JP2012138977A - ドライブ回路及びスイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ハイサイド用にノーマリオン型スイッチを使用できるドライブ回路。
【解決手段】互いに直列に接続されて直流電源V1に並列に接続されるハイサイドのノーマリオン型スイッチQ5及びローサイドのノーマリオフ型スイッチQ1をドライブするドライブ回路で、ハイサイド制御信号を所定の信号レベルに変換するレベルシフト回路LST、レベルシフト回路で所定の信号レベルに変換されたハイサイド制御信号でノーマリオン型スイッチをドライブするハイサイドドライブ回路HDRV、ローサイド制御信号でノーマリオフ型スイッチをドライブするローサイドドライブ回路LDRV、ノーマリオン型スイッチとノーマリオフ型スイッチとの接続点と直流電源の一端との間に接続され第2コンデンサC3と第1コンデンサC1とが直列接続された直列回路を有し、第2コンデンサからハイサイドドライブ回路の電源電圧が供給され第1コンデンサからローサイドドライブ回路の電源電圧が供給される。
【選択図】図1

Description

本発明は、半導体スイッチング素子をドライブするドライブ回路及びスイッチング電源装置に関する。
図4は従来のドライブ回路を有するスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。図4に示すスイッチング電源装置において、直流電源V1の両端には、シリコン(Si)デバイスのMOSFETからなるローサイド用のノーマリオフ型スイッチQ1とシリコン(Si)デバイスのMOSFETからなるハイサイド用のノーマリオフ型スイッチQ2との直列回路が接続されている。ノーマリオフ型スイッチQ1のドレイン−ソース間には、トランスT1の一次巻線P1と共振用コンデンサC2との直列回路が接続されている。
ダイオードD5はノーマリオフ型スイッチQ2に並列に接続され、ダイオードD6はノーマリオフ型スイッチQ1に並列に接続されている。
トランスT1の第1の二次巻線S1と第2の二次巻線S2とは直列に接続され、第1の二次巻線S1の一端にはダイオードD7のアノードが接続され、第2の二次巻線S2の一端にはダイオードD8のアノードが接続されている。ダイオードD7のカソードとダイオードD8のカソードとはコンデンサC4の一端と出力端子の一端(+Vo)に接続され、コンデンサC4の他端は、出力端子の他端(−Vo)と第1の二次巻線S1の他端と第2の二次巻線S2の他端とに接続されている。ダイオードD7,D8とコンデンサC4とは、全波整流平滑回路を構成している。
トランスT1の第1の補助巻線P2と第2の補助巻線P3とは直列に接続され、第1の補助巻線P2の一端にはダイオードD3のアノードが接続され、第2の補助巻線P3の一端にはダイオードD4のアノードが接続されている。ダイオードD3のカソードとダイオードD4のカソードとはコンデンサC1の一端に接続され、第1の補助巻線P2の他端と第2の補助巻線P3の他端とは、コンデンサC1の他端と直流電源V1の負極に接続されている。コンデンサC1は、ローサイドドライブ回路LDRVに供給されるローサイドドライブ電源を構成している。
直流電源V1の正極とコンデンサC1の一端との間には起動抵抗R0が接続されている。起動抵抗RoとコンデンサC1との接続点にはダイオードD9のアノードが接続され、ダイオードD9のカソードはコンデンサC3の一端に接続されている。ダイオードD9とコンデンサC3とは、ハイサイドドライブ回路HDRVに供給されるハイサイドドライブ電源を構成している。
電圧検出回路11は、コンデンサC4の出力電圧を検出し、検出電圧をフィードバック信号FBとして発振器OSCに出力する。発振器OSCは、フィードバック信号FBと三角波信号とを比較することにより、フィードバック信号FBに応じてオン幅を可変したパルス信号を生成する。ローサイドドライブ回路LDRVは、発振器OSCからのパルス信号によりノーマリオフ型スイッチQ1をオン/オフさせる。
レベルシフト回路LSTは、インバータINVにより発振器OSCからのパルス信号を反転しこの反転パルス信号を所定の信号レベルに変換してハイサイドドライブ回路HDRVに供給する。ハイサイドドライブ回路HDRVは、レベルシフト回路LSTからの反転パルス信号によりノーマリオフ型スイッチQ2をオン/オフさせる。
レベルシフト回路LSTは、インバータINVと、インバータINVの出力に接続されるワンショット回路OST1,OST2と、抵抗R2とFETQ4と抵抗R4との直列回路と、抵抗R3とFETQ3と抵抗R5との直列回路と、セット端子Sが抵抗R3の一端に接続され且つリセット端子Rが抵抗R2の一端に接続されるフリップフロップ回路FF1と、ダイオードD1,D2とを有する。
ワンショット回路OST1は、インバータINVからの反転パルス信号の立ち上がりでワンショットパルスを発生する。FETQ3は、ワンショット回路OST1からのワンショットパルスによりオンして、フリップフロップ回路FF1のセット端子Sにセット信号を出力する。
ワンショット回路OST2は、インバータINVからの反転パルス信号の立ち下がりでワンショットパルスを発生する。FETQ4は、ワンショット回路OST2からのワンショットパルスによりオンして、フリップフロップ回路FF1のリセット端子Rにリセット信号を出力する。フリップフロップ回路FF1の出力端子Qは、ハイサイドドライブ回路HDRVに接続され、所定の信号レベルに変換された反転パルス信号を出力する。
なお、従来の技術として、特許文献1に記載された電源システムが知られている。
特開2006−223016号公報
しかしながら、図4に示すドライブ回路では、ダイオードD9とコンデンサC3とによるハイサイドドライブ回路HDRVの電源は、正電圧しか生成できないため、逆バイアス(オフ状態にするための負電圧)の必要なノーマリオン型スイッチをハイサイド用に使用することができない。
また、ダイオードD9とコンデンサC3とによりハイサイドドライブ回路HDRVの電源を生成しているため、ダイオードD9は高耐圧用のダイオードとしなければならず、高価であった。
本発明の課題は、ハイサイド用にノーマリオン型スイッチを使用できるドライブ回路及びスイッチング電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明のドライブ回路は、互いに直列に接続されて直流電源に並列に接続されるハイサイドのノーマリオン型スイッチおよびローサイドのノーマリオフ型スイッチをドライブするドライブ回路であって、ハイサイド制御信号を所定の信号レベルに変換するレベルシフト回路と、前記レベルシフト回路により所定の信号レベルに変換されたハイサイド制御信号により前記ノーマリオン型スイッチをドライブするハイサイドドライブ回路と、ローサイド制御信号により前記ノーマリオフ型スイッチをドライブするローサイドドライブ回路と、
前記ノーマリオン型スイッチと前記ノーマリオフ型スイッチとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、第2コンデンサと第1コンデンサとが直列に接続された直列回路とを有し、前記第2コンデンサから前記ハイサイドドライブ回路の電源電圧が供給され、前記第1コンデンサから前記ローサイドドライブ回路の電源電圧が供給されることを特徴とする。
本発明のスイッチング電源装置は、互いに直列に接続されて直流電源に並列に接続されたハイサイドのノーマリオン型スイッチおよびローサイドのノーマリオフ型スイッチと、互いに直列に接続されて前記ノーマリオン型スイッチ又は前記ノーマリオフ型スイッチに並列に接続されたトランスの一次巻線および共振用コンデンサと、前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づきハイサイド制御信号およびローサイド制御信号を生成する制御回路と、前記ハイサイド制御信号および前記ローサイド制御信号に基づき前記ノーマリオン型スイッチおよび前記ノーマリオフ型スイッチをドライブするドライブ回路とを有し、前記ドライブ回路は、請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載のドライブ回路であることを特徴とする。
本発明によれば、直流電源が供給される電源起動時に、ノーマリオン型スイッチを介して、第2コンデンサと第1コンデンサとに電流が流れて、第2コンデンサが充電されるので、第2コンデンサの両端電圧がハイサイドドライブ回路の電源電圧として供給される。このため、ノーマリオン型スイッチに対して逆バイアスを供給できるので、ノーマリオン型スイッチを使用できる。
実施例1のドライブ回路を有するスイッチング電源装置の構成図である。 実施例1のドライブ回路の各部の動作波形を示す図である。 実施例1のドライブ回路の各部の詳細な動作波形を示す図である。 従来のドライブ回路を有するスイッチング電源装置の一例を示す構成図である。
以下、本発明の実施の形態のドライブ回路及びスイッチング電源装置を図面を参照しながら詳細に説明する。
図1は本発明の実施例1のドライブ回路を有するスイッチング電源装置の構成図である。図1に示すドライブ回路は、図4に示すドライブ回路の起動抵抗RoとダイオードD9に代えて、抵抗R1(電流制限素子)とツェナーダイオードZD1(電圧クランプ素子)とを用いたことを特徴とする。
また、図1に示すスイッチング電源装置は、ハイサイド用にノーマリオン型スイッチを使用している。ノーマリオン型スイッチは、ゲート−ソース間電圧が零電圧でオン状態になり、負電圧でオフ状態になるスイッチである。
ハイサイド用のノーマリオン型スイッチQ5は、SiデバイスのMOSFETからなるノーマリオフ型スイッチQ2と置き換えられて、ノーマリオン型の窒化ガリウム(GaN)デバイスのGaNFETからなる。ノーマリオン型スイッチQ5のソースは、コンデンサC3(第2コンデンサ)の一端とツェナーダイオードZD1のカソードとハイサイドドライブ回路HDRVの正極電源端子(+)と抵抗R2,R3の一端とに接続されている。
コンデンサC3の他端は、ツェナーダイオードZD1のアノードと抵抗R1の一端とハイサイドドライブ回路HDRVの負極電源端子(−)とダイオードD1,D2のアノードとに接続されている。抵抗R1の他端は、ローサイドドライブ回路LDRVの正極電源端子(+)とコンデンサC1(第1コンデンサ)の一端とに接続されている。
コンデンサC3は、ハイサイドドライブ回路HDRVの電源電圧を供給し、コンデンサC1は、ローサイドドライブ回路LDRVの電源電圧を供給する。
ツェナーダイオードZD1は、コンデンサC3の両端電圧を降伏電圧にクランプするものであり、ハイサイドドライブ回路HDRVへの電源電圧を前記降伏電圧で決定している。
その他の構成は、図4に示す従来のドライブ回路及びスイッチング電源装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
なお、発振器OSC、電圧検出回路11は、本発明の制御回路に対応し、ダイオードD7,D8、コンデンサC4は、本発明の整流平滑回路に対応する。
また、発振器OSCからのパルス信号は、本発明のローサイド制御信号に対応し、発振器OSCからのパルス信号を反転したパルス信号は、本発明のハイサイド制御信号に対応する。
次にこのように構成された実施例1のドライブ回路及びスイッチング電源装置の動作を図2及び図3に示す動作波形を参照しながら、詳細に説明する。
図2において、Vc1〜Vc3はコンデンサC1〜C3の両端電圧、Iq3,Iq4はFETQ3,Q4のドレインに流れる電流、VgsQ1はノーマリオフ型スイッチQ1のゲート−ソース間電圧、VgsQ5はノーマリオン型スイッチQ5のゲート−ソース間電圧、OSCは発振器OSCからのパルス信号を示す。図3において、IdQ1はノーマリオフ型スイッチQ1のドレイン電流、Ic2はコンデンサC2に流れる電流、VdsQ1は、ノーマリオフ型スイッチQ1のドレイン−ソース間電圧を示す。
まず、直流電源V1が供給される電源起動時(時刻t0〜t1)は、ノーマリオン型スイッチQ5は、導通状態であるので、V1(正極)→Q5→C3→R1→C1→V1(負極)の経路で電流が流れ、コンデンサC3とコンデンサC1とが充電されるため、電圧Vc1,Vc3が図2に示すように変化する。また、V1(正極)→Q5→P1→C2→V1(負極)の経路で電流が流れ、コンデンサC2が充電されるため、電圧Vc2が上昇する。
このとき、ノーマリオン型スイッチQ5のソース電位に対して、コンデンサC3の電圧Vc3は、負電圧となる。このコンデンサC3の電圧Vc3をハイサイドドライブ回路HDRVの電源電圧とすることで、ノーマリオン型スイッチQ5のソース電位に対して、ハイサイドドライブ回路HDRVがノーマリオン型スイッチQ5のゲート−ソース間に零電圧および負電圧を出力できるので、ノーマリオン型スイッチQ5のゲート電位を逆バイアス(負電圧)にすることができる。即ち、ノーマリオン型スイッチQ5をオン/オフさせることができる。
そして、コンデンサC1の電圧Vc1が発振器OSCとローサイドドライブ回路LDRVの電源電圧として供給され、コンデンサC3の電圧Vc3がハイサイドドライブ回路HDRVの電源電圧として供給され、各部が動作し、制御状態となる(時刻t1以降)。
すると、発振器OSCからのパルス信号の立ち上がり(時刻t2)を反転したパルス信号の立ち下がりに同期して、FETQ4に電流Iq4が流れて、フリップフロップ回路FF1にリセット信号が入力されるため、ノーマリオン型スイッチQ5はオフされる。また、発振器OSCからのパルス信号の立ち上がり(時刻t2)に同期して、ノーマリオフ型スイッチQ1がオンする。
次に、発振器OSCからのパルス信号の立ち下がり(時刻t3)を反転したパルス信号の立ち上がりに同期して、FETQ3に電流Iq3が流れて、フリップフロップ回路FF1にセット信号が入力されるため、ノーマリオン型スイッチQ5はオンされる。また、発振器OSCからのパルス信号の立ち下がり(時刻t3)に同期して、ノーマリオフ型スイッチQ1がオフする。時刻t2〜t3は、ノーマリオン型スイッチQ5のオフ期間であるため、コンデンサC3の電圧Vc3は元の電圧よりも放電される。
次に、発振器OSCからのパルス信号の立ち上がり(時刻t4)を反転したパルス信号の立ち下がりに同期して、FETQ4に電流Iq4が流れて、フリップフロップ回路FF1にリセット信号が入力されるため、ノーマリオン型スイッチQ5はオフされる。また、発振器OSCからのパルス信号の立ち上がり(時刻t4)に同期して、ノーマリオフ型スイッチQ1がオンする。時刻t3〜t4は、ノーマリオン型スイッチQ5のオン期間であるため、コンデンサC3の電圧Vc3は元の電圧に充電される。
このようにして、コンデンサC3の電圧Vc3がハイサイドドライブ回路HDRVに供給されて、ノーマリオン型スイッチQ5がオン/オフされる。
次に、図3を参照しながらスイッチング電源装置の電流共振動作を説明する。
まず、時刻t10〜t12において、ノーマリオフ型スイッチQ1をオンすると、共振用コンデンサC2が放電するように、電流Ic2が流れる。時刻t10〜t12では、C2→P1→Q1→C2の経路で共振電流IdQ1が流れる。時刻t10〜t11の負電流は、ダイオードD6に流れる電流である。
このとき、トランスT1の二次側では、S2→D8→C4→S2の経路で電流が流れて、図示しない負荷に電力が供給される。
次に、時刻t13〜t15において、ノーマリオン型スイッチQ5をオンすると、コンデンサC2が充電するように、電流Ic2が流れる。時刻t13〜t15では、V1(正極)→Q5→P1→C2→V1(負極)の経路で共振電流IdQ5が流れる。時刻t13〜t14の負電流は、ダイオードD5に流れる電流である。
このとき、トランスT1の二次側では、S1→D7→C4→S1の経路で電流が流れて、図示しない負荷に電力が供給される。
このように、実施例1のドライブ回路によれば、電源起動時に、ノーマリオン型スイッチQ5がオンして、コンデンサC3、抵抗R1、コンデンサC1の順に電流が流れて、コンデンサC3が充電されるので、コンデンサC3の両端電圧がハイサイドドライブ回路HDRVの電源電圧として供給される。このため、ノーマリオン型スイッチQ5を使用できる。
また、実施例1のスイッチング電源装置によれば、ハイサイド用にGaNFETからなるノーマリオン型スイッチを使用することで、SiデバイスのMOSFETと比較してスイッチング損失を低減することができる。
また、図1において、トランスT1の一次巻線P1と共振用コンデンサC2との直列回路を、ノーマリオフ型スイッチQ1のドレイン−ソース間からノーマリオン型スイッチQ5のドレイン−ソース間に接続を変えても良い。このような場合にも実施例1のスイッチング電源装置と同様な動作及び効果が得られる。
本発明は、電源装置に適用可能である。
V1 直流電源
T1 トランス
P1 一次巻線
S1 第1の二次巻線
S2 第2の二次巻線
Q1,Q2 ノーマリオフ型スイッチ
Q5 ノーマリオン型スイッチ
Q3,Q4 FET
OSC 発振器
INV インバータ
OST1,OST2 ワンショット回路
D1〜D9 ダイオード
C1〜C4 コンデンサ
FF1 フリップフロップ回路
R0 起動抵抗
R1〜R5 抵抗
LDRV ローサイドドライブ回路
HDRV ハイサイドドライブ回路
11 電圧検出回路
ZD1 ツェナーダイオード
LST レベルシフト回路

Claims (4)

  1. 互いに直列に接続されて直流電源に並列に接続されるハイサイドのノーマリオン型スイッチおよびローサイドのノーマリオフ型スイッチをドライブするドライブ回路であって、
    ハイサイド制御信号を所定の信号レベルに変換するレベルシフト回路と、
    前記レベルシフト回路により所定の信号レベルに変換されたハイサイド制御信号により前記ノーマリオン型スイッチをドライブするハイサイドドライブ回路と、
    ローサイド制御信号により前記ノーマリオフ型スイッチをドライブするローサイドドライブ回路と、
    前記ノーマリオン型スイッチと前記ノーマリオフ型スイッチとの接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、第2コンデンサと第1コンデンサとが直列に接続された直列回路とを有し、
    前記第2コンデンサから前記ハイサイドドライブ回路の電源電圧が供給され、前記第1コンデンサから前記ローサイドドライブ回路の電源電圧が供給されることを特徴とするドライブ回路。
  2. 前記直列回路は、前記第2コンデンサに並列に電圧クランプ素子が接続されていることを特徴とする請求項1記載のドライブ回路。
  3. 前記直列回路は、前記第2コンデンサおよび前記第1コンデンサに直列に電流制限素子が接続されていることを特徴とする請求項2記載のドライブ回路。
  4. 互いに直列に接続されて直流電源に並列に接続されたハイサイドのノーマリオン型スイッチおよびローサイドのノーマリオフ型スイッチと、
    互いに直列に接続されて前記ノーマリオン型スイッチ又は前記ノーマリオフ型スイッチに並列に接続されたトランスの一次巻線および共振用コンデンサと、
    前記トランスの二次巻線に発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
    前記整流平滑回路の出力電圧に基づきハイサイド制御信号およびローサイド制御信号を生成する制御回路と、
    前記ハイサイド制御信号および前記ローサイド制御信号に基づき前記ノーマリオン型スイッチおよび前記ノーマリオフ型スイッチをドライブするドライブ回路とを有し、
    前記ドライブ回路は、請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載のドライブ回路であることを特徴とするスイッチング電源装置。
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