JP2012161204A

JP2012161204A - 電源回路

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Publication number: JP2012161204A
Application number: JP2011020570A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Ide; 武井出; Daishiro Sekijima; 大志郎関島
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2011-02-02
Filing date: 2011-02-02
Publication date: 2012-08-23
Anticipated expiration: 2031-02-02
Also published as: US9042133B2; JP5631230B2; US20130301319A1; KR101547909B1; WO2012105461A1; KR20130116077A

Abstract

【課題】過電流保護素子による回路の不平衡を低減し、コモンモードノイズを抑制する電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路１は、一対の供給ライン２，３を介して入力した交流電源からの交流電圧を変換して得られた直流電圧を、所定値の直流電圧にスイッチング動作により変換するスイッチング回路４を備えている。一方の供給ライン２にはヒューズ５が設けられている。一方の供給ライン２とグラウンド６との間には、第１のラインバイパスコンデンサ７及び抵抗素子８からなる直列回路９が接続されている。他方の供給ライン３とグラウンド６との間には、第２のラインバイパスコンデンサ１０が接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング動作により発生する高周波ノイズを抑制する電源回路に関するものである。

従来、電子機器には、入力される任意の電源から電子機器内部の各種デバイス用の電源へ周波数や電圧を変換するために電力変換回路が設けられている。特に、小型化・効率化のためにスイッチング方式が広く用いられている。しかし、スイッチング方式を適用した電源回路においては、スイッチング動作により高周波のスイッチングノイズが発生し、このノイズが端子雑音や不要電磁波の原因となる。

このような不要電磁波を低減するノイズフィルタとして一般的にラインバイパスコンデンサ（以下、「Ｙコン」という）が用いられる（特許文献１参照）。図７は、従来のスイッチング電源回路に用いられるフィルタ回路図の例である。図７に示すフィルタ回路１００は、一対の供給ライン１０１、１０２のそれぞれの供給ラインとグラウンド（以下、「ＧＮＤ」という）１０３との間に接続されたＹコン１０４，１０５を備えている。Ｙコン１０４，１０５はスイッチング素子から発生した高周波スイッチングノイズのコモンモード成分をＧＮＤ１０３に落とし、端子雑音や不要電磁波を抑制する働きを持つ。

ここで、ＧＮＤに対する入力電源から繋がる２本の供給ラインのインピーダンスは、２本の供給ラインがＧＮＤに対して平衡となるよう、等しくすることが一般的である。例えば図７に示すフィルタ回路１００では、２つのＹコン１０４，１０５の容量値を同一値として平衡を保っている。

特開２００８−７８８４４号公報

しかしながら、スイッチング電源には、回路素子の故障を防ぐため、入力電源から繋がる２本の供給ラインの一方の供給ラインにおけるＹコンの入力側に過電流保護素子（例えばヒューズ）が設けられる。この過電流保護素子は、回路配線と比較して大きなインダクタンスを持っている。そのため、スイッチング電源の更なる小型化・効率化に伴いスイッチング周波数が高周波化すると、過電流保護素子のインダクタンスによるインピーダンスが大きくなり、２本の供給ラインの不平衡度が大きくなる。２本の供給ラインが不平衡であると、２本の供給ラインに流れる高周波ノイズのノーマルモード成分がコモンモード成分に変換されてしまい、コモンモードノイズが増大する。

そこで、本発明は、過電流保護素子による回路の不平衡を低減し、コモンモードノイズを抑制する電源回路を提供することを目的とするものである。

本発明は、一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、直列に接続された第１のラインバイパスコンデンサ及び抵抗素子を有し、前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された直列回路と、前記一対の供給ラインのうち他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第２のラインバイパスコンデンサと、を備え、前記第１のラインバイパスコンデンサの容量値と前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値とが等しく設定され、前記過電流保護素子のインダクタンス値をＬ［Ｈ］、前記各ラインバイパスコンデンサの容量値をＣ［Ｆ］、前記抵抗素子の抵抗値をｒ［Ω］としたとき、前記抵抗素子の抵抗値ｒが、

の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする。

本発明によれば、過電流保護素子による一対の供給ラインの不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。

本発明の実施の形態に係る電源回路の概略構成を示す電気回路図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の抵抗素子の抵抗値とノイズの電流量との関係を示す図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の抵抗素子の抵抗値とノイズの角周波数との関係を示す図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の抵抗素子の抵抗値とヒューズのインダクタンス値との関係を示す図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の抵抗素子の抵抗値と第１、第２のＹコンの容量値との関係を示す図である。第１のＹコンの容量値と第２のＹコンの容量値とを等しくした場合と、第１のＹコンの容量値と第２のＹコンの容量値とを異ならせた場合とで比較した、抵抗素子の抵抗値とグラウンドの電流値との関係を示す図である。従来の電源回路のフィルタ回路を示す電気回路図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る電源回路の概略構成を示す電気回路図である。図１において、電源回路１は、交流電源に接続された一対の供給ライン２，３と、一対の供給ライン２，３を介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路としてのスイッチング回路４と、を備えている。交流電源は、例えば商用電源である。スイッチング回路４は、例えば不図示のブリッジダイオードからなる整流回路と、不図示の平滑コンデンサと、不図示のスイッチング素子を有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路とを有して構成される。整流回路は交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサは、整流回路にて変換された直流電圧を平滑化する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、平滑化されて得られた直流電圧をスイッチング動作により昇圧又は降圧して所定値の直流電圧を出力することが可能に構成されている。

また、電源回路１は、一対の供給ライン２，３のうち、一方の＋極の供給ライン２に設けられた過電流保護素子としてのヒューズ５を備えている。このヒューズ５は、例えば管ヒューズである。ヒューズ５は、供給ライン２，３を構成する配線よりもインダクタンス値が高い。

また、電源回路１は、直列に接続された第１のラインバイパスコンデンサ（以下、「第１のＹコン」という）７及び抵抗素子８からなり、＋極の供給ライン２とグラウンド（ＧＮＤ）６との間に接続された直列回路９を備えている。この直列回路９の一端は、供給ライン２におけるヒューズ５とスイッチング回路４との間の部分に接続され、直列回路９の他端は、ＧＮＤ６に接続されている。抵抗素子８は、固定抵抗素子である。

また、電源回路１は、一対の供給ライン２，３のうち、他方の−極の供給ライン３とＧＮＤ６との間に接続された第２のラインバイパスコンデンサ（以下、「第２のＹコン」という）１０を備えている。

ここで、ヒューズ５のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とする。また、＋極の供給ライン２に接続された第１のＹコン７の容量値をＣ_１［Ｆ］、抵抗素子８の抵抗値をｒ［Ω］、−極の供給ライン３に接続された第２のＹコン１０の容量値をＣ_２［Ｆ］とする。また、電力変換回路であるスイッチング回路４で発生するノイズの電圧をＶ［Ｖ］、ノイズの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］とし、各供給ライン２，３側から見た交流電源の出力インピーダンスを５０［Ω］とする。このとき、端子雑音や不要電磁波の原因となるコモンモードノイズであるＧＮＤ６を流れる電流［Ａ］は以下の（式１）で表される。

この（式１）より、ＧＮＤ６に流れる電流を抑制するための関係式は以下の（式２）のようになる。

よって、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌ、第１のＹコン７の容量値Ｃ_１、第２のＹコン１０の容量値Ｃ_２に対して、抵抗素子８の抵抗値ｒを以下の（式３）に示す関係式を満たすように設定することで、コモンモードノイズが抑制される。

第１のＹコン７の容量値Ｃ_１と第２のＹコン１０の容量値Ｃ_２とが等しいので、各Ｙコン７，１０の容量値をＣ（＝Ｃ_１＝Ｃ_２）［Ｆ］とすると、抵抗素子８の抵抗値ｒを、以下の（式４）の関係式を満たすように設定することで、コモンモードノイズが抑制される。

なお、電源回路１が接続される交流電源の出力インピーダンスの実際の正確な値を特定することは困難であり、また、交流電源の出力インピーダンスに応じて抵抗素子８の抵抗値ｒを可変にすることは、装置が大がかりとなり、コストアップにつながる。そこで、本実施の形態では、一般に交流電源の出力インピーダンスを５０［Ω］付近に設定する事例が多いことから、各供給ライン２，３側から見た交流電源の出力インピーダンスを５０［Ω］として抵抗素子８の抵抗値ｒを設定している。

このように、抵抗値ｒの抵抗素子８を挿入することで、コモンモードノイズを抑制する効果を奏し、しかも交流電源の出力インピーダンスが５０［Ω］である場合には、コモンモードノイズを最も効果的に抑制することができるという効果を奏するものである。

ここで、第１のＹコン７の容量値と第２のＹコン１０の容量値とを等しく容量値Ｃに設定することには、公称値が容量値Ｃのコンデンサ素子を用いるということが含まれている。つまり、コンデンサ素子に許容差程度の容量値のずれがあっても、公称値が同一であれば、第１のＹコン７と第２のＹコン１０との容量値は等しく設定されたこととなる。

次に、具体的な電源回路１の構成でのコモンモードノイズの抑制効果について説明する。まず、（式１）から、挿入する抵抗素子８の抵抗値に対するＧＮＤ６を流れる電流値の関係を図２に示す。＋極，−極の供給ライン２，３に接続されるＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２をそれぞれ１０００［ｐＦ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌを実測より２０［ｎＨ］としている。スイッチング回路４で発生するノイズは疑似的に信号発生器から入力し、電圧１［Ｖ］、周波数は一例として１０［ＭＨｚ］としてシミュレーションを行った。（式１）から算出した抵抗素子８とＧＮＤ６を流れる電流値の関係を実線で示している。（式４）で求まる抵抗素子８の抵抗値がｒ＝０．４［Ω］のとき、電流値が最も小さくなっていることがわかる。

次に、電源回路１を実際に作成し、実測により効果を確認した。抵抗素子８の抵抗値ｒを０、０．２２、０．４７、０．６８、１、３．３、６．８、１０［Ω］としたときのＧＮＤ６を流れる電流と相関のある磁界強度を、磁界プローブとスペクトラムアナライザを用いて測定した。実測結果は図２において白丸でプロットしている。実測値は計算値と傾向がよく一致しており、これらの結果より、抵抗素子８を挿入しない場合（ｒ＝０）と比べ、抵抗素子８の挿入によりＧＮＤ６を流れる電流値を抑制する、つまりコモンモードノイズを抑制する効果があることがわかる。

本実施の形態では、端子雑音、不要輻射の抑制に対して充分効果を見込める、６ｄＢ以上の効果がある抵抗素子８の抵抗値ｒの範囲を求める。図２において、破線で示した値が抵抗素子８を挿入しない場合にＧＮＤ６を流れる電流値から６ｄＢ引いた値である。求める抵抗素子８の抵抗値ｒの範囲は、実線と破線の２交点である抵抗値ｒ_１［Ω］，ｒ_２［Ω］の間である。抵抗値ｒ_１，ｒ_２は（式１）を用いて、以下の（式５）を解くことで求まる。

ところが、この（式５）は非常に複雑であるので、そのまま代数演算により解くのは困難である。そこで、（式５）において各パラメータに数値を当てはめ、抵抗値ｒ_１，ｒ_２［Ω］とノイズの角周波数ω［ｒａｄ／ｓ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌ［Ｈ］、第１，第２のＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２［Ｆ］との関係を求める。

まず、抵抗値ｒ_１，ｒ_２とノイズの角周波数ωとの関係を説明する。図３は横軸にノイズの角周波数ω、縦軸に抵抗値ｒ_１，ｒ_２を示したものである。なお、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌを２０［ｎＨ］、第１，第２のＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２を１０００［ｐＦ］としている。このグラフより、抵抗値ｒ_１，ｒ_２は角周波数ωに依存しないことがわかる。

次に、抵抗値ｒ_１，ｒ_２とヒューズ５のインダクタンス値Ｌとの関係を説明する。図４は横軸にヒューズ５のインダクタンス値Ｌ、縦軸に抵抗値ｒ_１，ｒ_２を示したものである。なお、ノイズの周波数ω／２πを１０［ＭＨｚ］、第１，第２のＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２［Ｆ］を１０００［ｐＦ］としている。このグラフより、抵抗値ｒ_１，ｒ_２はインダクタンス値Ｌに比例することがわかる。

最後に、抵抗値ｒ_１，ｒ_２と第１，第２のＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２との関係を説明する。容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２とが等しい場合において、横軸にＹコン７，１０の容量値Ｃ（＝Ｃ_１＝Ｃ_２）、縦軸に抵抗値ｒ_１，ｒ_２をとしたときのグラフを図５に示す。なお、ノイズの周波数ω／２πを１０［ＭＨｚ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌを２０［ｎＨ］としている。このグラフより、抵抗値ｒ_１，ｒ_２は容量値Ｃ（＝Ｃ_１＝Ｃ_２）に反比例することがわかる。

ここで、容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２が等しくない場合を説明する。図６は（式１）より容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２を様々変えたときのＧＮＤ６に流れる電流値を示したものである。容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２との値がずれると、抵抗素子８を挿入してもＧＮＤ６に流れる電流値は抑制されないことがわかる。よって、容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２とが等しいときに、コモンモードノイズの抑制効果がある。

以上の結果から抵抗値ｒ_１，ｒ_２は、以下の（式６）に示す関係式となる。ここで、ａ_１，ａ_２は定数である。

図４及び図５の結果から、定数ａ_１，ａ_２は近似的に、以下の（式７）となる。

よって、６ｄＢ以上の効果がある、つまり抵抗素子８を挿入しない場合よりもコモンモードノイズ電流が半分以下となる抵抗素子８の抵抗値ｒの範囲は、以下の（式８）となる。

（式８）に、実測したときの条件であるＹコン７，１０の容量値Ｃ_１，Ｃ_２に１０００［ｐＦ］、ヒューズ５のインダクタンス値Ｌに２０［ｎＨ］を代入すると、０．２［Ω］＜ｒ＜０．６［Ω］となり、図２の結果と一致する。以上より、（式８）で求まる範囲の抵抗値ｒを持つ抵抗素子８を挿入することで、ヒューズ５による一対の供給ライン２，３の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。そして、（式４）で求まる値の抵抗値ｒ（公称値がｒ）の抵抗素子８を挿入することで、より効果的にコモンモードノイズを抑制することができる。

なお、上記実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。上記実施形態では、一方の供給ラインが＋極であり、他方の供給ラインが−極の場合について説明したが、一方の供給ラインが−極であり、他方の供給ラインが＋極の場合についても適用可能である。

また、上記実施形態では、電力変換回路としてのスイッチング回路が交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を昇圧又は降圧する場合について説明したが、入力した交流電圧とは別の周波数の交流電圧に変換する場合であってもよい。この場合、電力変換回路は、整流回路及び平滑コンデンサを備えるほか、必要に応じてＤＣ−ＤＣコンバータを備えてもよい。さらに、電力変換回路は、スイッチング素子を有するインバータ回路を備え、スイッチング動作により直流電圧を交流電源の交流電圧とは別の周波数の交流電圧に変換するものであり、ノイズの発生源となるので、この場合についても本願発明は適用可能である。

また、上記実施形態では、過電流保護素子として管ヒューズの場合について説明したが、これに限定するものではなく、本願発明はチップヒューズ等あらゆるヒューズについて適用可能である。また、過電流保護素子としてヒューズ以外にも、例えばＰＴＣ素子など、本願発明はあらゆる過電流保護素子について適用可能である。

１…電源回路、２，３…供給ライン、４…スイッチング回路（電力変換回路）、５…ヒューズ（過電流保護素子）、６…グラウンド、７…第１のラインバイパスコンデンサ、８…抵抗素子、９…直列回路、１０…第２のラインバイパスコンデンサ

Claims

一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、
直列に接続された第１のラインバイパスコンデンサ及び抵抗素子を有し、前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された直列回路と、
前記一対の供給ラインのうち他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第２のラインバイパスコンデンサと、を備え、
前記第１のラインバイパスコンデンサの容量値と前記第２のラインバイパスコンデンサの容量値とが等しく設定され、
前記過電流保護素子のインダクタンス値をＬ［Ｈ］、
前記各ラインバイパスコンデンサの容量値をＣ［Ｆ］、
前記抵抗素子の抵抗値をｒ［Ω］としたとき、
前記抵抗素子の抵抗値ｒが、

の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする電源回路。
前記抵抗素子の抵抗値ｒが、

の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。