JP2012238958A - Ａｍ受信機、及び、ａｍ受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で、ＡＭ受信時のノイズを効果的に低減する。
【解決手段】ＡＭ受信機１００は、ＡＭ検波器１０１とＦＭ検波器１０２と適応フィルタ１０５とを備える。ＡＭ検波器１０１は、ＡＭ信号を含む受信信号をＡＭ検波する。ＦＭ検波器１０２は、受信信号をＦＭ検波する。適応フィルタ１０５は、ＦＭ検波器１０２により検波された信号に基づいた参照信号によって、ＡＭ検波器１０１により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＡＭ受信機、及び、ＡＭ受信方法に関する。

ＡＭ信号の受信時に、ＡＭ信号に重畳された隣接妨害ノイズ等のノイズを低減する種々の技術が知られている。例えば、特許文献１には、ＵＳＢ（Ｕｐｐｅｒ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）復調とＬＳＢ（Ｌｏｗｅｒ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）復調との両方のＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）復調を実行し、隣接妨害のない方の復調信号を採用するＡＭ受信機が開示されている。

より詳細には、特許文献１に開示されたＡＭ受信機は、ＵＳＢ復調により上側帯波復調信号を取得するのための構成と、ＬＳＢ復調により下側帯波復調信号を取得するのための構成と、上側帯波復調信号と下側帯波復調信号とのうち隣接妨害が少ない方を検出する検出部と、隣接妨害が少ない方の信号を外部に出力するスイッチ部と、を備える。なお、ＵＳＢ復調により上側帯波復調信号を取得するのための構成、及び、ＬＳＢ復調により下側帯波復調信号を取得するのための構成は、それぞれ、例えば、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）、周波数混合器、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）などである。

特許第３５０２６６５号公報

しかしながら、特許文献１に開示されたＡＭ受信機は、同期検波により復調信号を生成するための構成を２系統備え、さらに、検出部やスイッチ部が必要となることから、構成が複雑となる。また、特許文献１に開示されたＡＭ受信機は、復調信号が時々刻々と変化するため、検出部が隣接妨害を検出する精度を高くすることが困難であり、出力される復調信号を適切に切り替えることが困難である。

さらに、特許文献１に開示されたＡＭ受信機は、ＳＳＢ復調により復調信号を取得するため、ＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ）よりもＳ／Ｎ比が劣る。具体的には、ＳＳＢ復調は、側波帯の片側だけでの復調となるため復調信号のレベルが両側波帯の復調に比べ−６ｄＢとなり、帯域が半分なのでノイズのレベルが両側波帯の復調に比べ−３ｄＢとなり、結果、Ｓ／Ｎ比が両側波帯の復調に比べ−３ｄＢ悪化する。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で、ＡＭ受信時のノイズを効果的に低減するのに好適なＡＭ受信機、及び、ＡＭ受信方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係るＡＭ受信機は、
ＡＭ信号を含む受信信号をＡＭ検波するＡＭ検波部と、
前記受信信号をＦＭ検波するＦＭ検波部と、
前記ＦＭ検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタと、を備える、
ことを特徴とする。

前記ＦＭ検波部により取得された信号をヒルベルト変換する第１のヒルベルト変換部、をさらに備え、
前記適応フィルタは、前記第１のヒルベルト変換部により変換された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。

前記ＡＭ検波部により検波された信号をヒルベルト変換する第２のヒルベルト変換部、をさらに備え、
前記適応フィルタは、前記ＦＭ検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記第２のヒルベルト変換部により変換された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。

前記ＦＭ検波部により検波された信号を積分する積分部、をさらに備え、
前記適応フィルタは、前記積分部により積分された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。

前記適応フィルタは、
前記入力信号と前記参照信号との差である誤差信号としてフィルタの係数を修正する係数修正部と、
前記係数修正部により修正された係数に従って、前記参照信号を処理することにより補正信号を生成するフィルタ部と、
前記入力信号から前記補正信号を減算した信号を、前記オーディオ信号として出力する減算器と、を備えてもよい。

上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係るＡＭ受信方法は、
ＡＭ信号を含む受信信号をＡＭ検波するＡＭ検波工程と、
前記受信信号をＦＭ検波するＦＭ検波工程と、
前記ＦＭ検波工程により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波工程により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタ工程と、を備える、
ことを特徴とする。

本発明によれば、簡単な構成で、ＡＭ受信時のノイズを効果的に低減することができる。

本発明の第１の実施形態に係るＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るＡＭ受信機が備える制御部の物理的な構成を示すブロック図である。 Ａ点におけるパワースペクトラムを示すグラフである。 Ａ点における波形を示すグラフである。 Ｂ点とＦ点におけるパワースペクトラムを示すグラフである。 Ｂ点における波形を示すグラフである。 Ｆ点における波形を示すグラフである。 Ｃ点とＤ点とＥ点におけるパワースペクトラムを示すグラフである。 Ｃ点とＤ点とＥ点における波形を示すグラフである。 Ａ点におけるパワースペクトラムを示すグラフである。 Ａ点における波形を示すグラフである。 Ｂ点とＦ点におけるパワースペクトラムを示すグラフである。 Ｂ点における波形を示すグラフである。 Ｆ点における波形を示すグラフである。 Ｂ点とＤ点とＥ点における波形を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係るＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。 Ｄ点とＧ点における波形を示すグラフである。 本発明の第３の実施形態に係るＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施形態に係るＡＭ受信機の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態に係るＡＭ受信機について説明する。

（第１の実施形態）
まず、図１を参照して、本実施形態に係るＡＭ受信機１００の構成について説明する。

図１に示すように、ＡＭ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）受信機１００は、アンテナ２００により受信された信号を復調することにより音声信号を生成し、生成した音声信号をスピーカ３００に供給する装置である。図１に示すように、ＡＭ受信機１００は、ＡＭ検波器１０１、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）検波器１０２、積分部１０３、ヒルベルト変換部１０４、適応フィルタ１０５、を備える。

なお、図２に示すように、ＡＭ受信機１００は、物理的には、各種の演算処理などを実行する構成として、ＣＰＵ(Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１１、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）１２、ＲＡＭ(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ)１３を備える制御部を備える。ＡＭ受信機１００の制御部が備えるこれらの構成要素は、バスにより相互に接続される。

ＣＰＵ１１は、ＡＭ受信機１００の全体の動作を制御する。なお、ＣＰＵ１１は、ＲＯＭ１２に格納されているプログラムに従って動作し、ＲＡＭ１３をワークエリアとして使用する。

ＲＯＭ１２には、ＡＭ受信機１００の全体の動作を制御するためのプログラムやデータが記憶される。

ＲＡＭ１３は、ＣＰＵ１１のワークエリアとして機能する。つまり、ＣＰＵ１１は、ＲＡＭ１３にプログラムやデータを一時的に書き込み、これらのプログラムやデータを適宜参照する。

図１の説明に戻る。
ＡＭ検波器１０１は、アンテナ２００により受信された信号をＡＭ検波する。アンテナ２００により受信される信号は、ＡＭ変調された信号（以下「ＡＭ信号」という。）の他、隣接妨害ノイズによる信号（以下「妨害信号」という。）を含む。なお、ＡＭ信号は、ＤＳＢ変調された信号である。ＡＭ検波器１０１は、供給された信号をＡＭ検波できる構成であればどのようなものでもよい。例えば、ＡＭ検波器１０１は、包絡線検波が可能な回路により構成される。包絡線検波が可能な回路は、例えば、入力信号が通過するダイオードと、このダイオードに直列に接続された、抵抗器とコンデンサとから構成される並列回路と、により構成することができる。なお、抵抗器とコンデンサの時定数は、搬送波周波数や変調周波数に合わせて、適切に設計される必要がある。

また、ＡＭ検波器１０１は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器を備え、ＡＭ検波による復調により取得されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換して出力する。その理由は、後述する適応フィルタ１０５においては、ディジタル処理により信号が処理されるためである。

ＦＭ検波器１０２は、アンテナ２００により受信された信号をＦＭ検波する。アンテナ２００により受信される信号は、ＦＭ変調された信号（以下「ＦＭ信号」という。）ではないが、ここでＦＭ検波により復調された信号は、後述する処理において妨害信号を排除するために使用される。ＦＭ検波器１０２は、供給された信号をＦＭ検波できる構成であればどのようなものでもよい。例えば、ＦＭ検波器１０２は、周波数弁別器であってもよい。周波数弁別器は、例えば、フォスターシーレ回路やレシオ検波回路などである。

また、ＦＭ検波器１０２は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器を備え、ＦＭ検波による復調により取得されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換して出力する。その理由は、後述する積分部１０３においては、ディジタル処理により信号が処理されるためである。

積分部１０３は、ＦＭ検波器１０２から供給された信号により表されるデータを積分し、積分により得られたデータを表す信号を出力する。積分部１０３は、例えば、ＣＰＵ１１とＲＯＭ１２とＲＡＭ１３とから構成される。なお、ＲＯＭ１２には、積分のためのプログラムが格納されているものとする。

ヒルベルト変換部１０４は、積分部１０３から供給された信号により表されるデータをヒルベルト変換し、ヒルベルト変換により得られたデータを表す信号を出力する。ヒルベルト変換によれば、信号に含まれる全ての周波数成分について、位相が９０度変化するが、信号のレベルや周波数は不変である。ヒルベルト変換部１０４は、例えば、ＣＰＵ１１とＲＯＭ１２とＲＡＭ１３とから構成される。なお、ＲＯＭ１２には、ヒルベルト変換のためのプログラムが格納されているものとする。

適応フィルタ１０５は、ＦＭ検波器１０２から供給された信号を参照信号として、ＡＭ検波器１０１から供給された信号を処理するフィルタである。なお、適応フィルタ１０５は、事前に伝達関数を決定できない場合に使用されるフィルタであり、最適化アルゴリズムに従って、伝達関数を自己適応させるフィルタである。図１に示すように、適応フィルタ１０５は、係数可変フィルタ１０６と、加算器（減算器）１０７と、係数修正部１０８と、を備える。

係数可変フィルタ１０６は、係数修正部１０８から供給された係数に従って、ヒルベルト変換部１０４から供給された信号（以下、適宜「参照信号」という。）により表されるデータを処理し、処理後のデータを表す信号を出力する。係数可変フィルタ１０６としては、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタに代表される公知のディジタルフィルタを採用することができる。以下、係数可変フィルタ１０６が、タップ数が３であるＦＩＲフィルタである場合について、係数可変フィルタ１０６が実行する処理について説明する。

係数可変フィルタ１０６は、サンプリング周期毎に、Ｙ（ｎ）＝ａ０×Ｘ（ｎ）＋ａ１×Ｘ（ｎ−１）＋ａ２×Ｘ（ｎ−２）を計算するとともに、計算結果であるＹ（ｎ）を表す信号を出力する。ここで、Ｘ（ｎ）は最新のサンプリングにより取得された入力データであり、Ｘ（ｎ−１）は最新のサンプリングよりも１つ前のサンプリングにより取得された入力データであり、Ｘ（ｎ−２）は最新のサンプリングよりも２つ前のサンプリングにより取得された入力データである。また、ａ０は最新の入力データに乗じられるフィルタ係数であり、ａ１は１つ前の入力データに乗じられるフィルタ係数であり、ａ２は２つ前の入力データに乗じられるフィルタ係数である。そして、Ｙ（ｎ）は、出力データである。なお、係数修正部１０８から供給される係数（もしくは、係数群）は、係数可変フィルタ１０６のフィルタ係数（もしくは、フィルタ係数群）であり、適応フィルタ１０５の伝達関数を形成する。

加算器１０７は、ＡＭ検波器１０１から供給された信号（以下、適宜「入力信号」という。）により表されるデータから、係数可変フィルタ１０６から供給された信号により表されるデータを減じたデータを表す信号を出力する。加算器１０７から出力される信号は、適宜、「出力信号」、もしくは、「誤差信号」という。なお、図１における誤差信号は、Ｂ点において観測される信号と係数可変フィルタ１０６から出力される信号との差を表す信号である。

係数修正部１０８は、係数修正アルゴリズムに従って、係数可変フィルタ１０６により使用される係数を修正する。具体的には、係数修正部１０８は、加算器１０７から供給される誤差信号により表されるデータが最小となるように、係数を修正する。係数修正アルゴリズムとしては、例えば、逐次最小二乗法によるＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）や最小平均二乗法によるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）を採用することができる。

なお、適応フィルタ１０５に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ１０５に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高いほど、適応フィルタ１０５は効果的に作用し、入力信号から効率的にノイズ成分が除去される。

適応フィルタ１０５は、例えば、ＣＰＵ１１とＲＯＭ１２とＲＡＭ１３とから構成される。なお、ＲＯＭ１２には、フィルタリング処理を記述するプログラムや係数修正アルゴリズムを記述するプログラムなどが格納されているものとする。

アンテナ２００は、ＡＭ変調された電波であって隣接妨害ノイズを含む電波を受信し、アナログの電気信号に変換する。

スピーカ３００は、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換器を備え、加算器１０７から供給されたディジタルの音声信号をアナログの音声信号に変換し、さらに、アナログの音声信号を音声に変換して、出力する。

次に、本実施形態に係るＡＭ受信機１００により、隣接妨害ノイズ等のノイズが効果的に低減されながらＡＭ検波される様子を、図面を参照して説明する。

まず、ＡＭ変調において、搬送波の周波数が２００ｋＨｚ、変調周波数が２ｋＨｚ、変調度が３０％であり、妨害信号が、周波数が２０１ｋＨｚ〜２０９ｋＨｚのランダム雑音であり、ＤＳＢ変調された場合の実験結果について説明する。

ここで、実験においては、図１に示すように、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点のそれぞれの観測点において、スペクトラムと波形とを観測した。Ａ点は、アンテナ２００からＡＭ検波器１０１に供給される信号を観測するための観測点であり、アンテナ２００とＡＭ検波器１０１（およびＦＭ検波器１０２）との間の観測点である。Ｂ点は、ＡＭ検波器１０１から加算器１０７に供給される信号を観測するための観測点であり、ＡＭ検波器１０１と加算器１０７との間の観測点である。Ｃ点は、ＦＭ検波器１０２から積分部１０３に供給される信号を観測するための観測点であり、ＦＭ検波器１０２と積分部１０３との間の観測点である。Ｄ点は、積分部１０３からヒルベルト変換部１０４に供給される信号を観測するための観測点であり、積分部１０３とヒルベルト変換部１０４との間の観測点である。Ｅ点は、ヒルベルト変換部１０４から係数可変フィルタ１０６に供給される信号を観測するための観測点であり、ヒルベルト変換部１０４と係数可変フィルタ１０６との間の観測点である。Ｆ点は、加算器１０７からスピーカ３００に供給される信号を観測するための観測点であり、加算器１０７とスピーカ３００との間の観測点である。

図３は、Ａ点において観測されたパワースペクトラムを示すグラフである。ここで、縦軸は、振幅の二乗を示し、単位はｄＢである。一方、横軸は、周波数を示し、単位はｋＨｚである。以下、パワースペクトラムを示すグラフにおいては、縦軸は、単位をｄＢとして振幅の二乗を示し、横軸は単位をｋＨｚとして周波数を示すものとする。

Ａ点においては、アンテナ２００により受信された信号であって、ＤＳＢ変調されたＡＭ信号と妨害信号とを含む信号が観測される。従って、図３に示すように、Ａ点においては、搬送波の周波数である２００ｋＨｚ辺りに強いピーク（３０ｄＢ程度）が検知され、また、搬送波の周波数である２００ｋＨｚに変調周波数である２ｋＨｚを加算した２０２ｋＨｚと、搬送波の周波数である２００ｋＨｚから変調周波数である２ｋＨｚを減算した１９８ｋＨｚと、にも強いピーク（１０ｄＢ程度）が検知される。また、Ａ点においては、ランダム雑音の周波数帯域である２０１ｋＨｚ〜２０９ｋＨｚにおいて、ある程度のパワー（−１０ｄＢ程度）が検知される。

図４は、Ａ点において観測された波形を示すグラフである。ここで、縦軸は、信号レベルを示し、単位は定義されていない（典型的には、単位は、電圧値であると定義することができる。）。一方、横軸は、時間を示し、単位はｍｓｅｃである。以下、波形を示すグラフにおいては、縦軸は、信号レベルを示し、横軸は単位をｍｓｅｃとして時間を示すものとする。

図４に示すように、Ａ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ程度の周波数を有する正負２つの包絡線が観測される。なお、図４においては、上側の包絡線をＥＵで示し、下側の包絡線をＥＤで示している。また、図４においては、理解を容易にするため、２つの包絡線に挟まれる領域をハッチングで示している。実際は、この領域において、この２つの包絡線の間を行き来するような波形であって、搬送波の周波数である２００ｋＨｚの波形が観測される。

次に、図５は、Ｂ点において観測されたパワースペクトラムと、Ｆ点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図５において、Ｂ点において観測されたパワースペクトラムをＰＢで示し、Ｆ点において観測されたパワースペクトラムをＰＦで示している。

ここで、Ｂ点においては、ＡＭ検波器１０１から出力された信号が観測される。そして、Ｂ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。従って、図５に示すように、Ｂ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ辺りに強いピーク（２０ｄＢ程度）が観測されるだけでなく、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、比較的高いレベル（−１０ｄＢ程度）のパワーが観測される。

一方、Ｆ点においては、加算器１０７から出力された信号が観測される。ここで、Ｆ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が殆ど含まれていない。従って、図５に示すように、Ｆ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ辺りに強いピーク（２０ｄＢ程度）が観測されるが、その他の周波数帯域においては、比較的低いレベル（−５０〜−３０ｄＢ程度）のパワーしか観測されない。

図６Ａは、Ｂ点において観測された波形を示すグラフである。図６Ａに示すように、Ｂ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ程度の周波数を有する波形であって、ランダム雑音によるノイズ成分によりいびつな形をした波形が観測される。つまり、Ｂ点において観測された波形は、ＡＭ変調がなされる前の音声信号の波形とは比較的異なる波形となる。

図６Ｂは、Ｆ点において観測された波形を示すグラフである。図６Ｂに示すように、Ｆ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ程度の周波数を有する波形であって、ランダム雑音によるノイズ成分の影響が軽減された形をした波形が観測される。つまり、Ｆ点において観測された波形は、ＡＭ変調がなされる前の音声信号の波形と近似する波形となる。

次に、図７は、Ｃ点において観測されたパワースペクトラムと、Ｄ点において観測されたパワースペクトラムと、Ｅ点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図７において、Ｃ点において観測されたパワースペクトラムをＰＣで示し、Ｄ点において観測されたパワースペクトラムをＰＤで示し、Ｅ点において観測されたパワースペクトラムをＰＥで示している。なお、Ｄ点において観測されたパワースペクトラムと、Ｅ点において観測されたパワースペクトラムと、はほぼ同一のパワースペクトラムとなる。従って、理解を容易にするため、図７においては、Ｄ点において観測されたパワースペクトラムとＥ点において観測されたパワースペクトラムとのうち、一方のパワースペクトラムのみを示している。

ここで、Ｃ点においては、ＦＭ検波器１０２から出力された信号が観測される。そして、Ｃ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。また、ＦＭ検波器１０２から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が高くなるほどレベルが高くなる傾向がある（いわゆる三角雑音特性）。従って、図７に示すように、Ｃ点においては、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、周波数が高くなるほど強いパワーが観測される。つまり、Ｃ点においては、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、右肩上がりの波形が観測される。

次に、Ｄ点においては、積分部１０３から出力された信号が観測される。そして、Ｄ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。しかしながら、積分部１０３により積分処理がなされるので、積分部１０３から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が変化してもレベルが変化しなくなる（フラットな特性）。従って、図７に示すように、Ｄ点においては、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、フラットなパワーが観測される。つまり、Ｄ点においては、Ｂ点と同様に、周波数特性がフラットとなる。

また、Ｅ点においては、ヒルベルト変換部１０４から出力された信号が観測される。そして、Ｅ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。ここで、ヒルベルト変換部１０４によりヒルベルト変換がなされるが、ヒルベルト変換によっては、信号の周波数特性は変わらない。ヒルベルト変換によって変化するのは、信号の各周波数成分の位相である。従って、ヒルベルト変換部１０４から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が変化してもレベルが変化しないフラットな特性のままである。このため、図７に示すように、Ｅ点においては、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、フラットなパワーが観測される。

図８は、Ｃ点において観測された波形と、Ｄ点において観測された波形と、Ｅ点において観測された波形と、を示すグラフである。図８においては、Ｃ点において観測された波形をＷＣで示し、Ｄ点において観測された波形をＷＤで示し、Ｅ点において観測された波形をＷＥで示す。

図８に示すように、Ｃ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、ＦＭ検波器１０２においては、１９８ｋＨｚ程度の周波数であるＡＭ信号の成分と、２０２ｋＨｚ程度の周波数であるＡＭ信号の成分と、が互いに打ち消し合うため、ＡＭ信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。

一方、図８に示すように、Ｄ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、積分部１０３により積分処理がなされるので、積分部１０３から出力された信号は、ＦＭ検波器１０２から出力された信号よりも、なだらかに変化するデータを示す信号となる。従って、Ｄ点において観測された波形は、Ｃ点において観測された波形よりも信号レベルの変化が小さい波形となる。また、積分処理のため、Ｄ点において観測された波形は、Ｃ点において観測された波形よりも位相が遅れた波形となる。

また、図８に示すように、Ｅ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部１０４によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部１０４から出力された信号は、積分部１０３から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。従って、Ｅ点において観測された波形は、Ｄ点において観測された波形とは、異なる波形となる。

次に、ＡＭ変調において、搬送波の周波数が２００ｋＨｚ、変調度が０％であり、妨害信号が、周波数が２０１ｋＨｚ〜２０９ｋＨｚのランダム雑音であり、ＤＳＢ変調された場合の実験結果について説明する。

図９は、Ａ点において観測されたパワースペクトラムを示すグラフである。Ａ点においては、アンテナ２００により受信された信号であって、ＤＳＢ変調されたＡＭ信号と妨害信号とを含む信号が観測される。ただし、変調度が０％であるため、搬送波に重畳される信号はない。従って、図９に示すように、Ａ点においては、搬送波の周波数である２００ｋＨｚ辺りに強いピーク（３０ｄＢ程度）が検知され、ランダム雑音の周波数帯域である２０１ｋＨｚ〜２０９ｋＨｚにおいて、ある程度のパワー（−１０ｄＢ程度）が検知される。

図１０は、Ａ点において観測された波形を示すグラフである。図１０に示すように、Ａ点においては、ランダム雑音によって発生する正負２つの包絡線が観測される。なお、図１０においては、上側の包絡線をＥＵで示し、下側の包絡線をＥＤで示している。また、図１０においては、理解を容易にするため、２つの包絡線に挟まれる領域をハッチングで示している。実際は、この領域において、この２つの包絡線の間を行き来するような波形であって、搬送波の周波数である２００ｋＨｚの波形が観測される。

次に、図１１は、Ｂ点において観測されたパワースペクトラムと、Ｆ点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図１１において、Ｂ点において観測されたパワースペクトラムをＰＢで示し、Ｆ点において観測されたパワースペクトラムをＰＦで示している。

ここで、Ｂ点においては、ＡＭ検波器１０１から出力された信号が観測される。そして、Ｂ点において観測される信号は、ランダム雑音によるノイズ成分が主成分である。従って、図１１に示すように、Ｂ点においては、変調周波数である２ｋＨｚ辺りにはピークが観測されず、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、比較的高いレベル（−１０ｄＢ程度）のパワーが観測される。

一方、Ｆ点においては、加算器１０７から出力された信号が観測される。ここで、Ｆ点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分も殆ど含まれていない。従って、図１１に示すように、Ｆ点においては、０ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度にわたる周波数帯域において、比較的低いレベル（−５０〜−３０ｄＢ程度）のパワーしか観測されない。

図１２Ａは、Ｂ点において観測された波形を示すグラフである。図１２Ａに示すように、Ｂ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分により発生した波形が観測される。従って、Ｂ点において観測された波形は、比較的信号レベルが低い波形となる。

図１２Ｂは、Ｆ点において観測された波形を示すグラフである。図１２Ｂに示すように、Ｆ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分の影響が軽減された波形が観測される。つまり、Ｆ点において観測された波形は、極めて信号レベルが低い波形となる。

図１３は、Ｂ点において観測された波形と、Ｄ点において観測された波形と、Ｅ点において観測された波形と、を示すグラフである。図１３においては、Ｂ点において観測された波形をＷＢで示し、Ｄ点において観測された波形をＷＤで示し、Ｅ点において観測された波形をＷＥで示す。

図１３に示すように、Ｂ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、本例では、ＡＭ変調度が０％であるため、ＦＭ検波器１０２においては、ＡＭ信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。

一方、図１３に示すように、Ｄ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ただし、Ｄ点において観測された波形は、Ｂ点において観測された波形とは、各周波数成分の位相が異なるため、異なる波形となる。

また、図１３に示すように、Ｅ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部１０４によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部１０４から出力された信号は、積分部１０３から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。このため、Ｅ点において観測された波形は、Ｄ点において観測された波形とは、異なる波形となる。そして、Ｅ点において観測された波形は、Ｂ点において観測された波形とほぼ同じ波形（相似する波形）となる。

以上説明したように、本実施形態に係るＡＭ受信機１００によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてＡＭ検波されるため、ＡＭ変換前のＡＭ信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るＡＭ受信機１００によれば、Ｓ／Ｎ比が改善される。以下に、妨害信号によるノイズの影響が抑制される理由について述べる。

本実施形態では、適応フィルタ１０５において、ＡＭ検波器１０１から適応フィルタ１０５に供給される入力信号と、ヒルベルト変換部１０４から適応フィルタ１０５に供給される参照信号を係数に応じて処理した信号と、の差分を示す誤差信号が最小になるように係数が調整される。ここで、入力信号におけるノイズ成分と、参照信号におけるノイズ成分と、の相関が極めて高いため、入力信号からノイズ成分が効率良く取り除かれる。

つまり、入力信号のノイズ成分と、ＦＭ検波器１０２から出力される信号のノイズ成分と、の相関はある程度高いものである。しかしながら、入力信号のノイズ成分と、積分部１０３から出力される信号のノイズ成分と、の相関はさらに高くなる。この理由は、積分部１０３から出力される信号の周波数特性は、ＦＭ検波器１０２から出力される信号の周波数特性よりも、入力信号の周波数特性と近いためである。

そして、入力信号のノイズ成分と、ヒルベルト変換部１０４から出力される信号のノイズ成分と、の相関はさらに高くなる。この理由は、ヒルベルト変換部１０４から出力される信号の各周波数成分の位相は、積分部１０３から出力される信号の各周波数成分の位相よりも、入力信号の各周波数成分の位相と近いためである。

（第２の実施形態）
本発明のＡＭ受信機の構成は、第１の実施形態に示す例に限られない。以下、図１４を参照して、本実施形態に係るＡＭ受信機１１０について説明する。

図１４に示すように、ＡＭ受信機１１０は、ＡＭ検波器１０１、ＦＭ検波器１０２、積分部１０３、ヒルベルト変換部１０４、適応フィルタ１０５、を備える。つまり、ＡＭ受信機１１０が備える構成自体は、ＡＭ受信機１００が備える構成と同様である。ＡＭ受信機１１０が、ＡＭ受信機１００と異なるのは、ヒルベルト変換部１０４が接続される位置である。

つまり、ヒルベルト変換部１０４は、ＡＭ検波器１０１から供給された信号により示されるデータにヒルベルト変換を施し、ヒルベルト変換により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ１０５に供給する。

一方、積分部１０３は、ＦＭ検波器１０２から供給された信号により示されるデータに積分処理を施し、積分処理により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ１０５に供給する。

本実施形態では、ＡＭ変調において、搬送波の周波数が２００ｋＨｚ、変調度が０％であり、妨害信号が、周波数が２０１ｋＨｚ〜２０９ｋＨｚのランダム雑音であり、ＤＳＢ変調された場合の実験結果について説明する。

ここで、実験においては、図１４に示すように、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点、Ｇ点のそれぞれの観測点において、スペクトラムと波形とを観測した。Ａ点は、アンテナ２００からＡＭ検波器１０１に供給される信号を観測するための観測点であり、アンテナ２００とＡＭ検波器１０１（およびＦＭ検波器１０２）との間の観測点である。Ｂ点は、ＡＭ検波器１０１からヒルベルト変換部１０４に供給される信号を観測するための観測点であり、ＡＭ検波器１０１とヒルベルト変換部１０４との間の観測点である。Ｃ点は、ＦＭ検波器１０２から積分部１０３に供給される信号を観測するための観測点であり、ＦＭ検波器１０２と積分部１０３との間の観測点である。Ｄ点およびＥ点は、積分部１０３から係数可変フィルタ１０６に供給される信号を観測するための観測点であり、積分部１０３と係数可変フィルタ１０６との間の観測点である。Ｆ点は、加算器１０７からスピーカ３００に供給される信号を観測するための観測点であり、加算器１０７とスピーカ３００との間の観測点である。Ｇ点は、ヒルベルト変換部１０４から加算器１０７に供給される信号を観測するための観測点であり、ヒルベルト変換部１０４と加算器１０７との間の観測点である。

Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点およびＦ点において観測されるパワースペクトラムならびに波形は、第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。以下、Ｄ点において観測される波形とＧ点において観測される波形とを例にして説明する。

図１５は、Ｄ点において観測された波形と、Ｇ点において観測された波形と、を示すグラフである。図１５においては、Ｄ点において観測された波形をＷＤで示し、Ｇ点において観測された波形をＷＧで示す。

図１５に示すように、Ｄ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、本例では、ＡＭ変調度が０％であるため、ＦＭ検波器１０２においては、ＡＭ信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。

一方、図１５に示すように、Ｇ点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部１０４によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部１０４から出力された信号は、ＡＭ検波器１０１から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。このため、Ｇ点において観測された波形は、Ｂ点において観測された波形とは、異なる波形となる。そして、Ｇ点において観測された波形は、Ｄ点において観測された波形と位相は１８０度異なるがほぼ同じ波形となる。

なお、適応フィルタ１０５に供給される入力信号の位相と、適応フィルタ１０５に供給される参照信号の位相と、が１８０度異なる場合でも、入力信号に含まれるノイズ成分と参照信号に含まれるノイズ成分との相関が高ければ、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。

以上説明したように、本実施形態に係るＡＭ受信機１１０によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてＡＭ検波されるため、ＡＭ変換前のＡＭ信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るＡＭ受信機１１０によれば、Ｓ／Ｎ比が改善される。

（第３の実施形態）
本発明のＡＭ受信機の構成は、第１、２の実施形態に示す例に限られない。以下、図１６を参照して、本実施形態に係るＡＭ受信機１２０について説明する。

図１６に示すように、ＡＭ受信機１２０は、ＡＭ検波器１０１、ＦＭ検波器１０２、ヒルベルト変換部１０４、適応フィルタ１０５、を備える。つまり、ＡＭ受信機１２０が、ＡＭ受信機１００と異なるのは、積分部１０３がないことだけである。

つまり、ＡＭ検波器１０１は、アンテナ２００から供給された信号をＡＭ検波し、ＡＭ検波により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ１０５に供給する。

一方、ヒルベルト変換部１０４は、ＡＭ検波器１０１から供給された信号により示されるデータにヒルベルト変換を施し、ヒルベルト変換により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ１０５に供給する。

かかる構成によれば、ヒルベルト変換により、適応フィルタ１０５に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ１０５に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。

以上説明したように、本実施形態に係るＡＭ受信機１２０によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてＡＭ検波されるため、ＡＭ変換前のＡＭ信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るＡＭ受信機１２０によれば、Ｓ／Ｎ比が改善される。

（第４の実施形態）
本発明のＡＭ受信機の構成は、第１〜３の実施形態に示す例に限られない。以下、図１７を参照して、本実施形態に係るＡＭ受信機１３０について説明する。

図１７に示すように、ＡＭ受信機１３０は、ＡＭ検波器１０１、ＦＭ検波器１０２、積分部１０３、適応フィルタ１０５、を備える。つまり、ＡＭ受信機１２０が、ＡＭ受信機１００と異なるのは、ヒルベルト変換部１０４がないことだけである。

つまり、積分部１０３は、ＦＭ検波器１０２から供給された信号により示されるデータに積分処理を施し、積分処理により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ１０５に供給する。

かかる構成によれば、積分処理により、適応フィルタ１０５に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ１０５に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。

以上説明したように、本実施形態に係るＡＭ受信機１３０によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてＡＭ検波されるため、ＡＭ変換前のＡＭ信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るＡＭ受信機１３０によれば、Ｓ／Ｎ比が改善される。

（第５の実施形態）
本発明のＡＭ受信機の構成は、第１〜４の実施形態に示す例に限られない。以下、図１８を参照して、本実施形態に係るＡＭ受信機１４０について説明する。

図１８に示すように、ＡＭ受信機１４０は、ＡＭ検波器１０１、ＦＭ検波器１０２、適応フィルタ１０５、を備える。つまり、ＡＭ受信機１２０が、ＡＭ受信機１００と異なるのは、積分部１０３とヒルベルト変換部１０４とがないことだけである。

つまり、ＦＭ検波器１０２は、アンテナ２００から供給された信号をＦＭ検波し、ＦＭ検波により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ１０５に供給する。

かかる構成によれば、適応フィルタ１０５に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ１０５に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。

以上説明したように、本実施形態に係るＡＭ受信機１４０によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてＡＭ検波されるため、ＡＭ変換前のＡＭ信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るＡＭ受信機１４０によれば、Ｓ／Ｎ比が改善される。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に開示したものに限られない。

第１〜５の実施形態においては、ＡＭ検波器１０１として、包絡線検波が可能な回路を採用する例を示したが、ＡＭ検波器１０１はこれに限られない。例えば、ＡＭ検波器１０１として、同期検波器、あるいは、解析信号を利用したＡＭ検波器を採用することができる。なお、解析信号を利用したＡＭ検波器は、例えば、ＡＭ変調信号を実部と虚部に分けて、それぞれを二乗して加えた後、平方根を演算し出力するＡＭ検波器である。

第１〜５の実施形態においては、ＦＭ検波器１０２として、フォスターシーレ回路やレシオ検波回路などの周波数弁別器を採用する例を示したが、ＦＭ検波器１０２はこれに限られない。例えば、ＦＭ検波器１０２として、レシオ検波器、クォドラチャ検波器、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）検波器、パルスカウント検波器、直交検波器を採用することができる。なお、直交検波器は、直交検波して、ＩＱ信号のＡｒｃＴａｎを演算した後、微分して出力するＦＭ検波器である。

第１〜５の実施形態では、積分部１０３、ヒルベルト変換部１０４ならびに適応フィルタ１０５が、ＣＰＵ１１とＲＯＭ１２とＲＯＭ１３とから構成され、ＣＰＵ１１が、ＲＯＭ１２に記憶されているプログラムに従って、ディジタル信号を処理する例を示した。しかし、ＡＭ受信機１００が備える各構成は、ソフトウェアによりディジタル信号を処理する構成でもよいし、ハードウェアによりアナログ信号を処理する構成であってもよい。例えば、これらの構成は、マイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＤＳＰ（Ｄｉｓｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などにより構成されてもよい。

例えば、積分部１０３は、コンデンサや抵抗器などから構成される回路であってもよい。なお、アナログ信号からディジタル信号への変換には、Ａ／Ｄ変換器を使用することができ、ディジタル信号からアナログ信号への変換には、Ｄ／Ａ変換器を使用することができる。

なお、本発明に係るＡＭ受信機は、第１〜５の実施形態で示した構成に限られない。例えば、ＡＭ受信機１００において、積分部１０３とヒルベルト変換部１０４との接続関係を逆にしてもよい。また、ＡＭ受信機１１０において、積分部１０３が除外された構成でもよい。

なお、本発明に係るＡＭ受信機は、専用のシステムによらず、通常のコンピュータシステムを用いても実現可能である。例えば、コンピュータに、上記動作を実行するためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）、ＭＯ（Magneto Optical Disk）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶して配布し、これをコンピュータシステムにインストールすることにより、上述の処理を実行するＡＭ受信機を構成しても良い。

さらに、インターネット上のサーバ装置が有するディスク装置等にプログラムを記憶しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。

１１ ＣＰＵ
１２ ＲＯＭ
１３ ＲＡＭ
１００、１１０、１２０、１３０、１４０ ＡＭ受信機
１０１ ＡＭ検波器
１０２ ＦＭ検波器
１０３ 積分部
１０４ ヒルベルト変換部
１０５ 適応フィルタ
１０６ 係数可変フィルタ
１０７ 加算器
１０８ 係数修正部
２００ アンテナ
３００ スピーカ

Claims (6)

1. ＡＭ信号を含む受信信号をＡＭ検波するＡＭ検波部と、
   前記受信信号をＦＭ検波するＦＭ検波部と、
   前記ＦＭ検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタと、を備える、
   ことを特徴とするＡＭ受信機。
2. 前記ＦＭ検波部により取得された信号をヒルベルト変換する第１のヒルベルト変換部、をさらに備え、
   前記適応フィルタは、前記第１のヒルベルト変換部により変換された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のＡＭ受信機。
3. 前記ＡＭ検波部により検波された信号をヒルベルト変換する第２のヒルベルト変換部、をさらに備え、
   前記適応フィルタは、前記ＦＭ検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記第２のヒルベルト変換部により変換された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のＡＭ受信機。
4. 前記ＦＭ検波部により検波された信号を積分する積分部、をさらに備え、
   前記適応フィルタは、前記積分部により積分された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＡＭ受信機。
5. 前記適応フィルタは、
   前記入力信号と前記参照信号との差である誤差信号としてフィルタの係数を修正する係数修正部と、
   前記係数修正部により修正された係数に従って、前記参照信号を処理することにより補正信号を生成するフィルタ部と、
   前記入力信号から前記補正信号を減算した信号を、前記オーディオ信号として出力する減算器と、を備える、
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＡＭ受信機。
6. ＡＭ信号を含む受信信号をＡＭ検波するＡＭ検波工程と、
   前記受信信号をＦＭ検波するＦＭ検波工程と、
   前記ＦＭ検波工程により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記ＡＭ検波工程により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタ工程と、を備える、
   ことを特徴とするＡＭ受信方法。

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