ１５）。

上記操作信号処理の制御によって、本来ではデューティ比Ｄｒ２ａに従って時刻ｔ１５でオンからオフに立ち下げられる予定であったスイッチング素子Ｑ２は、時刻ｔ１４で強制的にオンからオフに立ち下げられる（矢印Ｄａを参照）。スイッチング素子Ｑ２がオフになる時刻ｔ１４には、トランスＴｒ１の二次端子に二次電圧Ｖｓ２が出力されず、波形値Ｗ２もゼロになる。波形値Ｗ２がゼロになった時点（あるいは次にスイッチング素子Ｑ１がオフからオンに立ち上がる時刻ｔ１６まで）に、ピーク値Ｗｐがゼロになるようにピークホールド部２４をリセットする。こうして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が関与する二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が関与する二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積とがほぼ同一になり、周期Ｃｙ１ではトランスＴｒ１に偏磁が発生しない。仮に偏磁が発生したとしても、極めてわずかな偏磁量であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての電源システム１０に与える影響はほとんど無視できる。周期Ｃｙ２以降の各周期も同様に制御される。したがって、全ての周期においてトランスＴｒ１には偏磁が発生せず、トランスＴｒ１の偏磁を未然に抑止することができる。

なお、操作信号の変化を受けるスイッチング素子Ｑ２は、時刻ｔ１４，ｔ１９，…にそれぞれ強制的にオンからオフに立ち下げられる。結果として、時刻ｔ１１以降の各周期ではデューティ比Ｄｒ２ｂ（Ｄｒ２ｂ＜Ｄｒ２ａ）になる。言い換えれば、デューティ比の変更による制御とみることもできる。ただし、電源の受給開始時期が時刻ｔ１１である場合には、全周期ともデューティ比Ｄｒ２ｂで変化しない。

（操作信号制御例２）
操作信号制御例２は、図４を参照しながら説明する。この操作信号制御例２は、上述した操作信号制御例１と同様に、スイッチング素子Ｑ１の周期を基準としてスイッチング素子Ｑ３への操作信号を変化させる例である。操作信号を変化させる対象が異なるだけであるので、以下では操作信号制御例１と相違する点について説明する。よって、操作信号制御例１と同じ制御内容については図３と同一符号を付して説明を省略する。

操作信号制御例２が操作信号制御例１と相違するのは、図２の操作信号処理において操作信号を変化させる対象となるスイッチング素子である（ステップＳ１４）。トランスＴｒ１の二次端子に出力される二次電圧Ｖｓ２に関与するのは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３である。すなわちスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンになるときに限って、二次電圧Ｖｓ２が出力されるのである。操作信号制御例１ではスイッチング素子Ｑ２の操作信号を変化させたのに対して、操作信号制御例２ではスイッチング素子Ｑ３の操作信号を変化させても同様の作用効果が得られる。この点について、図４を参照しながら説明する。

操作信号制御例１と同様に、時刻ｔ１３からスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、トランスＴｒ１の二次端子から二次電圧Ｖｓ２が出力され、さらに積分波形出力部２２から出力される波形値Ｗ２が増加する。この増加に伴って差分値Δｄが減少してゆくと、時刻ｔ１４には差分値Δｄがゼロになる（図２のステップＳ１３でＹＥＳ）。このとき、スイッチング素子Ｑ３の操作信号を変化（オンからオフ）させるとともに（図２のステップＳ１４）、差分値検出部２５から差分値Δｄの入力を停止する（図２のステップＳ１５）。

上記操作信号処理の制御によって、本来ではデューティ比Ｄｒ３ａに従って時刻ｔ２０でオンからオフに立ち下げられる予定であったスイッチング素子Ｑ３は、時刻ｔ１４で強制的にオンからオフに立ち下げられる（矢印Ｄｂを参照）。スイッチング素子Ｑ３がオフになる時刻ｔ１４には、トランスＴｒ１の二次端子に二次電圧Ｖｓ２が出力されず、波形値Ｗ２もゼロになる。周期Ｃｙ２以降の各周期も同様に制御する。操作信号制御例１と同様に、全ての周期においてトランスＴｒ１には偏磁が発生せず、トランスＴｒ１の偏磁を未然に抑止することができる。

（操作信号制御例３）
操作信号制御例３は、図５を参照しながら説明する。この操作信号制御例３は、上述した操作信号制御例１と同様に、スイッチング素子Ｑ１の周期を基準としてスイッチング素子Ｑ２への操作信号を変化させる例である。ただし、操作信号を出力してからスイッチング素子のオン／オフが変化するまでに要するタイムラグを考慮して、スイッチング素子Ｑ２への操作信号を変化させる点が操作信号制御例１と相違する。以下では、操作信号制御例１と相違する点について説明することにし、操作信号制御例１と同じ制御内容については図３と同一符号を付して説明を省略する。

操作信号制御例３が操作信号制御例１と相違するのは、図２の操作信号処理において、タイムラグを考慮して操作信号を変化させるタイミングを決定する点である（ステップＳ１２）。当該タイミングの一例として、タイムラグの期間に対応する閾値αを用い、差分値Δｄが閾値α以下になるか否かで分岐する（ステップＳ１３の括弧内）。

操作信号制御例１のように、差分値Δｄがゼロになったことを検知してから、スイッチング素子Ｑ２に伝達する操作信号を変化させても、実際にスイッチング素子Ｑ２がオンからオフに立ち下がるまでには少なからずタイムラグが生じる。そこで、操作信号制御例３ではタイムラグを考慮して早めに操作信号を変化させて、差分値Δｄがゼロになる時期とスイッチング素子Ｑ２がオンからオフに立ち下がる時期を一致させるように制御する。

操作信号制御例１と同様に、時刻ｔ１３からスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするため、トランスＴｒ１の二次端子から二次電圧Ｖｓ２が出力され、さらに積分波形出力部２２から出力される波形値Ｗ２が増加する。この増加に伴って差分値Δｄが減少してゆくと、時刻ｔ１４には差分値Δｄが閾値α以下になる（図２のステップＳ１３でＹＥＳ）。このとき、スイッチング素子Ｑ２の操作信号を変化（オンからオフ）させるとともに（図２のステップＳ１４）、差分値検出部２５から差分値Δｄの入力を停止する（図２のステップＳ１５）。

上記操作信号処理の制御によって、操作信号制御部２１（具体的には制御回路２１ｂ）からスイッチング素子Ｑ２に伝達する操作信号は、本来では時刻ｔ１５でオンからオフに立ち下げられる予定であったが、タイムラグＴＬを考慮して時刻ｔ３２に強制的にオンからオフに立ち下げられる（矢印Ｄｃを参照）。図示するように操作信号制御例１の時刻ｔ１４よりも早く操作信号を変化させる。当該操作信号を受けたスイッチング素子Ｑ２は、時刻ｔ１４にオンからオフに立ち下がる（矢印Ｄａを参照）。こうして、差分値Δｄがゼロになる時期と、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに立ち下がる時期がともに時刻ｔ１４で一致する。周期Ｃｙ２以降の各周期も同様に制御される。したがって、全ての周期においてトランスＴｒ１には偏磁が発生せず、トランスＴｒ１の偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

なお、スイッチング素子Ｑ２をオフからオンに立ち上げる場合にも、タイムラグＴＬを考慮して操作信号を変化させる制御を行うのが望ましい。周期Ｃｙ１におけるスイッチング素子Ｑ２への操作信号は、本来では時刻ｔ３１でオフからオンに立ち上げられる予定であったが、タイムラグＴＬを考慮して時刻ｔ３０にオフからオンに立ち上げる。周期Ｃｙ２以降の各周期も同様に制御する。このように操作信号を変化させることによって、スイッチング素子Ｑ２は時刻ｔ３１，ｔ３４，ｔ３７，…にそれぞれオフからオンに立ち上がる。結果として、時刻ｔ１１以降の各周期ではデューティ比Ｄｒ２ｃ（Ｄｒ２ｃ＜Ｄｒ２ａ）になる。言い換えれば、デューティ比の変更による制御とみることもできる。ただし、電源の受給開始時期が時刻ｔ１１である場合には、全周期ともデューティ比Ｄｒ２ｃで変化しない。

（操作信号制御例４）
操作信号制御例４は、図６および図７を参照しながら説明する。この操作信号制御例４は、上述した操作信号制御例２と同様に、スイッチング素子Ｑ１の周期を基準としてスイッチング素子Ｑ３への操作信号を変化させる例である。以下では、操作信号制御例２と相違する点について説明することにし、操作信号制御例２と同じ制御内容については図４と同一符号を付して説明を省略する。

スイッチング素子Ｑ３に伝達する操作信号について、操作信号制御例２ではオンからオフに立ち下げるタイミングを変化させる。これに対して、操作信号制御例４ではオフからオンに立ち上げるタイミングを変化させる点で相違する。

図６にフローチャートで示す操作信号処理の第２手続き例は、図２に示す手続きに代えて実行される。図２と同じ処理については同一符号を付して説明を省略する。図６が図２と相違するステップは、ステップＳ２０〜Ｓ２２である。ステップＳ２０では、前回の実行においてステップＳ１１で入力した差分値Δｄと、今回の実行においてステップＳ１１で入力した差分値Δｄとが異なるか否かで分岐する。

もし、前回と今回とで差分値Δｄが異なれば（ステップＳ２０でＹＥＳ）、まだ差分値Δｄが最大値Ｗｘに達していないので、操作信号処理をリターンする。一方、前回と今回とで差分値Δｄが同一値であれば（ステップＳ２０でＮＯ）、差分値Δｄが最大値Ｗｘに達したことを意味するので、最初に差分値Δｄを入力開始してから現時点までの期間（以下では「変化期間Ｄｗ１」と呼ぶ。）を特定する〔ステップＳ２１〕。

制御回路２１ｂは、スイッチング素子Ｑ２をオンからオフするタイミングは予め把握している。そのため、ステップＳ２１で特定された変化期間に基づいてスイッチング素子Ｑ３をオフからオンにするタイミングを求め、当該スイッチング素子Ｑ３に伝達する操作信号を変化させる〔ステップＳ２２〕。

上記操作信号処理の制御によれば、図７に示すように制御される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに立ち上げられる時刻ｔ１１から差分値Δｄが変化し始め、時刻ｔ１２以降にはピーク値Ｗｐと同じ最大値Ｗｘになるので（図６のステップＳ２０でＮＯ）、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの期間が変化期間Ｄｗ１になる（図６のステップＳ２１）。変化期間Ｄｗ１が特定されるので、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに立ち下げる予定の時刻ｔ１５から、変化期間Ｄｗ１だけ遡った時刻ｔ４０を容易に算出できる。そして、時刻ｔ４０になるとスイッチング素子Ｑ３がオフからオンに立ち上げるように操作信号を変化させる（図６のステップＳ２２）。

このように操作信号を変化させる結果、スイッチング素子Ｑ３は本来の時刻ｔ１３から時刻ｔ４０に遅れさせて、オフからオンに立ち上げられる（矢印Ｄｄを参照）。よってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするのは時刻ｔ４０から時刻ｔ１５までの期間になり、当該期間の長さは変化期間Ｄｗ１と一致する。一方、波形値Ｗ２は時刻ｔ４０から増え始め、時刻ｔ１５にはピーク値Ｗｐと同じ最大値Ｗｘに達する。こうして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が関与する二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が関与する二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積とがほぼ同一になり、周期Ｃｙ１ではトランスＴｒ１に偏磁が発生しない。周期Ｃｙ２以降の各周期も同様に制御される。したがって、全ての周期においてトランスＴｒ１には偏磁が発生せず、トランスＴｒ１の偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

なお、操作信号の変化を受けるスイッチング素子Ｑ３は、時刻ｔ１３，ｔ１８，…にはオン／オフが変化せず、時刻ｔ４０，ｔ４２，…にそれぞれ強制的にオフからオンに立ち上げられる。結果として、時刻ｔ１１までの周期はデューティ比Ｄｒ３ａであったが、時刻ｔ１１以降の各周期ではデューティ比Ｄｒ３ｃ（Ｄｒ３ｃ＜Ｄｒ３ａ）になる。言い換えれば、デューティ比の変更による制御とみることもできる。ただし、電力源Ｅdcから電力供給の開始時期が時刻ｔ１１である場合には、全周期ともデューティ比Ｄｒ３ｃで変化しない。

また操作信号制御例３（図５）に示すように、タイムラグＴＬを考慮して、スイッチング素子Ｑ３に伝達する操作信号を早めに変化させるように制御することもできる。この制御によれば、差分値Δｄがゼロになる時期とスイッチング素子Ｑ２がオンからオフに立ち下がる時期を一致させることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が関与する二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が関与する二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積とを同一にすることができる。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。まず請求項１に対応し、電力変換装置２０において、トランスＴｒ１の二次端子から出力される交流電圧（交流電力）を整流するダイオードＤ２１，Ｄ２２（二以上の整流部）と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２によって整流される直流電圧（直流電力）を個別に積分して得られる波形を出力する積分波形出力部２２，２３と、積分波形出力部２２，２３から出力される二以上の波形（積分波形）のうちで一の波形（波形値Ｗ１）にかかるピーク値Ｗｐを保持するピークホールド部２４と、積分波形出力部２２，２３から出力される二以上の波形のうちで一の波形を除く波形の波形値Ｗ２とピークホールド部２４によって保持されるピーク値Ｗｐとの差分値Δｄを検出する差分値検出部２５と、差分値検出部２５によって検出される差分値Δｄに基づいてスイッチング素子（すなわちスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方）を操作する操作信号を制御する操作信号制御部２１とを有する構成とした（図１〜図７を参照）。この構成によれば、差分値Δｄ（＝Ｗｐ−Ｗ２）に基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方に伝達する操作信号を変化させる制御を行うので、トランスＴｒ１の偏磁を未然に抑止することができる。個々のダイオードＤ２１，Ｄ２２を正負の直流電圧に対応させることで、正負にかかわらずトランスＴｒ１の偏磁を未然に抑止できる。電流の流れる経路に回路素子を追加せずに、トランスＴｒ１の二次端子から出力される交流電圧の正負に対応したダイオードＤ２１，Ｄ２２を備えるだけでよいので、装置全体のコストを抑えることができる。

請求項２に対応し、操作信号制御部２１は、差分値Δｄに基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方（一の波形を除く波形にかかるスイッチング素子）のオン／オフを操作する構成とした（図２〜図７を参照）。この構成によれば、二次電圧Ｖｓ１の出力に関与するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とは別個のスイッチング素子、すなわち二次電圧Ｖｓ２の出力に関与するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方を操作する操作信号を変化させる。波形値Ｗ２がピーク値Ｗｐと等しくなるように制御すると、二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積と二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積とがほぼ同一になる。したがって、トランスＴｒ１の偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

請求項３に対応し、操作信号制御部２１は、差分値Δｄがゼロ（数値の「０」）に達すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方（一の波形を除く波形にかかるスイッチング素子）のオン／オフを操作する構成とした（図２，図３を参照）。この構成によれば、差分値Δｄがゼロ、すなわち波形値Ｗ２がピーク値Ｗｐと等しくなるように制御するので、二次電圧Ｖｓ１の電圧時間積と二次電圧Ｖｓ２の電圧時間積とが同一になる。したがって、トランスＴｒ１の偏磁を未然かつ確実に抑止することができる。

請求項４に対応し、操作信号制御部２１は、操作信号を出力してからスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方のオン／オフが変化するまでのタイムラグＴＬを考慮して、操作信号を出力するタイミングをタイムラグＴＬの期間だけ早めて出力する構成とした（図２のステップＳ１２，Ｓ１４や図３を参照）。この構成によれば、操作信号制御部２１はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方を操作する操作信号を上記タイムラグＴＬの期間だけ早めて出力する。こうしてタイムラグＴＬを見込んで操作信号をスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方に伝達するので、トランスＴｒ１に生じ得る偏磁をより確実に抑止することができる。

請求項５に対応し、電力変換装置２０を有する電源システム１０は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２（整流部）の出力端子を電気的に接続する接続部Ｊと、接続部Ｊにおける直流電圧の交流成分を低減するフィルタ部１２とを有する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加することなくトランスＴｒ１の偏磁を抑止することができる。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は、上述した実施の形態１と同様に、電圧制御による電力に基づいてトランスの偏磁を未然に抑止する例であって、図８を参照しながら説明する。電力変換装置２０を含む電源システム１０の構成は、一部の構成が実施の形態１と同様である。そのため実施の形態２では、実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略し、上述した実施の形態１と相違する内容を説明する。

実施の形態２は、実施の形態１のトランスＴｒ１（図１を参照）に代えて、トランスＴｒ２を用いる点が大きく異なる。トランスＴｒ１は、一次端子とともに、二次端子として少なくとも三端子を有するタイプを用いた。これに対して、トランスＴｒ２は一次端子と二次端子が同一のタイプであり、トランスＴｒ１のような中間端子を有しない。なお、トランスＴｒ１と同様に中間端子を有するタイプのトランスを用いても構わないが、中間端子を使用しないで構成する。

トランスＴｒ２を用いるのに伴って、整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２、スイッチＳＷ１，ＳＷ２などを新たに加える。整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２、入力側をトランスＴｒ２の二次端子に並列接続される。整流部Ｄｂ１は「接続部Ｊ」の機能をも担い、電源システム１０に備えられる。整流部Ｄｂ１の一方側端子をコンデンサＣ１１およびフィルタ部１２に接続し、同じく他方側端子をグラウンドＮに接続する。整流部Ｄｂ２は電力変換装置２０に備えられる。整流部Ｄｂ２の一方側端子を積分波形出力部２２，２３に接続し、同じく他方側端子をグラウンドＮに接続する。これらの整流部Ｄｂ１，Ｄｂ２はダイオード等で構成され、トランスＴｒ２の二次端子に出力される二次電圧Ｖｓ３（交流電力）を直流電圧（直流電力）に整流する機能を担い、半波整流回路であると全波整流回路であるとを問わない。

スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、いずれも制御回路２１ｂによって個別にオン／オフが制御される。スイッチＳＷ１は、積分波形出力部２３の出力（すなわち二次電圧Ｖｓ１に相当する二次電圧Ｖｓ３の波形値Ｗ１）をピークホールド部２４に伝達するか否かを切り替える。スイッチＳＷ２は、積分波形出力部２２の出力（すなわち二次電圧Ｖｓ２に相当する二次電圧Ｖｓ３の波形値Ｗ２）を差分値検出部２５に伝達するか否かを切り替える。

例えば、スイッチＳＷ１は図３〜図７に示すスイッチング素子Ｑ１と同様のタイミングでオン／オフが制御され、スイッチＳＷ２はスイッチＳＷ１とは逆のパターンでオン／オフが制御される。すなわち、実施の形態１における二次電圧Ｖｓ１に相当する二次電圧Ｖｓ３にかかる波形値Ｗ１を検出するときはスイッチＳＷ１がオンになる。同じく実施の形態１における二次電圧Ｖｓ２に相当する二次電圧Ｖｓ３にかかる波形値Ｗ２を検出するときはスイッチＳＷ２がオンになる。こうして制御回路２１ｂがスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフを制御することによって、実施の形態１で説明した操作信号制御例１〜４（図３〜図７を参照）を実現することができる。

上述した実施の形態２によれば、実施の形態１で説明した操作信号制御例１〜４（図３〜図７を参照）を実現できるので、請求項１〜５に各々対応する実施の形態１と同様の作用効果が得られる。すなわち、トランスＴｒ２の偏磁を未然に抑止することができる。

また請求項６にも対応し、電力変換装置２０を有する電源システム１０は、接続部Ｊの機能を含む整流部Ｄｂ１と、整流部Ｄｂ１から出力される直流電圧（直流電力）の交流成分を低減するフィルタ部１２とを有する構成とした（図８を参照）。この構成によれば、コストを抑えながらも正負の直流成分に対応可能であり、電流の流れる経路に回路素子を追加せずにトランスＴｒ２の偏磁を未然に抑止することができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１，２に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、以下に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態１，２では、二次電圧Ｖｓ１（あるいは二次電圧Ｖｓ１に相当する二次電圧Ｖｓ３）に基づいて積分波形出力部２３から出力される波形の波形値Ｗ１を受けて、波形値Ｗ１の最大値となるピーク値Ｗｐを保持して出力するピークホールド部２４を備えた（図１，図８を参照）。ピークホールド部２４に代えて、二次電圧Ｖｓ２（あるいは二次電圧Ｖｓ２に相当する二次電圧Ｖｓ３）に基づいて積分波形出力部２２から出力される波形の波形値Ｗ２を受けて、波形値Ｗ２の最大値となるピーク値Ｗｐを保持して出力するピークホールド部２６を備えてもよい（図１，図８で示す二点鎖線を参照）。この場合、ピーク値Ｗｐの出力を差分値検出部２５のプラス端子に入力し、積分波形出力部２３から出力される波形値Ｗ１を差分値検出部２５のマイナス端子に入力すると、図３〜図７と同様の経時的変化が得られる。ただし、図３〜図７に示す波形値Ｗ１と波形値Ｗ２とは逆に読み替える。すなわち、波形値Ｗ１と波形値Ｗ２とのいずれか一方についてピーク値Ｗｐを差分値検出部２５のプラス端子に入力し、他方を差分値検出部２５のマイナス端子に入力する構成であればよい。また、差分値検出部２５のプラス端子とマイナス端子に入力する波形（波形値）を逆にしてもよい。この構成では、図３〜図７に示す波形値Ｗ１，Ｗ２やピーク値Ｗｐがマイナス値（−ｄｘ）になるだけである。いずれの構成にせよ、差分値Δｄに基づいて、対象となるスイッチング素子に伝達する操作信号を変化させる制御を行うので、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の偏磁を未然に抑止することができる。

上述した実施の形態１，２では、電力変換装置２０のうち、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換部には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いてフルブリッジで構成した（図１，図８を参照）。この形態に代えて、スイッチング素子の数を少なくする電力変換部を構成してもよい。例えば、図９（Ａ）に示すハーフブリッジ方式で構成してもよく、図９（Ｂ）に示すプッシュプル方式で構成してもよい。図９（Ａ）に示すハーフブリッジ構成では、スイッチング素子Ｑ２に代えてコンデンサＣ２を用い、スイッチング素子Ｑ４に代えてコンデンサＣ４を用いる。図示しないが、シングルフォワード方式やフライバック方式などを複数（例えば２つや４つ等）用い、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次端子側に接続する構成としてもよい。トランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次端子側に接続する電力変換部の構成が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、スイッチング素子Ｑ１の操作信号を基準とし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各操作信号を変化させる構成とした（操作信号制御例１〜４；図３〜図７を参照）。この形態に代えて、スイッチング素子Ｑ４の操作信号を基準とし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各操作信号を変化させる構成としてもよい。この構成では、例えば図３〜図７において時刻ｔ１２から時刻ｔ１７まで、時刻ｔ１７から時刻ｔ１ｃまで、…が一周期になる。実施の形態１，２と同様に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方の操作信号を基準とし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のうちで一方または双方の操作信号を変化させる構成としてもよい。基準となる操作信号が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、積分波形出力部２２，２３として抵抗器とコンデンサとからなるＲＣ回路を適用した（図１，図８を参照）。この形態に代えて、例えばオペアンプを用いた積分回路などを用いてもよい。積分回路を用いても経時的に積算されて積分波形となる波形値Ｗ１，Ｗ２を出力することができるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、フィルタ部１２（ローパスフィルタ）として、リアクトルＬ１２とコンデンサＣ１２とからなるＬＣ回路を適用した（図１，図８を参照）。この形態に代えて（あるいは加えて）、直流電圧（直流電力）の高周波成分を除去可能な他の構成からなるフィルタ部を適用してもよい。例えば、抵抗器とコンデンサとからなるＲＣ回路や、オペアンプを用いたアクティブローパスフィルタなどが該当する。これらのようなアナログフィルタに限らず、ディジタルフィルタを用いてもよい。いずれのフィルタ部にせよ直流電圧（直流電力）の高周波成分（交流成分）を除去できるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２などでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いる構成とした（図１，図８，図９を参照）。この形態に代えて、他のスイッチング素子を用いる構成としてもよい。他のスイッチング素子には、例えばＦＥＴ（具体的にはＰチャネルＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。いずれのスイッチング素子にせよ、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換部を構成できるので、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、電力源Ｅdcから供給される直流電圧（直流電力）に基づいて、二次電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２や二次電圧Ｖｓ３の各積分波形を求め、一周期内に差分値Δｄが０になるとスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちで一方または双方を操作する操作信号を変化させる構成とした（図１〜図８を参照）。すなわち、電圧制御による電力について適用した。この形態に代えて、電流制御による電力に適用することもできる。この場合における電力変換装置２０は、電力源Ｅdcから直流電流（直流電力）が供給され、交流電流（交流電力）に変換して出力する。定電圧源にかかる回路構成を定電流源にかかる回路構成に変換する方法は周知であるので、図１や図８の回路構成も同様に変換できる。ただし、トランスＴｒ１，Ｔｒ２によって位相遅れが発生するので、当該位相遅れを考慮してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御するのが望ましい。よって電流制御による電力についても、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、タイムラグＴＬの期間に対応する差分値Δｄを閾値αとし、当該閾値αは変化させない構成とした（図２のステップＳ１２，Ｓ１３や図５を参照）。この形態に代えて、閾値αの数値を変化させる構成としてもよい。例えば、初期化時（例えば電源供給開始時やリセット時など）では閾値αに適切な数値を設定しておき、ステップＳ１２を実行するごとに増減値Δαだけ増減し（すなわちα＝α±Δαを行う）、対象となるスイッチング素子の操作信号を変化させるタイミングで差分値Δｄがゼロとなるように制御する構成などが該当する。外部環境（特に外来ノイズなど）や経年劣化等の影響を受けてタイムラグＴＬの期間が伸縮しても、差分値Δｄがゼロとなるタイミングで対象となるスイッチング素子の操作信号をきめ細かく変化させることができる。よって、上述した実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、スイッチング素子Ｑ２に対して、タイムラグＴＬを考慮して操作信号を変化させる制御を行う構成とした（図２のステップＳ１２，Ｓ１３や図５を参照）。この形態に加えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４のうちで一以上のスイッチング素子についても、スイッチング素子Ｑ２の場合と同様にタイムラグを考慮して操作信号を変化させる制御を行う構成としてもよい。さらにはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の個体差を考慮して、個々のスイッチング素子ごとにタイムラグを考慮して操作信号を変化させる制御を行う構成とするのが望ましい。こうすればタイムラグによる制御遅れを無くすことができ、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の偏磁を未然かつ確実に抑止できる。

上述した実施の形態１，２では、タイムラグＴＬを「操作信号を出力してからスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフが変化するまでの期間」として構成した（図２のステップＳ１２，Ｓ１３や図５を参照）。この形態に代えて、さらに「差分値Δｄを検出してから操作信号を出力するまでの期間」をも含める構成とするのが望ましい。わずかな期間ではあるが、対象となるスイッチング素子の操作信号を変化させるタイミングで差分値Δｄがゼロとなるように、より精密に制御できる。よってタイムラグによる制御遅れをさらに無くすことができ、トランスＴｒ１，Ｔｒ２の偏磁を未然かつ確実に抑止できる。

１０ 電源システム
１２ フィルタ部
２０ 電力変換装置
２１ 操作信号制御部
２１ａ ドライブ回路
２１ｂ 制御回路
２２，２３ 積分波形出力部
２４ 偏差量検出部
３０ 出力機器
Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード（整流部）
Ｄｂ１，Ｄｂ２ 整流部
Ｊ 接続部
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
ＴＬ タイムラグ
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランス
Ｗ１，Ｗ２ 波形値
Ｗｐ ピーク値
Δｄ 差分値

Claims (5)

1. 操作信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子を一次端子に電気的に接続するトランスとを少なくとも含む電力変換装置において、
   前記トランスの二次端子から出力される交流電力を整流する二以上の整流部と、
   前記二以上の整流部によって整流される直流電力を個別に積分して得られる波形を出力する積分波形出力部と、
   前記積分波形出力部から出力される二以上の波形のうちで、一の波形にかかるピーク値を保持するピークホールド部と、
   前記積分波形出力部から出力される二以上の波形のうちで前記一の波形を除く波形の波形値と、前記ピークホールド部によって保持されるピーク値と、の差分値を検出する差分値検出部と、
   前記差分値検出部によって検出される差分値に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作信号を制御する操作信号制御部と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記操作信号制御部は、前記差分値に基づいて、前記一の波形を除く波形にかかる前記スイッチング素子のオン／オフを操作することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記操作信号制御部は、前記差分値がゼロに達すると、前記一の波形を除く波形にかかる前記スイッチング素子のオン／オフを操作することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記操作信号制御部は、前記操作信号を出力してから前記スイッチング素子のオン／オフが変化するまでのタイムラグを考慮して、前記操作信号を出力するタイミングを前記タイムラグの時間だけ早めて出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置を有し、
   前記二以上の整流部の出力端子を電気的に接続する接続部と、
   前記接続部における直流電力の交流成分を低減するフィルタ部と、
   を有することを特徴とする電源システム。

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