JP2012175743A - Ｐｗｍ電力変換器の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御におけるパルス欠けを無くし、かつ電圧飽和が起きにくくなる。
【解決手段】制御装置は、電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成するＡＣＲ部１と、ＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部２と、ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与するデッドタイム部３とを備える。電圧リミッタＬＩＭｄは、電流自動制御部１で生成する電圧指令値から電圧飽和回避補償量を減じた電圧飽和回避指令値を、ＰＷＭキャリア信号のピーク値から電圧リミット幅だけ低い電圧に制限してＰＷＭ部の電圧指令値とする。ラッチ回路Ｌａｔｃｈは、電圧飽和回避指令値と電圧リミッタＬＩＭで制限した電圧指令値との偏差を電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ電力変換器の制御装置および制御方法に係り、特に電圧指令値が電圧飽和領域に近いときのＰＷＭ制御に関する。

図５に従来のＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図を示す。図５ではモータＭの駆動電流を電流検出器ＣＴで検出し、ロータ位相θをエンコーダｅｎｃで検出し、電流自動制御部（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）１で電流自動制御を行っている。検出した各相の電流値をそれぞれＩｕ＿ｄｅｔ、Ｉｖ＿ｄｅｔ、Ｉｗ＿ｄｅｔとすると、ＡＣＲ部１は各相電流検出とｄｑ軸の電流指令Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄの偏差のＰＩ（比例積分）演算および検出位相θを用いて三相電圧指令Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗを生成する。三相電圧指令はリミッタＬＩＭｐでＰＷＭ制御でのキャリア振幅値の±１［ｐ．ｕ．］でリミットされる。ＰＷＭ部２はキャリアＣａｒｒｉｅｒと電圧指令値を比較し、三相ＰＷＭゲート指令ｇａｔｅ＿ｕ、ｇａｔｅ＿ｖ、ｇａｔｅ＿ｗを生成する。デッドタイム（ＤＴ）部３はデッドタイムを付与してインバータ（ＩＮＶ）４のゲート指令ｇ＿ｕ、ｇ＿ｖ、ｇ＿ｗ、ｇ＿ｘ、ｇ＿ｙ、ｇ＿ｚを生成する。これらのゲート指令により、インバータ（ＩＮＶ）４がモータに供給する電圧、電流、トルクなどの電力変換指令とし、電流自動制御とＰＷＭ制御を含めた電力変換制御を実現する。

図６はＡＣＲ部１の詳細な構成を示す。ｕｖｗ／ｄｑ演算部は電流検出値を三相／二相変換し、Ｉｄ＿ｄｅｔ、Ｉｑ＿ｄｅｔを求める。ＰＩ演算部は、モータ電流を電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄに追従させるよう、電流偏差を比例積分演算し、この演算結果として電圧指令値Ｖｄ＿ｃｍｄ、Ｖｑ＿ｃｍｄを生成する。ｄｑ／ｕｖｗ演算部は電圧指令値Ｖｄ＿ｃｍｄ、Ｖｑ＿ｃｍｄを二相／三相変換し、三相の電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗを求める。

図７の（ａ），（ｂ）にＰＷＭ制御のゲート指令生成波形を示し、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと電圧指令値Ｖｃｍｄとの大小比較により、ゲート指令ｇａｔｅを生成する。ＰＷＭを用いた電力変換器では電圧指令値をキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの最大値もしくは最小値で制限すると、その区間のその相のゲートは変化しない。そのため、高い電流応答（たとえばキャリア周波数に近い周波数）かつ高い電圧出力を実現させようとすると、ゲートのスイッチング回数が出力周波数に対して少ないので所望の電流応答は得られない。図７の（ａ）と（ｂ）を比較すると、（ａ）では電圧指令値がキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒよりも大きく、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの最大値、最小値に制限すると、その間のゲート変化がなく、スイッチング回数が少ないことがわかる。

以上の条件は電力変換器の出力が電圧飽和している時に起きる現象である。これを防止するためには電圧飽和しない、もしくは電圧飽和を起きにくくした制御法が必要になる。一般的には、電圧指令をキャリア振幅の最大値、最小値でリミット（クランプ）する方法が知られている。

例えば、特許文献１では、ＰＷＭ変調率が１以上のとき、各相の指令電圧に対して変調率が１以上の部分をクランプする。さらに、特許文献１では、変調率に応じた電圧バイアスを電圧指令値に加えるとともに、電圧飽和処理前と後の電圧指令値の半周期平均値の比が常に１またはその近傍に維持されるよう電圧バイアスを制御する。

この電圧バイアス処理により、指令電圧が電圧飽和状態であっても、インバータゲインが高くなることを防ぎまたは電流のオーバーシュートしない、変調率の最大限までＰＷＭインバータに線形ゲインを与える。

特開平１０−３４１５９７号公報

特許文献１では電圧指令値を１［ｐ．ｕ．］でリミットしているが、電圧指令値が１［ｐ．ｕ．］に近い値になる電圧飽和近傍では、ゲート指令が非常に細くなるため、デッドタイム生成時にパルス欠けが発生し、出力電圧誤差要因になる。

図８にはデッドタイム生成におけるパルス欠け発生の例を示す。図８においてｇ＿ｕｐは電力変換器の上アームゲート指令、ｇ＿ｄｎは下アームゲート指令、Ｔｄはデッドタイムである。

さらに、高電流出力の電力変換器では高負荷を取るため、スイッチング素子を並列に配置することがある。この種の電力変換器では、細いパルスを出力する場合、並列接続のスイッチング素子のターンオンおよびターンオフにばらつき（ズレ）があると、これによって片方のみにパルス欠けが発生する可能性がある。

本発明の目的は、ＰＷＭ制御におけるパルス欠けを無くし、かつ電圧飽和が起きにくくなるＰＷＭ電力変換器の制御装置および制御方法を提供することにある。

前記のように、ＰＷＭ制御において、電圧飽和近傍での電流応答を向上させるには電圧指令を飽和させないように制御する必要がある。また、デッドタイム生成時のパルス欠けを防ぐため、最小幅のＰＷＭ信号にデッドタイムを生成してもパルスが残るように電圧リミットを設定する必要がある。しかしながら、電圧リミットを設けた場合、リミット前後で電流誤差が発生し、出力電圧誤差になる。

本発明は、上記の課題を解決するため、ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔだけ低い電圧に電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗを制限してＰＷＭ信号を生成することでパルス欠けを無くし、さらに電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗに電圧飽和回避補償量を重畳させることで電圧飽和が起きにくくなるようにしたもので、以下の装置および方法を特徴とする。

（装置の発明）
（１）電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御装置であって、
前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値から電圧飽和回避補償量を減じた電圧飽和回避指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とする電圧リミッタＬＩＭｄと、
前記電圧飽和回避指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を前記電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持するラッチ回路Ｌａｔｃｈを備えたことを特徴とする。

（２）電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御装置であって、
前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とする電圧リミッタＬＩＭｄと、
前記電流自動制御部で生成する電圧指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持するラッチ回路Ｌａｔｃｈを備え、
前記電流自動制御部は、前記ラッチ回路Ｌａｔｃｈの出力を前記比例積分（ＰＩ）演算の比例ゲイン（Ｋｐ）分だけ前記電流偏差から減算し、その減算結果を前記比例積分（ＰＩ）演算の積分項（Ｋｉ／ｓ）の積分入力とする演算手段を備えたことを特徴とする。

（３）前記電圧リミット幅は、前記ＰＷＭキャリアの周波数Ｆｃと前記デッドタイムＴｄの積に比例した値に設定する手段を備えたことを特徴とする。

（方法の発明）
（４）電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御方法であって、
電圧リミッタＬＩＭｄは、前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値から電圧飽和回避補償量を減じた電圧飽和回避指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とし、
ラッチ回路Ｌａｔｃｈは、前記電圧飽和回避指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を前記電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持することを特徴とする。

（５）電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御方法であって、
電圧リミッタＬＩＭｄは、前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とし、
ラッチ回路Ｌａｔｃｈは、前記電流自動制御部で生成する電圧指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持し、
前記電流自動制御部は、前記ラッチ回路Ｌａｔｃｈの出力を前記比例積分（ＰＩ）演算の比例ゲイン（Ｋｐ）分だけ前記電流偏差から減算し、その減算結果を前記比例積分（ＰＩ）演算の積分項（Ｋｉ／ｓ）の積分入力とすることを特徴とする。

（６）前記電圧リミット幅は、前記ＰＷＭキャリアの周波数Ｆｃと前記デッドタイムＴｄの積に比例した値に設定することを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔだけ低い電圧に電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗを制限してＰＷＭ信号を生成するため、電圧飽和付近でも最小オンパルス幅が保持されてパルス欠けを無くすことができる。

さらに、本発明によれば、電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗに電圧飽和回避補償量を重畳させるため、電圧飽和が起きにくくなる。

実施形態１のＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図。 実施形態１におけるＰＷＭ制御のゲート指令生成波形図。 実施形態２のＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図。 実施形態２のＡＣＲ部の詳細な構成図。 従来のＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図。 ＡＣＲ部の詳細な構成図。 ＰＷＭ制御のゲート指令生成波形図。 デッドタイム生成におけるパルス欠け発生の例。

（実施形態１）
図１に本実施形態によるＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図を示す。基本的には図５の構成と同じであるが、大きく２つの箇所に違いがあり、説明簡略化のために相違する部分のみを説明する。

まず、パルス欠けを発生させないための機構について説明する。図５ではＡＣＲ部からの電圧指令値を±１［ｐ．ｕ．］の電圧リミッタＬＩＭｐで制限するが、本実施形態では図２に示すように電圧指令値をＰＷＭキャリア信号のピーク値（最大値、最小値）から予め設定した電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔだけ低い電圧に制限する電圧リミッタＬＩＭｄを設ける。これはデッドタイム生成におけるパルス欠けをも防止するための禁止帯域である。

この電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔは、下記式で示すように、ＰＷＭキャリア周波数Ｆｃ［Ｈｚ］とデッドタイムＴｄ［ｓ］によって一意にまたは可変設定する。この設定手段は、ＰＷＭキャリア周波数Ｆｃが高いほど電圧指令値との比較でゲート指令が細くなってパルス欠けが発生し易いこと、および挿入するデッドタイムＴｄの時間幅が大きくなるほどゲート指令が細くなってパルス欠けが発生し易いことを比例関係として設定するもので、係数「２」はキャリアの１周期にデッドタイムが２回発生することに合わせた値である。

Ｖｌｉｍｉｔ＝２×Ｔｄ［ｓ］×Ｆｃ［Ｈｚ］
この電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔの設定により、電圧指令値の制限最大値・制限最小値は次のように決まる。

電圧指令の制限最大値Ｖｍａｘ＝＋１−Ｖｌｉｍｉｔ
電圧指令の制限最小値Ｖｍｉｎ＝−１＋Ｖｌｉｍｉｔ
次に、電圧飽和を起きにくくする機構について説明する。図１においてＡＣＲ出力である電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗから電圧飽和回避補償量を減じて電圧飽和回避指令値とし、この電圧飽和回避指令値で上記の電圧指令値の制限最大値Ｖｍａｘおよび制限最小値Ｖｍｉｎに従った電圧リミットをかける。リミット前の電圧飽和回避指令値をＶｃｍｄ＿ｕ’、Ｖｃｍｄ＿ｖ’、Ｖｃｍｄ＿ｗ’とし、リミット後の電圧指令値をＶｃｍｄ＿ｕ”、Ｖｃｍｄ＿ｖ”、Ｖｃｍｄ＿ｗ”とする。そのリミット前後の偏差Ｖｄｉｆｆ＿ｕ、Ｖｄｉｆｆ＿ｖ、Ｖｄｉｆｆ＿ｗを電圧飽和回避補償量とし、この偏差をラッチ回路Ｌａｔｃｈで１制御周期（Ｚ^-1）保持する。このとき、電圧飽和回避補償量は電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔに掛かった分に相当する。

ここで、これらの補償をまとめると下式のようになる。ただし、ｎは任意の自然数である。

したがって、本実施形態では、電圧指令値に電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔを設け、さらに電圧飽和回避補償量（電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔに掛かった分）だけ電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗを下げることで、最終的にはＶｃｍｄ＿ｕ”、Ｖｃｍｄ＿ｖ”、Ｖｃｍｄ＿ｗ”をＰＷＭ部２の入力にすることで、電圧飽和付近でも最小オンパルス幅を保持してパルス欠けを無くし、かつ電圧飽和を起きにくくした電流制御ができる。

また、パルス欠けを無くすことで、出力電圧誤差要因を減らすことができる。

また、高電流出力を得る電力変換器に適用して並列接続のスイッチング素子のターンオンおよびターンオフにばらつき（ズレ）がある場合にもパルス欠けを防止できる。このスイッチング素子の片方のパルス欠け防止によって、同じアーム間で分担電流の不平衡を無くし、サージ電圧を抑制でき、スイッチング素子の寿命を延ばし、電力変換器の故障停止を抑制できる、などの効果がある。

また、電圧飽和状態になりにくいため、電圧飽和近傍でも所望の電圧指令が得られること、電圧飽和近傍でも所望の出力電流が得られること、負荷が電動機の場合には所望の電流を得て所望のトルクが得られること、などの効果がある。

（実施形態２）
図３に本実施形態におけるＰＷＭ電力変換器の制御装置の構成図を示す。本実施形態は、パスル欠けを防ぐための電圧指令値をリミッタＬＩＭｄによって電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔに制限することについては実施形態１と全く同じ機構とするため、その説明を省略する。

本実施形態は、電圧飽和を起きにくくする機構が実施形態１と異なるため、これを説明する。電圧飽和時には電圧指令値Ｖｃｍｄ＿ｕ、Ｖｃｍｄ＿ｖ、Ｖｃｍｄ＿ｗがリミッタＬＩＭｄによってリミットされるため、それらの偏差は一向に縮まらない。しかし、従来のＡＣＲ部１にもつ積分項は、図６に示すように、電流指令値と電流検出値の偏差を減少させようと積分動作を継続するため、電圧指令値も増大し続ける。結果的に電圧指令値はリミットに掛かり続け、ワインドアップの状態となる。これを防止するため、本実施形態では、アンチワインドアップ処理を行う。

本実施形態では、ＡＣＲ部１の詳細な構成を図４に示すように、自動整合型のＰＩ制御に変更する。図３のラッチ回路Ｌａｔｃｈでは電圧リミッタＬＩＭｄによる電圧指令値の前後の差分Ｖｄｉｆｆ＿ｕ、Ｖｄｉｆｆ＿ｖ、Ｖｄｉｆｆ＿ｗを電圧飽和回避補償量として保持しておく。図４におけるｕｖｗ／ｄｑ演算部は差分Ｖｄｉｆｆ＿ｕ、Ｖｄｉｆｆ＿ｖ、Ｖｄｉｆｆ＿ｗを三相／二相変換してＶｄｉｆｆ＿ｄ、Ｖｄｉｆｆ＿ｑを求め、これらに係数項１／Ｋｐを乗じることで比例ゲインＫｐ分だけ電流偏差から減算し、その減算結果を積分項（Ｋｉ／ｓ）の積分入力とする。

以上の構成になる自動整合型ＰＩ制御では、電圧飽和時に積分動作を止めることになる（積分項の入力を零にする）。これにより、電圧飽和しても結果的に、電圧指令値が電圧飽和値に張り付かないため、電圧飽和が起きにくい制御を実現する。

なお、本実施形態においても、実施形態１と同様に、電圧指令値を電圧リミット幅Ｖｌｉｍｉｔに制限する電圧リミッタＬＩＭｄを設けることで、パルス欠けを防止することができ、これに伴い出力電圧誤差要因を減らすこと、サージ電圧を抑制すること、などの効果がある。

１ 電流制御部
２ ＰＷＭ部
３ デッドタイム（ＤＴ）部
４ インバータ（ＩＮＶ）
ＬＩＭｐ 電圧リミッタ
ＣＴ 電流検出器
ｅｎｃ エンコーダ
Ｍ モータ
ＬＩＭｄ 電圧リミッタ
Ｌａｔｃｈ ラッチ回路

Claims (6)

1. 電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御装置であって、
   前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値から電圧飽和回避補償量を減じた電圧飽和回避指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とする電圧リミッタＬＩＭｄと、
   前記電圧飽和回避指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を前記電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持するラッチ回路Ｌａｔｃｈを備えたことを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。
2. 電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御装置であって、
   前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とする電圧リミッタＬＩＭｄと、
   前記電流自動制御部で生成する電圧指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持するラッチ回路Ｌａｔｃｈを備え、
   前記電流自動制御部は、前記ラッチ回路Ｌａｔｃｈの出力を前記比例積分（ＰＩ）演算の比例ゲイン（Ｋｐ）分だけ前記電流偏差から減算し、その減算結果を前記比例積分（ＰＩ）演算の積分項（Ｋｉ／ｓ）の積分入力とする演算手段を備えたことを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。
3. 前記電圧リミット幅は、前記ＰＷＭキャリアの周波数Ｆｃと前記デッドタイムＴｄの積に比例した値に設定する手段を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のＰＷＭ電力変換器の制御装置。
4. 電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御方法であって、
   電圧リミッタＬＩＭｄは、前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値から電圧飽和回避補償量を減じた電圧飽和回避指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とし、
   ラッチ回路Ｌａｔｃｈは、前記電圧飽和回避指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を前記電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持することを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御方法。
5. 電流指令値と電流検出値の電流偏差の比例積分（ＰＩ）演算によって電圧指令値を生成する電流自動制御部と、電圧指令値とＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭゲート指令を生成するＰＷＭ部と、前記ＰＷＭゲート指令にデッドタイムを付与して電力変換指令を生成するデッドタイム部とを備えたＰＷＭ電力変換器の制御方法であって、
   電圧リミッタＬＩＭｄは、前記電流自動制御部で生成する前記電圧指令値を、前記ＰＷＭキャリア信号のピーク値から予め設定した電圧リミット幅だけ低い電圧に制限して前記ＰＷＭ部の電圧指令値とし、
   ラッチ回路Ｌａｔｃｈは、前記電流自動制御部で生成する電圧指令値と前記電圧リミッタＬＩＭｄで制限した電圧指令値との偏差を電圧飽和回避補償量として求め、この電圧飽和回避補償量を１制御周期（Ｚ^-1）保持し、
   前記電流自動制御部は、前記ラッチ回路Ｌａｔｃｈの出力を前記比例積分（ＰＩ）演算の比例ゲイン（Ｋｐ）分だけ前記電流偏差から減算し、その減算結果を前記比例積分（ＰＩ）演算の積分項（Ｋｉ／ｓ）の積分入力とすることを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御方法。
6. 前記電圧リミット幅は、前記ＰＷＭキャリアの周波数Ｆｃと前記デッドタイムＴｄの積に比例した値に設定することを特徴とする請求項４または５に記載のＰＷＭ電力変換器の制御方法。

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