JP2013017192A - 反響消去装置、反響消去方法、反響消去プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】エコー経路の音響特性が非線形となってしまう場合でも、十分に反響を消去できる反響消去装置を提供する。
【解決手段】本発明の反響消去装置は、係数計算部、Ｍ個の適応フィルタ部、重み付け加算部、減算部を備える。係数計算部は、予め定めた複数の音量範囲のうち受話信号の音量が属する音量範囲とその近傍の音量範囲に対応する重み係数が他の音量範囲に対応する重み係数よりも大きな値となるようにＭ個の重み係数を求める。適応フィルタ部は、重み係数ごとに対応し受話信号をフィルタリングすることで個別擬似エコー信号を生成するフィルタ手段と、受話信号と送話信号と対応する重み係数からフィルタ手段を更新する更新量計算手段とを有する。重み付け加算部は、各適応フィルタ部が生成する個別擬似エコー信号に各適応フィルタ部に対応する重み係数を乗算したものを加算して擬似エコー信号を求める。減算部は、収音信号から擬似エコー信号を減算する。
【選択図】図９

Description

本発明は、収音信号から受話信号の反響を取り除くことにより送話信号を生成する反響消去装置、反響消去方法、反響消去プログラムに関する。

反響消去装置（エコーキャンセラ）は、スピーカから出て部屋のエコー経路（音響特性など）を経てマイクに入った信号を推定し、マイクで収音した信号（収音信号）から差し引いて送話信号とするものである。従来の技術とした、非特許文献１の「線形適応フィルタ」を用いた反響消去装置と、非特許文献２の「Volterraフィルタ」を用いた非線形反響消去装置がある。

非特許文献１の反響消去装置の構成例を図１に示す。通信相手の装置から送られてきた受話信号ｘ（ｎ）は、スピーカ９７０から出力され、部屋などのエコー経路９９０を経てマイク９８０で収音される。反響消去装置９００は、フィルタ手段９１１と更新量計算手段９１２を有する適応フィルタ部９１０と、減算部９２０とを備える。反響消去装置９００は、受話信号ｘ（ｎ）とマイクで収音した収音信号ｙ（ｎ）とを入力とし、通信相手の装置に送る送話信号ｅ（ｎ）を出力する。ｎはデジタル信号の時刻を示す整数である。適応フィルタ部９１０のフィルタ手段９１１のタップ長をＬ（Ｌは１以上の整数）とすると、時刻ｎのときのフィルタ手段９１１の適応フィルタ係数ｈ＾（ｎ）は、
ｈ＾（ｎ）＝［ｈ_１（ｎ），ｈ_２（ｎ），…，ｈ_Ｌ（ｎ）]^Ｔ （１）
と表現できる。ただし、Ｔは転置を意味する。このまた、現在を含めた過去Ｌ個分の受話信号ｘ（ｎ）のベクトル表現を
ｘ＾（ｎ）＝［ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），…，ｘ（ｎ−Ｌ＋１）］^Ｔ （２）
とおく。フィルタ手段９１１は、受話信号ベクトルｘ＾（ｎ）と適応フィルタ係数ｈ＾（ｎ）から、擬似エコー信号ｚ（ｎ）を、
ｚ（ｎ）＝ｈ＾^Ｔ（ｎ）ｘ＾（ｎ） （３）
のように求め出力する。減算部９２０は、収音信号ｙ（ｎ）から擬似エコー信号ｚ（ｎ）を減算し、
ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｚ（ｎ） （４）
のように送話信号ｅ（ｎ）を求める。また、適応フィルタ部９１０が、例えばＮＬＭＳアルゴリズムによる適応フィルタの場合、更新量計算手段９１２は、更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段９１１の次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ＾（ｎ＋１）を、
ｈ＾（ｎ＋１）＝ｈ＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （６）
のように毎時刻更新する。ただし、‖・‖はベクトルのノルム、μは更新量を調整する係数（ステップサイズ、０＜μ＜２）、δは式（５）の分母が０にならないための微小な正の定数である。ただし、適応フィルタ部９１０では線形な反響しか推定しないため、送話信号には非線形な反響が残ってしまい、通話品質が劣化する可能性がある。

非特許文献２は、線形の適応フィルタ以外にVolterra級数の高次項に対応する適応フィルタを用意し、その入力に受話信号に処理を加えたものを用いる点が異なる。例えば、時刻ｎの２次のVolterraフィルタとその入力は、受話信号ｘ（ｎ）の過去Ｌサンプル分を考慮すると、
ｈ＾_２（ｎ）＝［ｈ_０，０（ｎ），ｈ_０，１（ｎ），…，ｈ_{０，Ｌ−１}（ｎ），
ｈ_１，１（ｎ），…，ｈ_{Ｌ−１，Ｌ−１}（ｎ）］ （７）
ｘ＾_２（ｎ）＝［ｘ^２（ｎ），ｘ（ｎ）ｘ（ｎ−１），…，ｘ（ｎ）ｘ（ｎ−Ｌ＋１）
，
ｘ^２（ｎ−１），…，ｘ^２（ｎ−Ｌ＋１）］ （８）
となる。

このフィルタは非線形時不変な入力に対応可能だが、高次項を考慮すると次数のべき乗でフィルタ長が長くなり、演算量が多くなる。また、実測では定常音には高い性能を発揮するものの、音量の変動が大きい音声では推定が不安定になり、効果が得られないことがある。

S.Haykin, "Adaptive Filter Theory," Prentice-Hall International Inc., pp.432〜436, 1996. A. Stenger, L. Trautmann, and R. Rabenstein, "Nonlinear acoustic echo cancellation with 2ndorder adaptive volterra filters," Int. Conf. on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol.2, pp877〜880, 1999.

例えばハンズフリー通話装置ではスピーカの径が小さいなどの理由から、スピーカとマイクの間のエコー経路の音響特性が非線形となる場合がある。このような場合、非特許文献１の反響消去装置ではエコー経路の線形性を仮定しているので、十分な反響消去ができないため、通話品質が劣化してしまう。また、非特許文献２の反響消去装置では、上述のように演算量が多くなることや音量の変動が大きい音声では不安定になるなどの問題がある。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、通信装置の構造などの様々な理由からエコー経路の音響特性が非線形となってしまう場合でも、十分に反響を消去できる反響消去装置を提供することを目的とする。

本発明の反響消去装置は、係数計算部、Ｍ個の適応フィルタ部、重み付け加算部、減算部を備える。

係数計算部は、予め定めた複数の音量範囲のうち、受話信号の音量が属する音量範囲とその近傍の音量範囲とに対応する重み係数が、他の音量範囲に対応する重み係数よりも大きな値となるように、Ｍ個（ただし、Ｍは２以上の整数）の重み係数を求める。適応フィルタ部は、重み係数ごとに対応し、受話信号をフィルタリングすることで個別擬似エコー信号を生成するフィルタ手段と、受話信号と送話信号と対応する重み係数からフィルタ手段を更新する更新量計算手段とをそれぞれ有する。重み付け加算部は、各適応フィルタ部が生成する個別擬似エコー信号に各適応フィルタ部に対応する重み係数を乗算したものを加算して擬似エコー信号を求める。減算部は、収音信号から擬似エコー信号を減算する。

本発明の反響消去装置は、複数個の適応フィルタ部を備え、各適応フィルタ部が主にフィルタリングする音量がそれぞれ異なる。なお、「主にフィルタリングする音量」とは、適応フィルタの出力（個別擬似エコー信号）に対する重み係数が最も大きくなる音量範囲に相当する。

本発明の反響消去装置によれば、複数個の適応フィルタ部を備え、各適応フィルタ部が主にフィルタリングする音量がそれぞれ異なるので、受話信号の音量に依存して変動するインパルス応答を精度よく推定できる。したがって、エコー経路の音響特性が非線形な場合でも、本発明の反響消去装置は十分に反響を消去できる。また、各適応フィルタ部は線形なフィルタリングを行うので、演算量が多くなることを避けることができる。

従来の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例１の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例１から３の適応フィルタ部の機能構成例を示す図。 実施例１の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 実施例２の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例２の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 実施例３の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例３の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 実施例４の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例４から６の適応フィルタ部の機能構成例を示す図。 実施例４の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 実施例５の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例５の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 実施例６の反響消去装置の機能構成例を示す図。 実施例６の反響消去装置の処理フロー例を示す図。 コンピュータの機能構成例を示す図。 Ｍ系列を用いて測定した５つのインパルス応答を示す図。 図１７の点線で囲んだ部分を拡大した図。 インパルス応答１とその他のインパルス応答の振幅波形の差分を示す図。 従来の反響消去装置と本発明の反響消去装置の違いを確認した実験の結果を示す図。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。以降の説明では、ｎはデジタル信号の時刻を示す整数、Ｍは２以上の整数、ｍは１〜Ｍの整数、Ｌは２以上の整数である。ｘ（ｎ）は時刻ｎの受話信号、ｙ（ｎ）は時刻ｎの収音信号、ｅ（ｎ）は時刻ｎの送話信号である。ｘ＾（ｎ）は、過去Ｌ個分の受話信号ｘ（ｎ）のベクトル表現であり、
ｘ＾（ｎ）＝［ｘ（ｎ），ｘ（ｎ−１），…，ｘ（ｎ−Ｌ＋１）］^Ｔ （７）
のように表現される。ただし、Ｔは転置を意味する。

図２に実施例１の反響消去装置の機能構成例を、図３に適応フィルタ部の機能構成例を示す。また、図４に実施例１の反響消去装置の処理フロー例を示す。反響消去装置１００は、音量判定部１３０、タップ長がＬのＭ個の適応フィルタ部１１０−１，…，１１０−Ｍ、受話信号切替部１４０、送話信号切替部１５０、減算部９２０を備える。図３（Ａ）に示した適応フィルタ部１１０−ｍは、フィルタ手段１１１−ｍと更新量計算手段１１２−ｍとをそれぞれ有する。なお、フィルタ手段１１１−ｍの適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）は、
ｈ_ｍ＾（ｎ）＝［ｈ_１，ｍ（ｎ），ｈ_２，ｍ（ｎ），…，ｈ_Ｌ，ｍ（ｎ）]^Ｔ （８）
と表現できる。

音量判定部１３０は、受話信号ｘ（ｎ）の音量があらかじめ定めたＭ個の音量範囲の中のどの音量範囲に属すかを判定し、該当する音量範囲を示す音量情報ｍを出力する（Ｓ１３０）。具体的には、以下のように行えばよいがこの方法に限定する必要はない。あらかじめＭ−１個の閾値ｖ_１，…，ｖ_Ｍ−１（ただし、ｖ_１＜ｖ_２＜…＜ｖ_Ｍ−１）を定めておく。そして、受話信号ｘ（ｎ）の音量として受話信号ベクトルｘ＾（ｎ）のノルム‖ｘ＾（ｎ）‖を求め、

のように音量情報ｍを求める。このように音量情報ｍを求めた場合、ｍが大きくなるほど大きい音量に対応することになる。なお、受話信号ｘ（ｎ）の音量は、時刻ｎ−Ｌ＋１〜ｎの間の受話信号ｘ（ｎ）の最大値としてもよいし、要素の数をＬ（適応フィルタ部のタップ長）とは異なる数とした受話信号ベクトルのノルムとしてもよい。

受話信号切替部１４０は、音量情報ｍに従って受話信号ｘ（ｎ）を、いずれか１つの適応フィルタ部１１０−ｍに入力する（Ｓ１４０）。送話信号切替部１５０は、音量情報ｍに従って送話信号ｅ（ｎ）を、受話信号切替部１４０が受話信号ｘ（ｎ）を入力した適応フィルタ部１１０−ｍに入力する（Ｓ１５０）。

適応フィルタ部１１０−ｍのフィルタ手段１１１−ｍは、受話信号ｘ（ｎ）をフィルタリングすることで擬似エコー信号ｚ（ｎ）を生成する（Ｓ１１１）。具体的には、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）と受話信号ベクトルｘ＾（ｎ）を用いて、

のように求めればよい。減算部９２０は、収音信号ｙ（ｎ）から擬似エコー信号ｚ（ｎ）を減算し、
ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−ｚ（ｎ） （１１）
のように送話信号ｅ（ｎ）を求める（Ｓ９２０）。

更新量計算手段１１２−ｍは、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ（ｎ）からフィルタ手段１１１−ｍの適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）を更新して次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を求める（Ｓ１１２）。具体的には、更新量計算手段１１２−ｍは、更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段１１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を、
ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）＝ｈ_ｍ＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （１３）
のように毎時刻更新する。ただし、‖・‖はベクトルのノルム、μは更新量を調整する係数（ステップサイズ、０＜μ＜２）、δは式（１３）の分母が０にならないための微小な正の定数である。

反響消去装置１００は、このような処理を時刻ごとに繰り返す。反響消去装置１００では、各時刻で受話信号ｘ（ｎ）の音量に従って適応フィルタ部を選択するので、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）が更新される適応フィルタ部１１０−ｍも１つだけである。つまり、１つの適応フィルタ部１１０−ｍに着目すると、特定の音量範囲のときだけ受話信号ｘ（ｎ）が入力され、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）が更新される。したがって、その適応フィルタ部１１０−ｍの適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）は、次第にその適応フィルタ部１１０−ｍがフィルタリングする音量範囲に適合したものに更新されていく。そして、特定の音量範囲に適合した適応フィルタ部１１０−ｍだけを受話信号の音量に従って選定し、フィルタリングする。したがって、エコー経路９９０の音響特性が音量に依存する非線形性を有していても、的確に擬似エコー信号を推定できるので、十分に反響を消去できる。また、各時刻では、線形なフィルタリングを行う１つの適応フィルタ部がフィルタリングするだけなので、演算量が多くなることを避けることができる。

なお、適応フィルタ部１１０−ｍは、周波数領域での処理を行ってもよい。例えば、図３（Ｂ）に示したように、適応フィルタ部１１０−ｍは、周波数変換手段１１３−ｍ、１１５−ｍ、周波数逆変換手段１１４−ｍ、周波数領域の処理を行うフィルタ手段１１６−ｍ、周波数領域の処理を行う更新量計算手段１１７−ｍを備えてもよい。図３（Ｂ）の適応フィルタ部１１０−ｍの場合は、受話信号ｘ（ｎ）は、いくつかの受話信号ｘ（ｎ），…，ｘ（ｎ−Ｆ＋１）ごとに周波数変換手段１１３−ｍで受話信号スペクトルＸ＾（ｋ）に変換される。ただし、Ｆは１フレームを構成する受話信号ｘ（ｎ）の数、ｋは周波数を示すインデックスである。フィルタ手段１１６−ｍはフィルタリングによって擬似エコー信号スペクトルＹ＾（ｋ）を求める。周波数逆変換手段１１４−ｍは擬似エコー信号スペクトルＹ＾（ｋ）を擬似エコー信号ｙ（ｎ），…，ｙ（ｎ−Ｆ＋１）に変換する。また、周波数変換手段１１５−ｍは、いくつかの送話信号ｅ（ｎ），…，ｅ（ｎ−Ｆ＋１）ごとに送話信号スペクトルＥ＾（ｋ）に変換する。更新量計算手段１１７−ｍは、受話信号スペクトルＸ＾（ｋ）と送話信号スペクトルＥ＾（ｋ）から更新量Ｗ＾（ｋ）を求め、フィルタ手段１１６−ｍの適応フィルタ係数を更新する。このような周波数領域での処理を行う適応フィルタを用いても、同様の効果が得られる。

［変形例］
実施例１では、式（１２）に示すように、すべての適応フィルタ部１１０−１，…，１１０−Ｍで、更新量ｗ＾（ｎ）を求める式は同じであった。本変形例の適応フィルタ部１１０’−１，…，１１０’−Ｍでは、更新量を調整する係数μ（ステップサイズ）を適応フィルタ部１１０’−ｍごとに設定する。この点のみが実施例１と異なる。具体的には、μ_１，…，μ_Ｍをあらかじめ用意しておき、更新量計算手段１１２’−ｍが更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段１１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を、
ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）＝ｈ_ｍ＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （１５）
のように毎時刻更新する。ここで、フィルタリングする受話信号の音量が大きい適応フィルタ部１１０’−ｍほど、更新量計算手段１１２’−ｍが求める更新量を調整する係数μ_ｍを、大きい値に設定しておく。つまり、式（９）のように音量情報ｍを求める場合は、μ_１＜μ_２＜…＜μ_Ｍのようにμ_１，…，μ_Ｍを設定することになる。

このように更新量を調整する係数を設定することで、実施例１と同様の効果が得られる他に、次のような効果も得られる。受話信号ｘ（ｎ）の音量が小さくＳＮ比が悪い場合には、更新量ｗ＾（ｎ）が小さくなるので反響消去量が低下しないようにできる。また、受話信号ｘ（ｎ）の音量が大きくＳＮ比がよい場合には、更新量ｗ＾（ｎ）が大きくなるので収束速度を速くできる。

図５に実施例２の反響消去装置の機能構成例を、図６に実施例２の反響消去装置の処理フロー例を示す。実施例２の反響消去装置２００は、固定フィルタ部２１０と加算部２６０が追加された点が反響消去装置１００と異なる。固定フィルタ部２１０は、受話信号ｘ（ｎ）をフィルタリングし、固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）を出力する（Ｓ２１０）。例えば、固定フィルタ部２１０のタップ長をＬ’（ただし、Ｌ’は２以上の整数）、固定フィルタ係数ｈ_ｆ＾を
ｈ_ｆ＾＝［ｈ_１，ｆ，ｈ_２，ｆ，…，ｈ_Ｌ’，ｆ]^Ｔ （１６）
とすると、固定フィルタ部２１０から出力される固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）は、

となる。なお、固定フィルタ係数ｈ_ｆ＾は、無響室であらかじめ測定しておいたある音量でのインパルス応答などを用いればよい。

加算部２６０は、適応フィルタ部１１０−ｍが出力した擬似エコー信号と固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）とを加算した信号を、新たな擬似エコー信号ｚ（ｎ）とする（Ｓ２６０）。したがって、減算部９２０に入力される擬似エコー信号ｚ（ｎ）は、

となる。その他の処理フローは実施例１と同じである。また、実施例１変形例のように、更新量を調整する係数がそれぞれ異なる適応フィルタ部１１０’−１，…，１１０’−Ｍを用いてもよい。

反響消去装置２００は固定フィルタ部２１０を備えているので、Ｍ個の適応フィルタ部１１０−１，…，１１０−Ｍは、固定フィルタ係数を求めたときの条件との差によって生じる反響の変化分を推定することになる。例えば、固定フィルタ係数が、無響室であらかじめ測定しておいたある音量でのインパルス応答の場合、実際の部屋での反響の違いと受話信号の音量の違いによるインパルス応答の変化のみを推定することになる。このインパルス応答の変化が、固定フィルタ部２１０のタップ長Ｌ’よりも短いタップ数で表現できる場合、適応フィルタ部１１０−ｍのタップ数ＬをＬ’よりも小さくできる。したがって、反響消去装置２００では、実施例１や実施例１変形例と同様の効果が得られる他に、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）の要素の数を少なくでき、演算量を減らすことも期待できる。

図７に実施例３の反響消去装置の機能構成例を、図８に実施例３の反響消去装置の処理フロー例を示す。実施例３の反響消去装置３００は、遅延部３７０、適応フィルタ部３１０、加算部３６０が追加された点が反響消去装置１００と異なる。また、適応フィルタ部３１０の機能構成例は図３に示す。

遅延部３７０は、受話信号ｘ（ｎ）をあらかじめ定めた時間Ｄだけ遅延させて、遅延信号ｘ（ｎ−Ｄ）を出力する（Ｓ３７０）。適応フィルタ部３１０は、フィルタ手段３１１（３１６）と更新量計算手段３１２（３１７）とを有する。適応フィルタ部３１０のフィルタ手段３１１は、遅延信号ｘ（ｎ−Ｄ）をフィルタリングすることで遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）を生成する（Ｓ３１１）。例えば、適応フィルタ部３１０のタップ長をＬ”（ただし、Ｌ”は２以上の整数）、適応フィルタ係数ｈ_０＾を
ｈ_０＾（ｎ）＝［ｈ_１，０（ｎ），ｈ_２，０（ｎ），…，ｈ_Ｌ”，０（ｎ）]^Ｔ （１９）
とすると、適応フィルタ部３１０から出力される遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）は、

となる。
加算部３６０は、適応フィルタ部１１０−ｍが出力した擬似エコー信号と遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）とを加算した信号を、新たな擬似エコー信号ｚ（ｎ）とする（Ｓ３６０）。したがって、減算部９２０に入力される擬似エコー信号ｚ（ｎ）は、

となる。適応フィルタ部３１０の更新量計算手段３１２は、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ（ｎ）からフィルタ手段３１１を更新する（Ｓ３１２）。具体的には、更新量計算手段３１２は、更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段１１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_０＾（ｎ＋１）を、
ｈ_０＾（ｎ＋１）＝ｈ_０＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （２３）
のように毎時刻更新する。その他の処理フローは実施例１と同じである。また、実施例１変形例のように、更新量を調整する係数がそれぞれ異なる適応フィルタ部１１０’−１，…，１１０’−Ｍを用いてもよい。

反響消去装置３００では、Ｌ＋Ｌ”が実質的なタップ長となる。系の非線形性の影響がフィルタのはじめのＬ個までにしか含まれていない場合、非線形性に対応するためにＭ個備えられている適応フィルタ部１１０−ｍのタップ長Ｌを短くできる。そして、音量に依存しない線形な範囲を適応フィルタ部３１０で対応すればよい。このようにＬとＬ”とを定めれば、反響消去の性能は反響消去装置１００と同等にできる。さらに、適応フィルタ係数を記録するメモリは、Ｍ×Ｌ＋Ｌ”必要であるが、Ｌを短くできるので全体としてはメモリを節約できる。例えば、ΔＬだけ短くできた場合、反響消去装置１００の場合よりも、Ｍ×ΔＬ−Ｌ”だけメモリを節約できる。

図９に実施例４の反響消去装置の機能構成例を、図１０に適応フィルタ部の機能構成例を示す。また、図１１に実施例４の反響消去装置の処理フロー例を示す。反響消去装置４００は、係数計算部４３０、タップ長がＬのＭ個の適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍ、重み付け加算部４６１、減算部９２０を備える。図１０（Ａ）に示した適応フィルタ部４１０−ｍは、フィルタ手段１１１−ｍと更新量計算手段４１２−ｍとをそれぞれ有する。

係数計算部４３０は、受話信号ｘ（ｎ）の音量に基づいて、Ｍ個の重み係数β_１，…，β_Ｍを求める（Ｓ４３０）。重み係数β_ｍは、適応フィルタ部４１０−ｍごとに対応している。具体的には、以下のように行えばよいがこの方法に限定する必要はない。あらかじめＭ個の閾値ｖ_１，…，ｖ_Ｍ（ただし、ｖ_１＜ｖ_２＜…＜ｖ_Ｍ）を定めておく。そして、受話信号ｘ（ｎ）の音量として受話信号ベクトルｘ＾（ｎ）のノルム‖ｘ＾（ｎ）‖を求め、

のように重み係数β_１，…，β_Ｍを求める。なお、受話信号ｘ（ｎ）の音量は、時刻ｎ−Ｌ＋１〜ｎの間の受話信号ｘ（ｎ）の最大値としてもよいし、要素の数をＬ（適応フィルタ部のタップ長）とは異なる数とした受話信号ベクトルのノルムとしてもよい。

各適応フィルタ部４１０−ｍのフィルタ手段１１１−ｍは、受話信号ｘ（ｎ）をフィルタリングすることで個別擬似エコー信号ｚ_ｍ（ｎ）を生成する（Ｓ１１０−１，…，Ｓ１１０−Ｍ）。重み付け加算部４６１は、適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍが生成する個別擬似エコー信号ｚ_１（ｎ），…，ｚ_Ｍ（ｎ）を、重み係数β_１，…，β_Ｍを用いて重み付け加算して擬似エコー信号ｚ（ｎ）を求める（Ｓ４６１）。例えば、重み付け加算部４６１は、係数乗算部４４０−１，…，４４０−Ｍと加算部４６０で構成すればよい。係数乗算部４４０−ｍは、入力された個別擬似エコー信号ｚ_ｍ（ｎ）と重み係数β_ｍとを乗算し、β_ｍｚ_ｍ（ｎ）を出力する（Ｓ４４０−１，…，Ｓ４４０−Ｍ）。これらの乗算結果を、加算部４６０が加算することで、擬似エコー信号ｚ（ｎ）を

のように求める（Ｓ４６０）。減算部９２０は、収音信号ｙ（ｎ）から擬似エコー信号ｚ（ｎ）を減算し、送話信号ｅ（ｎ）を求める（Ｓ９２０）。

更新量計算手段４１２−ｍは、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ（ｎ）と重み係数β_ｍからフィルタ手段１１１−ｍの適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）を更新して次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を求める（Ｓ４１２）。具体的には、更新量計算手段４１２−ｍは、更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段１１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を、
ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）＝ｈ_ｍ＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （２７）
のように毎時刻更新する。ただし、‖・‖はベクトルのノルム、μは更新量を調整する係数（ステップサイズ、０＜μ＜２）、δは式（２６）の分母が０にならないための微小な正の定数である。

反響消去装置４００は、このような処理を時刻ごとに繰り返す。反響消去装置４００では、各時刻で受話信号ｘ（ｎ）の音量に従って適応フィルタ部の重み係数β_ｍを計算し、重み係数β_ｍに応じた更新量で適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）が更新される。つまり、１つの適応フィルタ部１１０−ｍに着目すると、重み係数β_ｍが大きくなる音量範囲のときには、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）の更新量が大きくなる。したがって、その適応フィルタ部１１０−ｍの適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）は、次第にその適応フィルタ部１１０−ｍが主にフィルタリングする音量範囲に適合したものに更新されていく。そして、特定の音量範囲に適合した適応フィルタ部１１０−ｍからの出力の重み係数β_ｍが大きくなるように重み付け加算する。したがって、エコー経路９９０の音響特性が音量に依存する非線形性を有していても、的確に擬似エコー信号を推定できるので、十分に反響を消去できる。なお、いずれか１つの適応フィルタ部に対する重み係数を１とし、他の重み係数を０とするように重み係数を求めると、実質的に反響消去装置１００と同じとなる。

反響消去装置４００と反響消去装置１００とは、複数個の適応フィルタ部を備え、各適応フィルタ部が主にフィルタリングする音量がそれぞれ異なる点で共通する。ここで、「主にフィルタリングする音量」とは、反響消去装置１００の場合には、音量情報ｍに従って受話信号切替部１４０と送話信号切替部１５０とが選択した適応フィルタ部１１０−ｍがフィルタリングする音量（音量情報が示す音量範囲）である。また、反響消去装置４００の場合には、適応フィルタ部４１０−ｍの出力（個別擬似エコー信号）に対する重み係数β_ｍが最も大きくなる音量範囲に相当する。

なお、適応フィルタ部４１０−ｍは、周波数領域での処理を行ってもよい。例えば、図１０（Ｂ）に示したように、適応フィルタ部４１０−ｍは、周波数変換手段１１３−ｍ、１１５−ｍ、周波数逆変換手段１１４−ｍ、周波数領域の処理を行うフィルタ手段１１６−ｍ、周波数領域の処理を行う更新量計算手段４１７−ｍを備えてもよい。図１０（Ｂ）の適応フィルタ部４１０−ｍの場合は、受話信号ｘ（ｎ）は、いくつかの受話信号ｘ（ｎ），…，ｘ（ｎ−Ｆ＋１）ごとに周波数変換手段１１３−ｍで受話信号スペクトルＸ＾（ｋ）に変換される。ただし、Ｆは１フレームを構成する受話信号ｘ（ｎ）の数、ｋは周波数を示すインデックスである。フィルタ手段１１６−ｍはフィルタリングによって擬似エコー信号スペクトルＹ＾（ｋ）を求める。周波数逆変換手段１１４−ｍは擬似エコー信号スペクトルＹ＾（ｋ）を擬似エコー信号ｙ（ｎ），…，ｙ（ｎ−Ｆ＋１）に変換する。また、周波数変換手段１１５−ｍは、いくつかの送話信号ｅ（ｎ），…，ｅ（ｎ−Ｆ＋１）ごとに送話信号スペクトルＥ＾（ｋ）に変換する。更新量計算手段４１７−ｍは、受話信号スペクトルＸ＾（ｋ）と送話信号スペクトルＥ＾（ｋ）と重み係数β_ｍから更新量Ｗ＾（ｋ）を求め、フィルタ手段１１６−ｍの適応フィルタ係数を更新する。このような周波数領域での処理を行う適応フィルタを用いても、同様の効果が得られる。

［変形例１］
実施例４では、式（２６）に示すように、適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍの更新量ｗ＾（ｎ）は重み係数β_ｍには依存しているが、主にフィルタリングする音量は考慮していなかった。本変形例の適応フィルタ部４１０’−１，…，４１０’−Ｍでは、更新量を調整する係数μ（ステップサイズ）を適応フィルタ部４１０’−ｍごとに設定する。この点のみが実施例４と異なる。具体的には、μ_１，…，μ_Ｍをあらかじめ用意しておき、更新量計算手段４１２’−ｍが更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段４１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）を、
ｈ_ｍ＾（ｎ＋１）＝ｈ_ｍ＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （２９）
のように毎時刻更新する。ここで、フィルタリングする受話信号の音量が大きい適応フィルタ部４１０’−ｍほど、更新量計算手段４１２’−ｍが求める更新量を調整する係数μ_ｍを、大きい値に設定しておく。つまり、式（２４）のように音量情報ｍを求める場合は、μ_１＜μ_２＜…＜μ_Ｍのようにμ_１，…，μ_Ｍを設定することになる。

このように更新量を調整する係数を設定することで、実施例４と同様の効果が得られる他に、次のような効果も得られる。受話信号ｘ（ｎ）の音量が小さくＳＮ比が悪い場合には、更新量ｗ＾（ｎ）が小さくなるので反響消去量が低下しないようにできる。また、受話信号ｘ（ｎ）の音量が大きくＳＮ比がよい場合には、更新量ｗ＾（ｎ）が大きくなるので収束速度を速くできる。

［変形例２］
実施例４では、係数計算部４３０がＭ個の重み係数β_１，…，β_Ｍを求める方法として式（２４）の例を示した。しかし、この式に限定する必要はない。例えば、式（２４）の代わりに、
β_ｉ＝ｆ_ｉ（ｘ＾（ｎ），ｖ_１，ｖ_２，…，ｖ_Ｍ） （３０）
ただし、

を用いてもよい。この式の場合、重みは正規分布を用いて決めることになる。なお、σは正規分布の標準偏差である。

図１２に実施例５の反響消去装置の機能構成例を、図１３に実施例５の反響消去装置の処理フロー例を示す。実施例５の反響消去装置５００は、固定フィルタ部５１０が追加された点と、重み付き加算部５６１が固定フィルタ部５１０からの出力も加算する点が反響消去装置４００と異なる。固定フィルタ部５１０は、受話信号ｘ（ｎ）をフィルタリングし、固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）を出力する（Ｓ５１０）。例えば、固定フィルタ部５１０のタップ長をＬ’（ただし、Ｌ’は２以上の整数）、固定フィルタ係数ｈ_ｆ＾を
ｈ_ｆ＾＝［ｈ_１，ｆ，ｈ_２，ｆ，…，ｈ_Ｌ’，ｆ]^Ｔ （３２）
とすると、固定フィルタ部５１０から出力される固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）は、

となる。なお、固定フィルタ係数ｈ_ｆ＾は、無響室であらかじめ測定しておいたある音量でのインパルス応答などを用いればよい。
重み付き加算部５６１は、適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍが出力した個別擬似エコー信号ｚ_１（ｎ），…，ｚ_Ｍ（ｎ）と固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）とを重み付け加算した信号を、擬似エコー信号ｚ（ｎ）とする（Ｓ５６１）。例えば、重み付け加算部５６１は、係数乗算部４４０−１，…，４４０−Ｍと加算部５６０で構成すればよい。係数乗算部４４０−ｍは、入力された個別擬似エコー信号ｚ_ｍ（ｎ）と重み係数β_ｍとを乗算し、β_ｍｚ_ｍ（ｎ）を出力する（Ｓ４４０−１，…，Ｓ４４０−Ｍ）。これらの乗算結果と固定擬似エコー信号ｚ_ｆ（ｎ）を、加算部５６０が加算することで、擬似エコー信号ｚ（ｎ）を

のように求める（Ｓ５６０）。その他の処理フローは実施例４と同じである。また、実施例４変形例１のように、更新量を調整する係数がそれぞれ異なる適応フィルタ部４１０’−１，…，４１０’−Ｍを用いてもよい。

反響消去装置５００は固定フィルタ部５１０を備えているので、Ｍ個の適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍは、固定フィルタ係数を求めたときの条件との差によって生じる反響の変化分を推定することになる。例えば、固定フィルタ係数が、無響室であらかじめ測定しておいたある音量でのインパルス応答の場合、実際の部屋での反響の違いと受話信号の音量の違いによるインパルス応答の変化のみを推定することになる。このインパルス応答の変化が、固定フィルタ部５１０のタップ長Ｌ’よりも短いタップ数で表現できる場合、適応フィルタ部４１０−ｍのタップ数ＬをＬ’よりも小さくできる。したがって、反響消去装置５００では、実施例４や実施例４変形例１と同様の効果が得られる他に、適応フィルタ係数ｈ_ｍ＾（ｎ）の要素の数を少なくでき、演算量を減らすことも期待できる。

図１４に実施例６の反響消去装置の機能構成例を、図１５に実施例６の反響消去装置の処理フロー例を示す。実施例６の反響消去装置６００は、遅延部３７０、適応フィルタ部６１０が追加された点と、重み付き加算部６６１が適応フィルタ部６１０の出力も加算する点が反響消去装置４００と異なる。また、適応フィルタ部６１０の機能構成例は図１０に示す。

遅延部３７０は、受話信号ｘ（ｎ）をあらかじめ定めた時間Ｄだけ遅延させて、遅延信号ｘ（ｎ−Ｄ）を出力する（Ｓ３７０）。適応フィルタ部６１０は、フィルタ手段６１１（６１６）と更新量計算手段６１２（６１７）とを有する。適応フィルタ部６１０のフィルタ手段６１１は、遅延信号ｘ（ｎ−Ｄ）をフィルタリングすることで遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）を生成する（Ｓ６１１）。例えば、適応フィルタ部６１０のタップ長をＬ”（ただし、Ｌ”は２以上の整数）、適応フィルタ係数ｈ_０＾を
ｈ_０＾（ｎ）＝［ｈ_１，０（ｎ），ｈ_２，０（ｎ），…，ｈ_Ｌ”，０（ｎ）]^Ｔ （３５）
とすると、適応フィルタ部６１０から出力される遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）は、

となる。
重み付き加算部６６１は、適応フィルタ部４１０−１，…，４１０−Ｍが出力した個別擬似エコー信号ｚ_１（ｎ），…，ｚ_Ｍ（ｎ）と遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）とを重み付き加算した信号を、擬似エコー信号ｚ（ｎ）とする（Ｓ３６１）。例えば、重み付け加算部６６１は、係数乗算部４４０−１，…，４４０−Ｍと加算部６６０で構成すればよい。係数乗算部４４０−ｍは、入力された個別擬似エコー信号ｚ_ｍ（ｎ）と重み係数β_ｍとを乗算し、β_ｍｚ_ｍ（ｎ）を出力する（Ｓ４４０−１，…，Ｓ４４０−Ｍ）。これらの乗算結果と遅延擬似エコー信号ｚ_ｄ（ｎ）とを、加算部６６０が加算することで、擬似エコー信号ｚ（ｎ）を

のように求める（Ｓ４６０）。
適応フィルタ部６１０の更新量計算手段６１２は、受話信号ｘ（ｎ）と送話信号ｅ（ｎ）からフィルタ手段６１１を更新する（Ｓ６１２）。具体的には、更新量計算手段３１２は、更新量ｗ＾（ｎ）を

のように求め、フィルタ手段１１１−ｍの次の時刻ｎ＋１の適応フィルタ係数ｈ_０＾（ｎ＋１）を、
ｈ_０＾（ｎ＋１）＝ｈ_０＾（ｎ）＋ｗ＾（ｎ） （３９）
のように毎時刻更新する。その他の処理フローは実施例４と同じである。また、実施例４変形例１のように、更新量を調整する係数がそれぞれ異なる適応フィルタ部４１０’−１，…，４１０’−Ｍを用いてもよい。

反響消去装置６００では、Ｌ＋Ｌ”が実質的なタップ長となる。系の非線形性の影響がフィルタのはじめのＬ個までにしか含まれていない場合、非線形性に対応するためにＭ個備えられている適応フィルタ部４１０−ｍのタップ長Ｌを短くできる。そして、音量に依存しない線形な範囲を適応フィルタ部６１０で対応すればよい。このようにＬとＬ”とを定めれば、反響消去の性能は反響消去装置４００と同等にできる。さらに、適応フィルタ係数を記録するメモリは、Ｍ×Ｌ＋Ｌ”必要であるが、Ｌを短くできるので全体としてはメモリを節約できる。例えば、ΔＬだけ短くできた場合、反響消去装置４００の場合よりも、Ｍ×ΔＬ−Ｌ”だけメモリを節約できる。

図１６に、コンピュータの機能構成例を示す。なお、本発明の反響消去装置は、コンピュータ２０００の記録部２０２０に、本発明の各構成部としてコンピュータ２０００を動作させるプログラムを読み込ませ、処理部２０１０、入力部２０３０、出力部２０４０などを動作させることで実現できる。また、コンピュータに読み込ませる方法としては、プログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録しておき、記録媒体からコンピュータに読み込ませる方法、サーバ等に記録されたプログラムを、電気通信回線等を通じてコンピュータに読み込ませる方法などがある。

効果が生じる理由の分析
次に、本発明の効果を確認する。非線形歪みがインパルス応答に及ぼす影響を調べるために、振幅の異なる複数のＭ系列を用いてインパルス応答の測定を行った。図１７に、Ｍ系列を用いて測定した５つのインパルス応答を示す。図１８は、図１７の点線で囲んだ部分を拡大した図である。振幅の小さいＭ系列で測定したものから順にインパルス応答１〜５と表記している。各インパルス応答はほぼ同じ形をしているが、ピーク値が異なっていることが分かる。

次に、各インパルス応答のピーク値の変動に着目する。まず、測定信号の振幅が一番小さく、非線形歪みの影響が一番少ないと考えられるインパルス応答１を基準とする。ただし、インパルス応答１も雑音の影響は受けている。そして、インパルス応答１とその他のインパルス応答の振幅波形の差分を、インパルス応答のはじめの１０個のピーク（１２サンプル目から３２サンプル目の間）において算出する。その結果を図１９に示す。図１９の横軸はＭ系列の振幅、縦軸はインパルス応答の差分である。この図によると、インパルス応答の差分は、多くの場合、入力であるＭ系列の振幅に応じて単調に増加または減少することが分かる。

このように、系の非線形性はインパルス応答に影響を及ぼすだけでなく、入力信号の大きさによってインパルス応答が規則的に変化することが分かった。これが、入力信号の大きさに応じてインパルス応答を別々に推定することが有効な理由である。

実験結果
筺体内に小型のスピーカ（４０ｍｍ×２０ｍｍ）とマイクロホンを設置したものを用い、簡易無響室で測定したデータに対する評価を図２０に示す。音声データは８ｋＨｚサンプリング、４０秒の女声（読み上げ音声）を用いた。このうち最初の１０秒間は従来通り単一の適応フィルタ部を学習し、そこまでの推定値をすべての適応フィルタ部の初期値とした。そして、反響消去装置１００と反響消去装置３００の構成で１０秒後から４０秒後まで学習した。平均エコー消去量は、２０秒後から４０秒後の音声が存在する区間で算出した。また、２０秒後に適応フィルタの更新を止めた場合についても、同様に平均エコー消去量を計算した。実験に用いたパラメータは、タップ長Ｌ＝２５６、適応フィルタ部の数Ｍ＝１３、ステップサイズμ＝０．２である。

図２０から、図１に示した従来の反響消去装置９００よりも、反響消去装置１００や反響消去装置３００の方がエコー消去量で上回っていることが分かる。

１００、２００、３００ 反響消去装置 １１０、３１０ 適応フィルタ部
１１１、１１６、３１１ フィルタ手段 １１２、１１７、３１２ 更新量計算手段
１１３、１１５ 周波数変換手段 １１４ 周波数逆変換手段
１３０ 音量判定部 １４０ 受話信号切替部
１５０ 送話信号切替部 ２１０ 固定フィルタ部
２６０、３６０ 加算部 ３７０ 遅延部
４００、５００、６００ 反響消去装置 ４１０、６１０ 適応フィルタ部
４１１、６１１ フィルタ手段 ４１２、４１７、６１２ 更新量計算手段
４３０ 係数計算部 ４４０ 係数乗算部
４６０、５６０、６６０ 加算部 ４６１、５６１、６６１ 重み付き加算部
５１０ 固定フィルタ部 ９００ 反響消去装置
９１０ 適応フィルタ部 ９１１ フィルタ手段
９１２ 更新量計算手段 ９２０ 減算部

Claims (9)

1. 受話信号と収音信号が入力され、送話信号を出力する反響消去装置であって、
   予め定めた複数の音量範囲のうち、前記受話信号の音量が属する音量範囲とその近傍の音量範囲とに対応する重み係数が、他の音量範囲に対応する重み係数よりも大きな値となるように、Ｍ個（ただし、Ｍは２以上の整数）の重み係数を求める係数計算部と、
   前記重み係数ごとに対応し、前記受話信号をフィルタリングすることで個別擬似エコー信号を生成するフィルタ手段と、前記受話信号と前記送話信号と対応する前記重み係数から前記フィルタ手段を更新する更新量計算手段とを、それぞれ有するＭ個の適応フィルタ部と、
   各適応フィルタ部が生成する前記個別擬似エコー信号に前記各適応フィルタ部に対応する前記重み係数を乗算したものを加算して擬似エコー信号を求める重み付け加算部と、
   前記収音信号から前記擬似エコー信号を減算して送話信号を求める減算部と
   を備える反響消去装置。
2. 請求項１記載の反響消去装置であって、
   さらに
   前記受話信号をフィルタリングし、固定擬似エコー信号を生成する固定フィルタ部
   を備え、
   前記重み付け加算部は、前記固定擬似エコー信号も加算した信号を擬似エコー信号とする
   ことを特徴とする反響消去装置。
3. 請求項１記載の反響消去装置であって、
   さらに、
   前記受話信号をあらかじめ定めた時間分遅延させて、遅延信号を出力する遅延部と、
   前記遅延信号をフィルタリングすることで遅延擬似エコー信号を生成する第２フィルタ手段と、前記受話信号と前記送話信号から前記第２フィルタ手段を更新する第２更新量計算手段とを有する第２適応フィルタ部と、
   を備え、
   前記重み付け加算部は、前記遅延擬似エコー信号も加算した信号を擬似エコー信号とする
   ことを特徴とする反響消去装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の反響消去装置であって、
   主にフィルタリングする受話信号の音量が大きい適応フィルタ部ほど、当該適応フィルタ部の更新量計算手段が求める更新の量を調整する係数が大きい値である
   ことを特徴とする反響消去装置。
5. 受話信号と収音信号が入力され、適応フィルタを用いて擬似エコー信号を推定し、送話信号を出力する反響消去方法であって、
   予め定めた複数の音量範囲のうち、前記受話信号の音量が属する音量範囲とその近傍の音量範囲とに対応する重み係数が、他の音量範囲に対応する重み係数よりも大きな値となるように、Ｍ個（ただし、Ｍは２以上の整数）の重み係数を求める係数計算ステップと、
   前記重み係数ごとに対応し、前記受話信号を適応フィルタでフィルタリングすることで個別擬似エコー信号を生成するフィルタサブステップと、前記受話信号と前記送話信号と対応する前記重み係数から前記フィルタサブステップの適応フィルタを更新する更新量計算サブステップとを、それぞれ有するＭ個の適応フィルタステップと、
   各適応フィルタステップが生成する前記個別擬似エコー信号に前記各適応フィルタステップに対応する前記重み係数を乗算したものを加算して擬似エコー信号を求める重み付け加算ステップと、
   前記収音信号から前記擬似エコー信号を減算して送話信号を求める減算ステップと
   を有する反響消去方法。
6. 請求項５記載の反響消去方法であって、
   さらに
   前記受話信号をフィルタリングし、固定擬似エコー信号を生成する固定フィルタステップ
   を有し、
   前記重み付け加算ステップは、前記固定擬似エコー信号も加算した信号を擬似エコー信号とする
   ことを特徴とする反響消去方法。
7. 請求項５記載の反響消去方法であって、
   さらに、
   前記受話信号をあらかじめ定めた時間分遅延させて、遅延信号を出力する遅延ステップと、
   前記遅延信号を適応フィルタでフィルタリングすることで遅延擬似エコー信号を生成する第２フィルタサブステップと、前記受話信号と前記送話信号から前記第２フィルタサブステップの適応フィルタを更新する第２更新量計算サブステップとを有する第２適応フィルタステップと、
   を有し、
   前記重み付け加算ステップは、前記遅延擬似エコー信号も加算した信号を擬似エコー信号とする
   ことを特徴とする反響消去方法。
8. 請求項５から７のいずれかに記載の反響消去方法であって、
   主にフィルタリングする受話信号の音量が大きい適応フィルタステップほど、当該適応フィルタステップの更新量計算サブステップが求める更新の量を調整する係数が大きい値である
   ことを特徴とする反響消去方法。
9. 請求項１から４のいずれかに記載の反響消去装置としてコンピュータを動作させる反響消去プログラム。

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