JP2012120362A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】負荷の変動に対してオン・オフの比率の変化がほとんど無く負荷応答特性を良くし、低ノイズで高効率なＤＣ−ＤＣコンバータ。
【解決手段】直流電源Ｖｉｎの両端に接続され、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された第１直列回路と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路１０と、第１スイッチング素子の両端に接続され、第１コンデンサＣｉと第１リアクトルＬｓと第１リアクトルの値よりも大きい第２リアクトルＬｌとが直列に接続された第２直列回路と、第２リアクトルの両端電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路Ｄｏ，Ｃｏとを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷の過渡応答に優れたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図１０に従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す。図１０において、直流電源Ｖｉには、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ１の両端にはリアクトルＬと平滑コンデンサＣｏとの直列回路が並列に接続されている。制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフする。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端から出力電圧Ｖｏが得られる。

即ち、このＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ２とリアクトルＬとスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードと平滑コンデンサＣｏからなる一般的な降圧チョッパ回路からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ１のＭＯＳ−ＦＥＴ部をスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードの導通期間に合わせてスイッチングすることにより、同期整流型の降圧チョッパ回路としたものである。

このＤＣ−ＤＣコンバータは以下のように動作する。まず、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、制御回路１０ａからのゲートドライブ信号ＬＤ，ＨＤによりスイッチング制御されている。図１１に制御回路１０ａの詳細な構成図を示す。制御回路１０ａは、基準周波数となる三角波発振器ＯＳＣ、ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰ、誤差増幅器としてのオペアンプＯＡＭＰ、基準電圧Ｅs、抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒｆ、コンデンサＣｆ、インバータＩＮＶ、デットタイム生成回路ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２を有している。

ＦＢ（フィードバック）端子は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏをフィードバック電圧として入力する。オペアンプＯＡＭＰは、ＦＢ端子から抵抗Ｒｓを介して入力されたフィードバック電圧と基準電圧ＥＳとを比較し、比較出力を誤差信号としてコンパレータＣＯＭＰの非反転端子に出力する。

コンパレータＣＯＭＰは、オペアンプＯＡＭＰからの誤差信号と三角波発振器ＯＳＣからの三角波信号とを比較してＰＷＭ信号を生成する。デット生成回路ＤＴ２は、ＰＷＭ信号に所定のデットタイムを付加し、レベルシフト回路ＬＳＴは、所定のデットタイムが付加されたＰＷＭ信号を所定のレベルに変換し、バッファ回路ＢＵＦ２は所定のレベルに変換されたＰＷＭ信号をハイサイドゲートドライブ信号ＨＤとしてスイッチング素子Ｑ２のゲートに出力するので、スイッチング素子Ｑ２がオン／オフ制御される。

一方、インバータＩＮＶはＰＷＭ信号を反転し、デットタイム生成回路ＤＴ１は、ＰＷＭ信号に対してデッドタイムを付加し、バッファ回路ＢＵＦ１はデットタイムが付加されたＰＷＭ信号をローサイドゲートドライブ信号ＬＤとしてスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力するので、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフとは相補的に、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ制御される。図１２に制御回路１０ａの各部の波形を示す。

図１３に従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す。図１３（ａ）は重負荷、図１３（ｂ）は中負荷、図１３（ｃ）は軽負荷を示している。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、直流電源ＶｉからリアクトルＬに電圧ＶＬが印加される。

ＶＬ＝入力電圧Ｖｉ−出力電圧Ｖｏであり、リアクトルＬには昇り勾配の電流ＩＬが流れる。スイッチング素子Ｑ２がオフすると、それまでスイッチング素子Ｑ２に流れていた電流がスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに転流する。このとき、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、その電流ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のＭＯＳ−ＦＥＴ部に流れる。このときの飽和電圧Ｖｒｏｎ（Ｑ１）は、
Ｖｒｏｎ＝リアクトル電流ＩＬ×スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗Ｒｏｎ
となるので、オン抵抗Ｒｏｎの小さなＭＯＳ−ＦＥＴを選定することにより、寄生ダイオードのＶｆより小さい飽和電圧となり、スイッチング素子Ｑ１がオン時の損失が低減される。

スイッチング素子Ｑ１の電流がスイッチング素子Ｑ１がオフ時においても電流ＩＬが流れている連続電流モードでは、図１３（ａ）、図１３（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン幅はほぼ変動しない。

図１４に従来のＤＣ−ＤＣコンバータの他の一例を示す。図１４に示す例は、直流電源Ｖｉの両端にスイッチング素子Ｑ１とリアクトルＬとの直列回路が接続され、リアクトルＬの一端にはダイオードのカソードが接続され、リアクトルＬの他端には平滑コンデンサの正極が接続されている。ダイオードＤｏのアノードと平滑コンデンサＣｏの負極とは抵抗Ｒａの一端に接続され、抵抗Ｒａの他端は制御回路１０ｂのＦＢ端子に接続されている。

図１５に図１４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ内の制御回路の詳細な構成ブロック図を示す。制御回路１０ｂは、三角波発振器ＯＳＣ、ＰＷＭコンパレータＣＯＭＰ、オペアンプＯＡＭＰ、基準電圧Ｅs、基準電圧Ｅｂ、抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｆ、コンデンサＣｆ、デットタイム生成回路ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ２を有している。図１６に図１５に示す制御回路の各部の波形を示す。図１７に図１４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す。

なお、従来の技術として、例えば、特許文献１に記載された技術が知られている。

特開２００９−４４８１４号公報

しかしながら、負荷が軽くなると、図１３（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオフ時に電流がなくなる不連続電流モードに移行する。即ち、負荷の消費電力が１回のスイッチングでリアクトルＬに蓄えられるエネルギ以下となった場合に、スイッチング素子Ｑ２のオン幅を狭くする必要がある。このため、重負荷と軽負荷を行き来するような負荷急変ではオペアンプＯＡＭＰの応答特性が間に合わず、出力電圧Ｖｏが下がったり、上がったりする問題点があった。この応答特性を補うために平滑コンデンサＣｏの容量を著しく大きくするなどの対策が必要であった。

また、オペアンプＯＡＭＰの過渡応答を早くすることは、全体のフィードバック系の位相マージンを減らすこととなり、制御系の不安定を引き起こす問題があった。

本発明は、負荷の変動に対してオン・オフの比率の変化がほとんど無く負荷応答特性を良くし、低ノイズで高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、前記第１スイッチング素子の両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルと前記第１リアクトルの値よりも大きい第２リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、前記第２リアクトルの両端電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１スイッチング素子の両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルと第１リアクトルの値よりも大きい第２リアクトルとが直列に接続された第２直列回路を設け、第２リアクトルの電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出すので、負荷の変動に対して各スイッチング素子のオン・オフの比率の変化がほとんど無く負荷応答特性を良くし、低ノイズで高効率なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 実施例１のＤＣ−ＤＣのコンバータの制御回路の詳細な構成ブロック図である。 図２に示す制御回路の各部の波形を示す図である。 実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す図である。 本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 実施例２のＤＣ−ＤＣのコンバータの制御回路の詳細な構成ブロック図である。 図６に示す制御回路の各部の波形を示す図である。 実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す図である。 実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のより詳細な波形を示す図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路構成図である。 図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータ内の制御回路の詳細な構成ブロック図である。 図１１に示す制御回路の各部の波形を示す図である。 図１０に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの他の一例を示す回路構成図である。 図１４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ内の制御回路の詳細な構成ブロック図である。 図１５に示す制御回路の各部の波形を示す図である。 図１４に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す図である。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図１において、直流電源Ｖｉの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）との直列回路（第１直列回路）が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１の両端には、電圧共振コンデンサＣｖが接続されるとともに、電流共振コンデンサＣｉとリアクトルＬｓとリアクトルＬｌとの直列回路（第２直列回路）が接続されている。リアクトルＬｌの両端には、ダイオードＤｏと平滑コンデンザＣｏの直列回路が並列に接続されている。ダイオードＤｏと平滑コンデンザＣｏとは半波整流平滑回路を構成している。

ダイオードＤｏのカソードと平滑コンデンサＣｏの正極は制御回路１０のＦＢ端子に接続されている。平滑コンデンサＣｏの負極は、直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端から出力電圧Ｖｏが得られる。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、制御回路１０からのゲートドライブ信号ＬＤ，ＨＤによりスイッチング制御されている。図２に制御回路１０の詳細な構成図を示す。

制御回路１０は、可変周波数発振器ＶＣＯ、ワンショット回路ＯＳＴ、誤差増幅器としてのオペアンプＯＡＭＰ、基準電圧Ｅｓ、抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒｆ、コンデンサＣｆ、インバータＩＮＶ、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２を有している。

オペアンプＯＡＭＰは、反転入力端子と出力端子とに抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路が接続され、ＦＢ端子から抵抗Ｒｓを介して入力されたフィードバック電圧と基準電圧Ｅｓとを比較し、比較出力を誤差信号として可変周波数発振器ＶＣＯに出力する。

可変周波数発振器ＶＣＯは、オペアンプＯＡＭＰからのＯＡＭＰ出力電圧を周波数が可変されたパルス信号に変換し、例えば、ＯＡＭＰ出力電圧が大きくなるに従って、より低い周波数を持つパルス信号（図３に示すＶＣＯ）を生成する。

ワンショット回路ＯＳＴは、可変周波数発振器ＶＣＯからの周波数が可変されたパルス信号の各パルス毎に、パルスの立ち上がり時から一定時間だけＨレベルを持つワンショット信号（図３に示すＯＳＴ）を発生する。インバータＩＮＶは、ワンショット回路ＯＳＴからのワンショット信号を反転した反転信号（図３に示すＩＮＶ）を生成する。デット生成回路ＤＴ１は、インバータＩＮＶからのワンショット信号に所定のデットタイムを付加する。このデットタイム信号（図３に示すＤＴ１）はバッファ回路ＢＵＦ１を介してスイッチング素子Ｑ１の制御信号であるローサイドゲートドライブ出力ＬＤとなる。

デット生成回路ＤＴ２は、ワンショット回路ＯＳＴからの各ワンショットパルスに所定のデットタイムを付加し、レベルシフト回路ＬＳＴに出力する。レベルシフト回路ＬＳＴは、所定のデットタイムが付加されたパルス信号を所定のレベルに変換する。このデットタイム信号ＤＴ２（図３に示すＤＴ２）は、バッファ回路ＢＵＦ２を介してスイッチング素子Ｑ２の制御信号であるハイサイドゲートドライブ出力ＨＤとなる。

図４に実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す。図４（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎが高く重負荷時の波形、図４（ｂ）は、入力電圧が中くらいで重負荷時の波形、図４（ｃ）は、入力電圧が低く重負荷時の波形、図４（ｄ）は、入力電圧が中くらいで軽負荷時の波形を示している。

図４において、ＩＣｉはコンデンサＣｉに流れる電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流である。

次に、このように構成された実施例１の動作を図４の各部の波形を参照しながら詳細に説明する。

まず、時刻ｔ０〜ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉ−Ｑ２−Ｃｉ−Ｌｓ−Ｌｌ−Ｖｉの経路で第１の共振電流ＩＣｉ，ＩＱ２が流れる。さらに、ダイオードＤｏがオンして、Ｖｉ−Ｑ２−Ｃｉ−Ｌｓ−Ｄｏ−Ｃｏ−Ｖｉの経路に第２の共振電流が流れる。第２の共振電流により平滑コンデンサＣｏに蓄えられたエネルギが出力電圧Ｖｏとして負荷へ供給される。

第１の共振電流ＩＣｉ，ＩＱ２は、コンデンサＣｉとリアクトル（Ｌｓ＋Ｌｌ）との共振周波数の共振電流となる。ここでは、Ｌｓ＜＜Ｌｌに設定するため、その共振周波数ｆ１は、以下の式となる。

共振周波数ｆ１は、リアクトルＬｌを大きくすることにより、スイッチング周波数より遥かに低い周波数となり、正弦波の一部の直線状として観測される。

第２の共振電流は、コンデンサＣｉとコンデンサＣｏとが直列に接続された直列コンデンサ（Ｃｉ/ /Ｃｏ）とリアクトルＬｓとの共振周波数の共振電流である。一般的にＣｉ＜＜Ｃｏであるため、その共振周波数ｆ２は、以下の式となる。

周波数ｆ２は、リアクトルＬｓを小さくすることにより、ワンショット回路ＯＳＴのオン幅に正弦波の半周期が現れるように設定する。

時刻ｔ１〜ｔ２において、ダイオードＤｏがオフとなってからスイッチング素子Ｑ２がオフする。すると、スイッチング素子Ｑ２に流れていた電流ＩＱ２は電圧共振コンデンサＣｖに転流し、第１の共振電流により蓄えられたエネルギーで電圧擬似共振が発生する。この共振周波数ｆ、以下の式となる。

これにより、電圧共振コンデンサＣｖがゼロボルトまで放電すると、電流の極性が反転し、電流がスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに転流する。このスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とがそれぞれオフしているデッドタイム期間のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに電流が流れている間（図４の電流ＩＱ１の負電流期間）に、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチングが達成される。

時刻ｔ２〜ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、主にコンデンサＣｉに蓄えられたエネルギを電圧ソースとして、Ｃｉ−Ｑ１−Ｌｌ−Ｌｓ−Ｃｉの経路で第１の共振電流ＩＱ１，ＩＣｉが流れる。電流ＩＱ１は直線的に増加し、電流ＩＣｉはコンデンサＣｉが放電するため、減少する。スイッチング素子Ｑ１がオンした時には、ダイオードＤｏは逆バイアスとなるため、第２の共振電流は流れない。

時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１に流れていた電流ＩＱ１は電圧共振コンデンサＣｖに転流し、第１の共振電流による電圧擬似共振が発生する。これにより、電圧共振コンデンサＣｖが直流電源Ｖｉの電圧まで充電されると、電流がスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードに転流する。

このスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とがそれぞれオフしているデッドタイム期間のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードに電流が流れている間（図４の電流ＩＱ２の負電流期間）にスイッチング素子Ｑ２をオンさせることによりスイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチングが達成される。

なお、図４（ａ）〜図４（ｄ）では、入力電圧Ｖｉの電圧値に応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン時間は一定とし、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は可変としている。

出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン・オフの比率で制御される。Ｌｌ＞＞Ｌｓから、共振を維持できる期間においては、
Ｖｏ≒Ｖｉ−ＶＣｉ
Ｖｏ≒Ｖｉ×DQ1 （DQ1は、Q1のオン比率） （１）
と表わせる。式（１）から、負荷電流と出力電圧Ｖｏは、直接関係が無く、負荷電流の変化に対してスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン・オフ比率はほとんど変化しない。実際の回路ではラインドロップや半導体素子の抵抗分などによる電圧降下が発生するため、これらを補うために僅かにオン・オフ比率が変化する。

このように、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング素子Ｑ１の両端に接続され、コンデンサＣｉとリアクトルＬｓとリアクトルＬｓの値よりも大きいリアクトルＬｌとが直列に接続された第２直列回路を設け、リアクトルＬｌの電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出すので、負荷の変動に対してスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのオン・オフ比率の変化がほとんど無く、負荷応答特性は他に類を見ないほど優れている。即ち、制御系で応答する必要が無く、回路方式自体に応答能力を有している。

また、適切な回路設計を行うことにより、全ての入出力条件において、電流共振および電圧擬似共振が可能となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゼロボルトスイッチングを実現できる。このため、効率が良く、ノイズの少ないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。特に、スイッチング動作は、共振動作であるため、スイッチングロスが少なく、高周波化が容易であり、リアクトルを小型化できる。

また、ダイオードＤｏがオフとなってからスイッチング素子Ｑ２がオフするので、ダイオードＤｏがオフ時のリカバリー電流が流れないという効果がある。

また、負荷に流れる電流は、リアクトルＬｌに電流として通過しないので、リアクトルＬｌの電流定格は小さくてよく、リアクトルＬｌを小型化できる。また、Ｃｉ−Ｌｓ−Ｄｏ−Ｃｏの経路で負荷に電力が供給されるので、トランスを用いなくても済む。

図５は、本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図５に示す実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、リアクトルＬｓとリアクトルＬｌとの接続点にダイオードＤｏのカソードを接続し、ダイオードＤｏのアノードと平滑コンデンサＣｏの負極と抵抗Ｒａの一端とを出力電圧端子Ｖｏの正極に接続し、平滑コンデンサＣｏの正極を出力電圧端子Ｖｏの負極と直流電源Ｖｉｎの負極と制御回路１１のグランドＧとに接続し、抵抗Ｒａの他端を制御回路１１のＦＢ端子に接続した点が異なる。

図６に制御回路１１の構成を示す。制御回路１１は、可変周波数発振器ＶＣＯ、ワンショット回路ＯＳＴ、オペアンプＯＡＭＰ、基準電圧Ｅｓ、抵抗Ｒｓ、抵抗Ｒｆ、コンデンサＣｆ、バイアス電圧Ｅｂ、抵抗Ｒｂ、抵抗Ｒｃ、インバータＩＮＶ、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２を有している。

制御回路１１は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒａを介してＦＢ端子にて検出する。バイアス電圧ＥｂとＦＢ端子との間には抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃとの直列回路が接続される。オペアンプＯＡＭＰは、抵抗Ｒｂと 抵抗Ｒｃとの接続点における電圧と、抵抗Ｒｓを介して印加された基準電圧Ｅｓとを比較し誤差信号として可変周波数発振器ＶＣＯに出力する。

また、図２に示す制御回路１０では、インバータＩＮＶがデットタイム生成回路ＤＴ１の前段に設けられたが、図６に示す制御回路１１では、インバータＩＮＶがデットタイム生成回路ＤＴ２の前段に設けられている点が異なる。図６に示す可変周波数発振器ＶＣＯ、ワンショット回路ＯＳＴ、インバータＩＮＶ、デットタイム生成器ＤＴ１，ＤＴ２、レベルシフト回路ＬＳＴ、バッファ回路ＢＵＦ１，ＢＵＦ２は、図２に示すそれらと同じであるので、ここではその説明は省略する。図７に制御回路１１の各部の波形を示す。

図８に実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形を示す。図８（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎが高く重負荷時の波形、図８（ｂ）は、入力電圧が中くらいで重負荷時の波形、図８（ｃ）は、入力電圧が低く重負荷時の波形、図８（ｄ）は、入力電圧が中くらいで軽負荷時の波形を示している。

次に、このように構成された実施例２の動作を図８の各部の波形を参照しながら詳細に説明する。

まず、時刻ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉ−Ｑ２−Ｃｉ−Ｌｓ−Ｌｌ−Ｖｉの経路で第１の共振電流が流れる。第１の共振電流は、Ｃｉと（Ｌｓ＋Ｌｌ）の共振周波数の共振電流となる。ここでは、Ｌｓ＜＜Ｌｌに設定するため、その共振周波数ｆ１は、以下の式となる。

共振周波数ｆ１は、リアクトルＬｌを大きくすることにより、スイッチング周波数より遥かに低い周波数となり正弦波の一部の直線状として観測される。

時刻ｔ１１において、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、スイッチング素子Ｑ２に流れていた電流は電圧共振コンデンサＣｖに転流し、第１の共振電流による電圧擬似共振が発生する。これにより電圧共振コンデンサＣｖがゼロボルトまで放電すると、電流の極性が反転し、電流がスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに転流する。このスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２がそれぞれオフしているデッドタイム期間のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードに電流が流れている間（図８の電流ＩＱ１の負電流期間）にスイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、スイッチング素子Ｑ１のゼロボルトスイッチングが達成される。

時刻ｔ１２において、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、主にコンデンサＣｉに蓄えられたエネルギを電圧ソースとして、Ｃｉ−Ｑ１−Ｌｌ−Ｌｓ−Ｃｉの経路で第１の共振電流が流れる。さらに、Ｃｉ−Ｑ１−Ｃｏ−Ｄｏ−Ｌｓ−Ｃｉの経路に第２の共振電流が流れる。第２の共振電流により平滑コンデンサＣｏにエネルギを蓄えて出力電圧Ｖｏとして負荷へ供給される。

第１の共振電流は、Ｃｉと（Ｌｓ＋Ｌｌ）の共振周波数の共振電流となる。ここでは、Ｌｓ＜＜Ｌｌに設定するため、その共振周波数ｆ１は以下の式となる。

共振周波数ｆ１は、リアクトルＬｌを大きくすることにより、スイッチング周波数より遥かに低い周波数となり正弦波の一部の直線状として観測される。

第２の共振電流は、直列コンデンサ（Ｃｉ//Ｃｏ）とＬｓの共振周波数の共振電流である。一般的にＣｉ＜＜Ｃｏであるため、その共振周波数ｆ２は、以下の式となる。

共振周波数ｆ２は、リアクトルＬｓを小さくすることにより、ワンショット回路ＯＳＴのオン幅に正弦波の半周期が現れるように設定する。

時刻ｔ１３において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１に流れていた電流は電圧共振コンデンサＣｖに転流し、第１の共振電流による電圧擬似共振が発生する。これにより、電圧共振コンデンサＣｖが直流電源Ｖｉの電圧まで充電すると、電流がスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードに転流する。このスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とがそれぞれオフしているデッドタイム期間のＱ２の寄生ダイオードに電流が流れている間（図８の電流ＩＱ２の負電流期間）にスイッチング素子Ｑ２をオンさせることにより、スイッチング素子Ｑ２のゼロボルトスイッチングが達成される。

出力電圧Ｖｏは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２のオン・オフの比率で制御される。

Ｌｌ＞＞Ｌｓから、共振を維持できる期間においては、
Ｖｏ≒ＶＣｉ
Ｖｏ≒Ｖｉ×DQ2 （DQ2は、Q２のオン比率） （２）
と表わせる。式（２）から、負荷電流と出力電圧は、直接関係が無く、負荷電流の変化に対してスイッチング素子Ｑ１とＱ２のオン・オフ比率はほとんど変化しない。実際の回路ではラインドロップや半導体素子の抵抗分などによる電圧降下が発生するため、これらを補うために僅かにオン・オフ比率が変化する。

図９に実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部のより詳細な波形を示す。図９では、図８に示す各部の波形にさらに、ダイオードＤｏの電流ＩDo、ダイオードＤｏの電圧ＶDOが示されている。

図９からもわかるように、時刻ｔ１５において、ダイオードＤｏがオフとなってから時刻ｔ１６にスイッチング素子Ｑ２をオンさせている。このため、ダイオードＤｏがオフ時のリカバリー電流が流れないという効果がある。

また、負荷に流れる電流は、リアクトルＬｌに電流として通過しないので、リアクトルＬｌの電流定格は小さくてよく、リアクトルＬｌを小型化できる。また、Ｃｉ−Ｌｓ−Ｄｏ−Ｃｏの経路で負荷に電力が供給されるので、トランスを用いなくても済む。

このように、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

本発明は、スイッチング電源装置等のコンバータに適用可能である。

Ｖｉ 直流電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
１０，１０ａ，１０ｂ，１１ 制御回路
Ｃｉ，Ｃｆ コンデンサ
Ｃｖ 電圧共振コンデンサ
Ｌｌ，Ｌｓ リアクトル
Ｄｏ ダイオード
Ｃｏ 平滑コンデンサ
ＯＡＭＰ オペアンプ
ＯＳＴ ワンショット回路
ＩＮＶ インバータ
ＤＴ１，ＤＴ２ デットタイム生成回路
ＢＵＦ１，ＢＵＦ２ バッファ回路
ＬＳＴ レベルシフト回路
ＶＣＯ 可変周波数発振器
Ｒｓ，Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｆ 抵抗

Claims (5)

1. 直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にオン・オフさせる制御回路と、
   前記第１スイッチング素子の両端に接続され、第１コンデンサと第１リアクトルと前記第１リアクトルの値よりも大きい第２リアクトルとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記第２リアクトルの両端電圧を整流平滑して直流出力電圧を取り出す整流平滑回路と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記整流平滑回路は、整流素子と平滑素子とからなる半波整流平滑回路であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記第２リアクトルの一端が、前記直流電源の一端に接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記直流電源の一端と前記直流出力電圧の一端が、それぞれ同一極性により接続されることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記直流電源の一端と前記直流出力電圧の一端が、それぞれ逆極性により接続されることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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