JP2012105485A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流電圧と交流電圧の双方向型電力変換装置では、高圧の中間直流部に大容量の電解コンデンサと電力容量の大きい放電抵抗が必要であり、装置が大きく、コストが高くなるという問題があった。
【解決手段】 切替スイッチ２と、チョッパリアクトル３と、４つの片方向スイッチＳ１〜Ｓ４をブリッジ接続した双方向コンバータ部を備え、切替スイッチ２で直流電源の正極をチョッパリアクトル３に接続すると、直流電源の直流電圧を双方向コンバータ部４により直接 交流電圧に変換し、切替スイッチ２で直流電源の負極をチョッパリアクトル３に接続すると、交流電圧を双方向コンバータ部４により直接 直流電圧に変換できる電力変換装置を提供する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流と交流を双方向に変換する電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置は、商用電源接続するか負荷に接続するかを切り替える切替スイッチと、チョークコイルとフィルタコンデンサで構成されたローパスフィルタと、充放電リアクトルと、４つの半導体スイッチ素子と４つダイオードで構成される双方向コンバータと、平滑コンデンサと、ダイオードと、半導体スイッチ素子と充電リアクトルと還流ダイオードとで構成される降圧チョッパと、直流電圧検出部と、直流電流検出部と、降圧チョッパに接続される蓄電デバイスとを備える。そして、蓄電デバイスを充電するときは、切替スイッチを切り替えて商用電源を接続し、双方向コンバータを昇圧チョッパとして動作させ、商用電圧を昇圧させ中間直流電圧に変換した上で、降圧チョッパで中間直流電圧を降圧して蓄電デバイスを充電する。また蓄電デバイスを放電するときは、切替スイッチを切り替えて負荷を接続し、蓄電デバイスの直流電圧をダイオードを介して直接双方向コンバータに入力して降圧チョッパをバイパスし、双方向コンバータで交流電圧に変換し、商用電源に供給する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−０８４６７６号公報（第６頁、図１）

しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置では、充電動作時は、交流電源の交流を一旦コンバータ部で直流へ変換し、その直流を降圧チョッパで蓄電デバイスに適合する直流に降圧して変換していた。
このように中間直流部が必要となり、大容量の電解コンデンサと電力容量の大きい放電抵抗が必要であり装置が大きくなり、コストも高くなる問題があった。また、電解コンデンサは寿命品であり、定期的な部品交換が必要になるという問題があった。
そこで本発明は中間直流部を無くし大容量の電解コンデンサを必要とせずに、蓄電デバイスからの直流電圧を昇圧し、直接交流電圧に変換し負荷へ供給することができ、また、蓄電デバイスの電力が減少した場合には、交流電圧を降圧し、直接低圧直流電圧へと変換し蓄電デバイスを充電することができる小型で低コストかつ長寿命の双方向型の電力変換装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明の一の観点によれば、ブリッジ接続された４つの片方向スイッチを備え直流と交流を双方向に変換可能な双方向コンバータ部を備え、双方向コンバータ部の直流接続端の一端に一端を接続したチョッパリアクトルと、チョッパリアクトルの他端と双方向コンバータ部の直流接続端の他端を出力側に接続し、直流電源を入力側に接続し、入力二線と出力二線の接続関係を相互に切り替える切替スイッチと、切替スイッチの出力二線間の電圧を検出する直流電圧検出器と、双方向コンバータ部の交流接続端に並列に接続されたコンデンサと、双方向コンバータ部の交流接続端の電圧を検出する交流電圧検出器と、交流前記双方向コンバータに制御信号を出力する制御器と、を備え、
切替スイッチの状態を示す極性切替信号と、直流電圧検出器の検出した直流電圧検出値と、交流電圧指令と、交流電圧検出器の検出した交流電圧検出値と、第１の直流電圧指令とに基づき、双方向コンバータ部に制御信号を出力する制御器と、を備えた電力変換装置が適用される。

また、第一の観点において、制御器は、極性切替信号が、直流電源の正極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、直流電圧検出値と、交流電圧指令とを出力し、極性選択信号が、直流電源の負極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、交流電圧検出値と、直流電圧指令を出力するモード選択器と、モード選択器の出力が直流電圧検出値と、交流電圧指令とのとき、これらに基づき直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する制御信号を生成し、モード選択器の出力が交流電圧検出値と、直流電圧指令とのとき、これらに基づき前記双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する制御信号を生成するＰＷＭ部と、を備えた電力変換装置とすることができる。

また、本発明の第二の観点によれば、ブリッジ接続された４つの片方向スイッチを備え直流と交流を双方向に変換可能な双方向コンバータ部を備え、双方向コンバータ部の直流接続端の一端に一端を接続したチョッパリアクトルと、チョッパリアクトルの他端と双方向コンバータ部の直流接続端の他端を出力側に接続し、蓄電デバイスを入力側に接続し、入力二線と出力二線の接続関係を相互に切り替える切替スイッチと、切替スイッチの出力二線間の電圧を検出する直流電圧検出器と、双方向コンバータ部の交流接続端に並列に接続されたコンデンサと、双方向コンバータ部の交流接続端の電圧を検出する交流電圧検出器と、交流前記双方向コンバータに制御信号を出力する制御器と、を備え、切替スイッチの状態を示す極性切替信号と、交流電圧指令と、交流電圧検出器の検出した交流電圧検出値と、第１の直流電圧指令とに基づき、双方向コンバータ部に制御信号を出力する制御器と、を備えた電力変換装置が適用される。

また上記第二の観点において、制御器は、極性切替信号が、直流電源の正極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、直流電圧検出値と、交流電圧指令とを出力し、極性選択信号が、直流電源の負極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、交流電圧検出値と、直流電圧指令を出力するモード選択器と、モード選択器の出力が直流電圧検出値と、交流電圧指令とのとき、これらに基づき蓄電デバイスの直流電圧を交流電圧に変換し蓄電デバイスを放電する制御信号を生成し、モード選択器の出力が交流電圧検出値と、直流電圧指令とのとき、これらに基づき双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し蓄電デバイスを充電する制御信号を生成するＰＷＭ部と、を備えた電力変換装置とすることができる。

また上記第二の観点において、双方向コンバータ部の直流接続端の電流を検出する直流電流検出器をさらに備え、制御器は、直流電圧検出値から充電電流指令を出力する充電電流設定器と、充電電流設定器の出力と直流電流検出器の出力である直流電流検出値が入力される電流制御器と、電流制御器の出力と直流電圧検出器を加算する加算器と、をさらに備え、モード選択部は、極性選択信号が、蓄電デバイスの負極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、交流電圧検出値と、加算器の出力とに基づき、双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し蓄電デバイスを充電する制御信号を生成する電力変換装置とすることができる。

また、第一または第二の観点において、ＰＷＭ部は、極性切替信号が、直流電源の正極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、交流電圧指令が直流電圧検出値以上のとき、直流電源の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する制御信号を生成し、交流電圧指令が直流電圧検出値未満のとき、正負の値をもつダイポーラパルスを交流側に出力する制御信号を生成する電力変換装置とすることができる。

また、第一または第二の観点において、ＰＷＭ部は、極性切替信号が、直流電源の負極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、第１の直流電圧指令が交流電圧検出値以下のとき、交流電源の交流電圧を降圧して直流電圧に変換する制御信号を生成し、第１の直流電圧指令が交流電圧検出値を超えるとき、ゼロである直流電圧を直流側に出力する制御信号を生成する電力変換装置とすることができる。

また、第一または第二の観点において、ＰＷＭ部は、第１の直流電圧指令が交流電圧検出値以下のとき、第１の直流電圧指令を増加して第２の直流電圧指令を生成し、直流側に出力される直流電圧の時間平均値を、第１の直流電圧指令に一致させる電力変換装置とすることができる。

また、上記第一または第二の観点において、片方向スイッチは、半導体スイッチ素子とダイオードを直列接続して構成される電力変換装置とすることができる。

さらに、上記第一または第二の観点において、片方向スイッチは逆阻止型自己消弧素子である電力変換装置とすることができる。

本発明によると、従来必要であった中間直流部が無くなり、コンデンサは交流回路にのみ設けられ、大型で大容量の電解コンデンサを使うことのない、小型、低コスト、長寿命の双方向型の電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態における電力変換装置のブロック図 同実施形態に係る電力変換装置の双方向コンバータ部へのゲート信号の動作説明図（その１） 同実施形態に係る電力変換装置の制御器ブロック図 同実施形態に係る電力変換装置の双方向コンバータ部へのゲート信号の動作説明図（その２） 同実施形態に係る交流電源の交流電圧と直流電圧指令の波形図 本発明の第２実施形態における電力変換装置のブロック図 同実施形態に係る電力変換装置の充電動作時の制御器ブロック図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、同一の構成については同一の符号を付することにより、重複説明を適宜省略する。

＜第１実施形態＞
図１は本発明の第１実施形態を示す電力変換装置のブロック図である。同図において、ユーザによって操作される切替スイッチ２は二つのＣ接点と、Ｃ接点の切替状態に応じて開閉する補助接点を備えている。
切替スイッチ２の第１のＣ接点の第１端は、直流端子１の端子Ｐに接続される。切替スイッチ２の第１のＣ接点の第２端Ａは、チョッパリアクトル３の一端と接続され、チョッパリアクトル３の他端は双方向コンバータ部４に接続されている。直流端子１の端子Ｎは、切替スイッチ２の第２のＣ接点の第１端に接続され、この第２のＣ接点の第２端Ａは、双方向コンバータ部４に接続される。切替スイッチ２の第１のＣ接点の第３端Ｂは第２のＣ接点の第２端Ａと接続され、また切替スイッチ２の第２のＣ接点の第３端Ｂは第１のＣ接点の第２端Ａと接続されている。そして、この切替スイッチ２は、第１のＣ接点の第１端と第２端Ａ間が閉でありかつ第２のＣ接点の第１端と第２端Ａ間が閉である状態（状態Ａ）と、第１のＣ接点の第１端と第３端Ｂ間が閉でありかつ第２のＣ接点の第１端と第３端Ｂ間が閉である状態（状態Ｂ）と、を切替える。切替スイッチ２の補助接点はこの切替状態に応じて、例えば本実施形態においては、状態Ａであれば閉、状態Ｂであれば開となり、直接制御器１５に直接接続されることにより、開閉状態は極性選択信号Ｓｄｃとして制御器５に入力される。

双方向コンバータ部４は、交流端子１４の端子Ｒおよび端子Ｓと直接接続されている。また、双方向コンバータ部４の交流端子１４側にはコンデンサ５が並列に接続されている。なお、双方向コンバータ部４は、半導体スイッチ素子（Ｓ１〜Ｓ４）とダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）の直列回路を備える４つの片方向スイッチ（６〜９）をブリッジ接続して構成されている。 片方向スイッチ６のダイオードＤ１は、チョッパリアクトル３の他端に接続され、半導体スイッチ素子Ｓ１は、交流端子１４の端子Ｒに接続される。片方向スイッチ７のダイオードＤ２は、片方向スイッチ６の半導体スイッチＳ１に接続され、半導体スイッチ素子Ｓ２は、切替スイッチ２の第１のＣ接点の第３端Ｂと第２のＣ接点の第２端Ａとの接続点に接続される。片方向スイッチ８のダイオードＤ３は、片方向スイッチ６のダイオードＤ１に接続され、半導体スイッチ素子Ｓ３は交流端子１４の端子Ｓに接続される。片方向スイッチ９のダイオードＤ４は、片方向スイッチ８の半導体スイッチ素子Ｓ３に接続され、半導体スイッチ素子Ｓ４は、双方向スイッチ７の半導体スイッチ素子Ｓ２に接続されている。また、コンデンサ５は、片方向スイッチ６の半導体スイッチ素子Ｓ１と片方向スイッチ７のダイオードＤ２との接続点と、片方向スイッチ８の半導体スイッチ素子Ｓ３と片方向スイッチ９のダイオードＤ４との接続点との間に接続されている。

なお、双方向コンバータ部４を制御するために、チョッパリアクトル３の一端と、切替スイッチ２の第１のＣ接点の第３端Ｂと第２のＣ接点の第２端Ａとの接続点と、の間には直流電圧検出器１１が接続され、その出力は制御器１５に接続されている。また、交流端子１４の両端には交流電圧検出器１３が接続され、その出力は制御器１５に接続されている。制御器１５は双方向コンバータ部４の片方向スイッチ６〜９にゲート信号を出力することにより、双方向コンバータ部４を制御する。制御器１５の詳細は後述する。なお、ゲート信号は本発明の「制御信号」の一例である。

次に、本発明の電力変換装置の動作、すなわち直流電圧と交流電圧の直接変換の動作概要について説明する。本電力変換装置には、直流端子１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して交流端子１４に出力する動作モード（以下、直流／交流モードと記載する）と、交流端子１４から入力される交流電圧を直流電圧に変換して直流端子１に出力する動作モード（以下、交流／直流モードと記載する）の二つがあり、切替スイッチ２で直流端子１の接続状態を直流／交流モード時と交流／直流モード時で切替え、この切替えに応じて制御器１５によるゲート信号生成方法を切替えることで、動作モードに関係無く４つの半導体スイッチ素子で構成できる。また、直流端子１には図示しない直流電源又は負荷が接続され、交流端子１４には同じく図示しない交流電源又は負荷が接続される。直流／交流モードでは、直流電源又は回生運転する負荷から直流電力が直流端子１から入力され、本電力変換装置で交流電力に変換され、交流端子１４から交流電源又は負荷に出力される。また交流／直流モードでは、交流電源又は回生運転される負荷から交流電力が交流端子１４から入力され、本電力変換装置で直流電力に変換され、直流端子１から直流電源又は負荷に出力される。

以下に本発明の電力変換器の動作の詳細を、図２から図５に基づき動作モード別に説明する。

まず、直流／交流モードでの動作について説明する。直流／交流モード時は、ユーザの操作により、切替スイッチ２の二つのＣ接点の第一端と第二端Ａの間が共に閉となる状態に切替えられる。その結果切替スイッチ２の補助接点は閉となり、極性選択信号このときＳｄｃはオンになるものとする。制御器１５は半導体スイッチ素子Ｓ１からＳ４に制御周期Ｔｓ毎にゲート信号を送出し、図２（Ａ）に示す定周期動作が行われる。この定周期動作には交流端子１４からの出力電圧の指令である交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が直流電圧検出器１１の出力である直流電圧検出値Ｖｄｃを超える場合と、交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が直流電圧検出値Ｖｄｃ以下の場合とがある。
まず前者の場合の昇圧動作を、交流端子１４の電位がＲ＞Ｓの場合と、交流端子１４の電位がＲ＜Ｓの場合と、交流端子１４の電位がＲ＝Ｓの場合とに分けて、順次説明する。

直流／交流モードにおいては、制御器１５は、図１に示す極性選択信号Ｓｄｃがオンのとき、交流電圧指令Ｖａｃｒと直流電圧検出値Ｖｄｃに基づき、ゲート信号を生成する。交流電圧指令Ｖａｃｒは図示しない演算器で演算されて与えられる。この図示しない演算器は、まず負荷あるいは交流電源の特性に従い電圧値Ｖrms、周波数Ｆを演算し、続いてこれら二つの値に基づき交流電圧指令Ｖａｃｒを瞬時値として演算する。この演算器は制御器１５の外部にある場合と、制御器１５の内部にある場合が考えられるが、交流電圧指令Ｖａｃｒさえ与えられれば本発明は実施できるので、どちらでもあっても良い。本実施例では、制御器１５の外部にあるものとする。交流電動機を負荷としたときの可変電圧可変周波数指令がこの交流電圧指令Ｖａｃｒの一例である。制御器１５はあらかじめ決められた制御周期Ｔｓの間にゲート信号を更新するが、半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６のターンオン時間の最大値をＴｍａｘとすると、本実施形態において、交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が直流電圧検出値Ｖｄｃ以上で昇圧を行う場合の、厳密な条件は、｜Ｖａｃｒ｜≧Ｖｄｃではなく、｜Ｖａｃｒ｜＞Ｔｓ・Ｖｄｃ／（Ｔｓ−Ｔｍａｘ）となる。その理由については後述する。

Ａ−１）交流端子１４の電位がＲ＞Ｓの場合（交流電圧指令Ｖａｃｒが正の場合）
半導体スイッチ素子Ｓ１とＳ２をオンすることで、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ２）→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れチョッパリアクトル３にエネルギーを蓄積させる（図２（Ａ）の区間ａ）。尚本区間の直前の区間（図２（Ａ）の区間ｃ）では半導体スイッチ素子Ｓ４がオンしているが、この区間の最初にオフする。
次に、半導体スイッチ素子Ｓ４をオンする。ここではダイオードＤ４は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ａ）の区間ｂ）
次に、半導体スイッチＳ２をオフする。するとダイオードＤ４がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ１）→コンデンサ５→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れ、チョッパリアクトル３のエネルギーがコンデンサ５に放出される。（図２（Ａ）の区間ｃ）

Ａ−２）交流端子１４の電位がＲ＜Ｓの場合（交流電圧指令Ｖａｃｒが負の場合）
半導体スイッチ素子Ｓ３とＳ４をオンすることで、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れチョッパリアクトル３にエネルギーを蓄積させる（図２（Ａ）の区間ａ）。尚本区間の直前の区間（図２（Ａ）の区間ｃ）では半導体スイッチ素子Ｓ２がオンしているが、この区間の最初にオフする。
次に、半導体スイッチＳ２をオンする。ここではダイオードＤ２は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ａ）の区間ｂ）
次に、Ｓ４をオフする。するとＤ２がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）→コンデンサ５→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れ、チョッパリアクトル３のエネルギーがコンデンサ５に放出される。（図２（Ａ）の区間ｃ）

Ａ−３）交流端子１４の電位がＲ＝Ｓの場合（交流電圧指令Ｖａｃｒがゼロの場合）
直前の制御周期Ｔｓにおいて、図２（Ａ）の区間ｃの状態を継続する。すなわち、直前の制御周期Ｔｓにおける交流端子１４の電位の状態がＡ−１の状態であれば、半導体スイッチ素子Ｓ１とＳ４のみオンの状態を継続し、制御周期Ｔｓの間保持する。また、直前の制御周期Ｔｓにおける交流端子１４の電位の状態がＡ−２の状態であれば、半導体スイッチ素子Ｓ２とＳ３のみオンの状態を継続し、制御周期Ｔｓの間保持する。

以上のように、交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が直流電圧検出値Ｖｄｃ以上である場合、制御器１５は交流電圧指令Ｖａｃｒの正、負およびゼロによって、半導体スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフ状態および時間を変化させながら、直流電源の直流電圧を直接、直流電圧より振幅の大きい交流電圧に変換して交流端子１４に出力している。

次に、制御器１５の詳細について、図３に基づいて説明する。図３は本発明の第１実施形態における電力変換装置の放電動作時の制御器ブロック図である。制御器１５は、モード選択部２１とＰＷＭ部２２とから構成される。その動作は次のとおりである。交流電圧指令Ｖａｃｒ、直流電圧指令Ｖｄｃｒ、直流電圧検出器１１の出力である直流電圧検出値Ｖｄｃ、交流電圧検出器１３の出力である交流電圧検出値Ｖａｃ、および極性選択信号Ｓｄｃは全てモード選択部２１に入力される。モード選択部２１は、極性選択信号Ｓｄｃがオンのとき、交流電圧指令Ｖａｃｒと直流電圧検出値Ｖｄｃを選択して、ＰＷＭ部２２に出力する。ＰＷＭ部２２は、交流電圧指令Ｖａｃｒと直流電圧検出値Ｖｄｃに基づき、双方向コンバータ部４を構成する片方向スイッチ６〜９のゲート信号を生成する。

ＰＷＭ部２２は、昇圧チョッパの制御原理に準じて片方向スイッチ６〜９のゲート信号を生成する。ゲート信号生成の原理について説明する。図２に示すとおり、ＰＷＭ部２２はあらかじめ決められた制御周期でゲート信号を更新するが、その制御周期をＴｓ、図２（Ａ）の区間ａ、ｂ、ｃの継続時間を各々Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃとすると、これらの時間の定義から式（１）が成り立つ。
Ｔｓ＝Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃ ・・・（１）
昇圧チョッパの原理に従い、出力端子１４の電位の大小関係（Ｒ＞Ｓ又はＲ＜Ｓ）に関わらず、チョッパリアクトル３に蓄積されたエネルギーを放出する区間である区間ｃの継続時間Ｔｃは式（２）にて決定される。
｜Ｖａｃｒ｜／Ｖｄｃ＝Ｔｓ／Ｔｃ ・・・（２）
また、ＴａおよびＴｂの決定の仕方の一例として、半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６のターンオン時間の最大値Ｔｍａｘと、Ｔｓ−Ｔｃ−Ｔｍａｘより小さい任意の正の値αとを用いて式（３）により、区間ｂの継続時間Ｔｂを決定する。
Ｔｂ＝α ・・・（３）
αを前述の条件で定めると、この条件に式（１）と式（３）を用いることにより、Ｔａ＞Ｔｍａｘとなり、区間ａにおいて、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は確実にオンとなる。尚、区間ｂについては、この区間で電流の流れを変えるようなものでなく、区間ｂでオン信号を入力した半導体スイッチが、次の区間ｃでオンしてもかまわないので、Ｔｂ＞Ｔｍａｘである必要はない。また区間ｃは当然Ｔｃ＞Ｔｍａｘでなければならないが、これについては、交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が、式（２）からＴｓ・Ｖｄｃ／Ｔｍａｘであることを意味し、それを超える電圧は出力できないことを意味するが、通常はＴｓに対しＴｍａｘは十分小さいので実用上問題は無い。式（２）および式（３）により区間ｂの継続時間Ｔｂおよび区間ｃの継続時間Ｔｃが求まるので、式（１）を用いて区間ａの継続時間Ｔａを決定することができる。また昇圧動作となる条件を前述のとおり、｜Ｖａｃｒ｜＞Ｔｓ・Ｖｄｃ／（Ｔｓ−Ｔｍａｘ）としているので、式（２）で定まるＴｃはＴｓ−Ｔｍａｘより小さな値となり、Ｔｓ−Ｔｃ−Ｔｍａｘより小さい任意の正の値であるαを定めることができる。

以上の原理によりＰＷＭ部２２は、式（１）〜式（３）により各区間の継続時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを決定する。さらにＰＷＭ部２２は、交流電圧指令Ｖａｃｒの正負（Ｒ＞Ｓ又はＲ＜Ｓ）により、直流電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、図２（Ａ）に示したオンオフパターンで各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をオンオフするゲート信号を生成する。

制御器１５がこのように動作することにより、半導体スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフ時間を変えながらチョッパリアクアトル３と双方向コンバータ部４を昇圧動作させることで、直流電圧を直接交流電圧に変換することができる。

次に交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値が直流電圧検出値Ｖｄｃ以下で、降圧動作を行う場合を説明する。この場合の厳密な条件は、｜Ｖａｃｒ｜≦Ｔｓ・Ｖｄｃ／（Ｔｓ−２・Ｔｍａｘ）となる。この場合、図４に一例を示すように、制御周期Ｔｓ毎に、正極性の矩形波状電圧と、負極性の矩形波状電圧を交互に切り替えて交流端子１４に出力するダイポーラパルス波形となるようにスイッチングし、正極性矩形波状電圧と負極性矩形波状電圧の大きさを変化させることで、時間平均値として直流電源の直流電圧よりも低い交流電圧を出力する。正極性矩形波状電圧の出力のためのスイッチングは上記Ａ−１に、また負極性矩形波状電圧の出力のためのスイッチングは上記Ａ−２に準じたものになるが、両者を交互に出力するため、最初にオフする半導体スイッチ素子が異なり、それぞれ以下で説明するＡ−１’、Ａ−２となる。

Ａ−１’）正極性矩形波状電圧の出力
半導体スイッチ素子Ｓ１とＳ２をオンすることで、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ２）→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れチョッパリアクトル３にエネルギーを蓄積させる（図２（Ａ）の区間ａ）。尚本区間の直前の区間（図２（Ａ）の区間ｃ）では半導体スイッチ素子Ｓ３がオンしているが、この区間の最初にオフする。
次に、半導体スイッチ素子Ｓ４をオンする。ここではダイオードＤ４は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ａ）の区間ｂ）
次に、半導体スイッチＳ２をオフする。するとダイオードＤ４がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ１）→コンデンサ５→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れ、チョッパリアクトル３のエネルギーがコンデンサ５に放出される。（図２（Ａ）の区間ｃ）

Ａ−２’）負極性矩形波状電圧の出力
半導体スイッチ素子Ｓ３とＳ４をオンすることで、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れチョッパリアクトル３にエネルギーを蓄積させる（図２（Ａ）の区間ａ）。尚本区間の直前の区間（図２（Ａ）の区間ｃ）では半導体スイッチ素子Ｓ２がオンしているが、この区間の最初にオフする。
次に、半導体スイッチＳ２をオンする。ここではダイオードＤ２は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ａ）の区間ｂ）
次に、Ｓ４をオフする。するとＤ２がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、直流端子１の端子Ｐ→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）→コンデンサ５→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１の端子Ｎの経路に電流が流れ、チョッパリアクトル３のエネルギーがコンデンサ５に放出される。（図２（Ａ）の区間ｃ）

図４を実施するための制御器１５の動作の一例は以下のとおりである。図４（Ａ）の場合を例にとると、正極性矩形波状電圧の大きさ（パルスの高さ）をＶｐ、負側パルスの電圧の大きさ（パルスの高さ）をＶｎとすると、出力される電圧の平均値Ｖｍｅａｎは、Ｖｐ−Ｖｎとなる。Ｖｐは交流端子１４に出力される正極性矩形波状電圧の大きさであるから、つまりは交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値に等しい。従って例えばＶｐを常にＶｄｃの２．５倍となるように定めれば、式（２）において｜Ｖａｃｒ｜＝Ｖｐ＝２．５Ｖｄｃとすることにより、Ｖｐを出力するためのＴｃ、さらには式（３）および式（１）により、Ｖｐを出力するためのＴａ、Ｔｂを定める。同様にしてＶｎは交流端子１４に出力される負極性矩形波上電圧の大きさでやはり交流電圧指令Ｖａｃｒの絶対値に等しいので、ＶｎをＶｄｃのβ倍の値とし、Ｖｐと同様に式（１）から式（３）により、このＶｎを出力するためのＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを定める。そして、βの値を２．５-Ｔｓ/(Ｔｓ-２・Ｔｍａｘ)から２．５の値とすれば、出力される電圧の平均値Ｖｍｅａｎは０〜Ｔｓ・Ｖｄｃ／（Ｔｓ−２・Ｔｍａｘ）の間で変化させることができ、所望の出力電圧が得られることになる。

図４（Ｂ）の場合は、ＶｐとＶｎが同じ値となるようにすればよく、また図４（Ｃ）の場合は、図４（Ａ）の場合におけるＶｐの出力方法をＶｎの出力方法に適用し、Ｖｎの出力方法をＶｐの出力方法に適用することにより、全く同様に実施することができる。

次に、交流／直流モードでの動作について説明する。交流／直流モード時は、ユーザの操作により、切替スイッチ２の二つのＣ接点の第一端と第三端Ｂの間が共に閉となる状態に切替えられる。その結果切替スイッチ２の補助接点は開となり、極性選択信号Ｓｄｃはオフとなる。このとき制御器１５から半導体スイッチ素子Ｓ１からＳ４に送出されるゲート信号により、図２（Ｂ）に示すように制御周期Ｔｓによる毎に定周期動作が行われる。
尚、このモードの運転は、直流端子１に出力される電圧が交流電源の電圧実効値未満である場合に限られる。
交流／直流モードにおいては、制御器１５は、図１に示す極性選択信号Ｓｄｃがオフのとき、直流電圧指令Ｖｄｃｒと交流電圧検出器１３の出力である交流電圧検出値Ｖａｃに基づき、ゲート信号を制御周期Ｔｓの間に生成する。直流電圧指令Ｖｄｃｒは、図示しない演算器で負荷あるいは直流電源の特性に従い演算されて与えられる。直流／交流モードと同様この演算器は制御器１５の内部にあっても外部にあっても良いが、本実施例では制御器１５の外部にあるものとして説明する。この直流電圧指令Ｖｄｃｒは、「第１の直流電圧指令」の一例である。また直流電動機を負荷としたときの可変電圧指令や直流動作コントローラ等を負荷としたときの定電圧指令がこの直流電圧指令Ｖｄｃｒの一例である。

直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電源の電圧実効値未満の場合においても、交流電源の電圧１周期の間に、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える時と、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値以下の時とがある。まず後者における降圧動作を交流端子１４の電位がＲ＞Ｓの場合と、交流端子１４の電位がＲ＜Ｓの場合と、Ｒ＝Ｓの場合に分けて、順次説明する。

Ｂ−１）交流端子１４の電位がＲ＞Ｓの場合（交流電圧検出値Ｖａｃが正の場合）
半導体スイッチ素子Ｓ２とＳ３のみをオンすることで、交流端子１４の端子Ｒ→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１のＰ端子→負荷又は直流電源→直流端子１のＮ端子→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３））→交流端子１４の端子Ｓの径路に電流が流れる。（図２（Ｂ）の区間ａ）
次に、Ｓ１をオンする。ここではＤ１は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ｂ）の区間ｂ）
次に、Ｓ３をオフする。するとＤ１がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ１）→片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）→直流端子１のＰ端子→負荷又は直流電源→直流端子１のＮ端子→チョッパリアクトル３の径路に電流が流れる。（図２（Ｂ）の区間ｃ）

Ｂ−２）交流端子１４の電位がＲ＜Ｓの場合（交流電圧検出値Ｖａｃが負の場合）
半導体スイッチ素子Ｓ１とＳ４のみをオンすることで、交流端子１４の端子Ｓ→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１のＰ端子→負荷又は直流電源→直流端子１のＮ端子→チョッパリアクトル３→片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ１）→交流端子１４の端子Ｒの径路に電流が流れる。（図２（Ｂ）の区間ａ）
次に、Ｓ３をオンする。ここではＤ３は逆バイアス状態であるため導通せず電流経路も変わらない。（図２（Ｂ）の区間ｂ）
次に、Ｓ１をオフする。するとＤ３がオンとなり、チョッパリアクトル３を電流源として、チョッパリアクトル３→片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）→片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）→直流端子１のＰ端子→負荷又は直流電源→直流端子１のＮ端子→チョッパリアクトル３の径路に電流が流れる。（図２（Ｂ）の区間ｃ）

Ｂ−３）交流端子１４の電位がＲ＝Ｓの場合（交流電圧検出値Ｖａｃがゼロの場合）
この場合は、後述する直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える時と同じ動作を行う。従って詳細の説明は後述の説明に譲りここでは説明しない。

以上述べたように、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値以下の時、制御器１５は交流電圧検出値Ｖａｃに基づき、半導体スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のオンオフ時間を変化させながら繰り返すことにより、交流電源の交流電圧を直接、直流電圧に変換して直流端子１に出力している。

次に、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える時の昇圧動作について説明する。交流端子１４の電位がＲ＝Ｓの場合は後述のゼロクロス点であり、必ずこの場合に相当する。この場合は前述のとおり昇圧動作ができないことから、本実施例では常にゼロである直流電圧を出力するものとする。零である直流電圧を出力することは出力すべき電圧を出力していないことになるので、出力される直流電圧の時間平均値が直流電圧指令Ｖｄｃｒより小さくなる。これを防止するためには、前述の直流電圧指令Ｖｄｃが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値以下の場合の、直流電圧指令Ｖｄｃｒを増加させれば良いがこの方法については後述する。

直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える状態は、図５に示すとおり、交流電圧検出値Ｖａｃのゼロクロス点の前後において発生する。これには二つの場合があり、交流電圧検出値Ｖａｃが正の値のときにこの状態が始まる場合（図５の区間ｄ）と、交流電圧検出値Ｖａｃが負の値のときにこの状態が始まる場合（図５の区間ｅ）とである。以下では、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値以下となる時の動作を、この二つの場合に分けて説明する。

Ｂ−４）交流電圧検出値Ｖａｃが正の値のときに始まる場合
この場合、前述したＢ−１の場合の図２（Ｂ）区間ｃでの半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を継続し、保持する。すなわち半導体スイッチ素子Ｓ１およびＳ２をオンする。この状態では、直流出力端子１の端子Ｐは片方向スイッチ７（Ｄ２，Ｓ２）を介して交流端子１４のＲ端子に接続され、直流端子１の端子Ｎはチョッパリアクトル３、片方向スイッチ６（Ｄ１，Ｓ１）を介して交流端子１４のＲ端子に接続される。直流端子１の端子Ｐおよび端子Ｎがともに、交流端子１４のＲ端子に接続されることにより、両端子は交流電源の同じ極に接続されるため、直流端子１に出力される電圧はゼロとなる。

Ｂ−５）交流電圧検出値Ｖａｃが負の値のときに始まる場合
この場合、前述したＢ−２の場合の図２（Ｂ）区間ｃでの半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を継続し、保持する。すなわち半導体スイッチ素子Ｓ３およびＳ４をオンする。この状態では、直流端子１の端子Ｐは片方向スイッチ９（Ｄ４，Ｓ４）を介して交流端子１４のＳ端子に接続され、直流端子１の端子Ｎはチョッパリアクトル３、片方向スイッチ８（Ｄ３，Ｓ３）を介して交流端子１４のＳ端子に接続される。直流端子１の端子Ｐおよび端子Ｎが、ともに交流端子１４のＳ端子に接続されることにより、両端子は交流電源の同じ極に接続されるため、直流端子１に出力される電圧はゼロとなる。

次に、制御器１５の詳細について、図３に基づいて説明する。モード選択部２１は、極性選択信号Ｓｄｃがオフのとき、直流電圧指令Ｖｄｃｒと交流電圧検出器１３の出力である交流電圧検出値Ｖａｃを選択して、ＰＷＭ部２２に出力する。ＰＷＭ部２２は、直流電圧指令Ｖｄｃｒと交流電圧検出値Ｖａｃに基づき、双方向コンバータ部４を構成する片方向スイッチ６〜９のゲート信号を生成する。

ＰＷＭ部２２は、降圧チョッパの制御原理に準じて片方向スイッチ６〜９のゲート信号を生成する。ゲート信号生成の原理について説明する。直流／交流モードのときと同様、ＰＷＭ部２２の制御周期をＴｓ、図２（Ｂ）の区間ａ、ｂ、ｃの継続時間を各々Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃとすると、これらには前出の式（１）が成り立つ。
また、降圧チョッパの原理に従い、交流端子１４の大小関係（Ｒ＞Ｓ又はＲ＜Ｓ）に関わらず、式（４）が成り立つ。
Ｖｄｃｒ／｜Ｖａｃ｜＝（Ｔａ＋Ｔｂ）／Ｔｓ ・・・（４）
Ｔｂの決定の仕方の一例としては、直流／交流モードのときと同様、式（３）に従ってＴｂを決定する方法がある。
式（４）および式（３）により区間ｂの継続時間Ｔｂおよび区間ａ継続時間Ｔａが求まるので、式（１）を用いて区間ｃの継続時間Ｔｃを決定することができる。

以上の原理によりＰＷＭ部２２は、式（１）、式（３）、式（４）により各区間の継続時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを決定する。さらにＰＷＭ部２２は、交流電圧検出器１３が検出した交流電圧検出値Ｖａｃの極性で定まる交流端子１４の電位の大小関係（Ｒ＞Ｓ又はＲ＜Ｓ）に基づいて、図２（Ａ）に示したオンオフパターンで各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をオンオフするゲート信号を生成する。

前述のとおり、直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える時、出力される直流電圧の時間平均値を直流電圧指令Ｖｄｃｒに一致させるために、交流電源の直流端子１に出力される電圧が交流電源の瞬時電圧値以下の場合、直流電圧指令Ｖｄｃｒを増加させることが考えられる。この直流電圧指令Ｖｄｃｒを増加させるための原理を説明する。交流電源電圧のピーク値をＶａｃｐとすると、図５における直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値と等しくなる交流電源の位相θ０（０≦θ０≦π／２は式（５）により求まる。
θ０＝ｓｉｎ^−１（Ｖｄｃｒ／Ｖａｃｐ） ・・・（５）
交流電源の位相０からπ／２の１／４周期の間では、位相０からθ０の間ゼロである直流電圧が出力されることから、出力される直流電圧の時間平均値は式（６）で定まるＶｄｃｒ１となり小さくなる。
Ｖｄｃｒ１＝Ｖｄｃｒ・π／（２・θ０） ・・・（６）
交流電源の位相π／２からπの間、位相πから３π／２の間、位相３π／２から２πの間についても出力される直流電圧の時間平均値が式（６）で定まることは正弦波である交流波形の対称性及び図５から明らかである。つまり交流電源の電圧１周期を通して、出力される直流電圧の時間平均値は式（６）で計算される。このことから、出力される直流電圧の時間平均値を直流電圧指令Ｖｄｃｒに一致させるためには、直流端子１に出力される電圧が交流電源の瞬時電圧値以下である時に、直流電圧指令Ｖｄｃｒを式（７）で定まるＶｄｃｒ２とすれば良いことになる。ここで式（７）で定まるＶｄｃｒ２は「第２の直流電圧の一例」である。
Ｖｄｃｒ２＝Ｖｄｃｒ・２・θ０／π ・・・（７）

以上の原理に基づき、制御器１５を、交流端子１４に接続される交流電源の仕様としてあらかじめ設定される交流電源電圧のピーク値Ｖａｃｐを用いて、式（５）を用いて位相θ０を演算し、さらに式（７）を用いてＶｄｃｒ２を演算し、直流端子１に出力される電圧が交流電源の瞬時電圧値以下である時の直流電圧指令ＶｄｃｒをＶｄｃｒ２とするように構成すれば、出力される直流電圧の時間平均値を直流電圧指令Ｖｄｃｒに一致させることができる。尚式（５）で逆正弦関数を用いているが、これは演算によらず、Ｖｄｃｒ／Ｖａｃｐの値とｓｉｎ^−１（Ｖｄｃｒ／Ｖａｃｐ）の数値の対応を記憶した数値テーブルを用いて求めるように構成してもよい。

以上のとおり、切替スイッチ２によって直流端子１の接続状態を切替えることで４つの半導体スイッチ素子を使い、直流電圧を昇圧動作で直接交流電圧に変換しながら交流端子１４に出力でき、交流電圧を降圧動作で直接直流電圧に変換しながら直流端子１に出力することができる。

＜第２実施形態＞
図６は本発明の第２実施形態を示す電力変換装置のブロック図である。この第２実施形態に係る電力変換装置は、直流端子１に蓄電デバイス３１を接続し、直流電流検出器１２を追加し、制御器１５を制御器３２に置き換えた点で第１実施形態に係る電力変換装置と異なり、他については同様に構成されている。従って、以下では、説明の便宜上、重複説明を適宜省略し、第１実施形態と異なる点を中心に説明することとする。

図６において、蓄電デバイス３１は蓄電池や電気二重層キャパシタなど、充電が可能な直流電源である。また、電流検出器１２は双方向コンバータ部４の直流側に流れる電流を検出し、その出力は制御器３２に接続されている。蓄電デバイス３１を放電する場合は第１実施形態と同様、ユーザの操作により、切替スイッチ２の二つのＣ接点の第一端と第二端Ａの間が共に閉となる状態に切替えられ、その結果切替スイッチ２の補助接点は閉となり、極性選択信号Ｓｄｃはオンとなる。制御器３２は、交流電圧指令Ｖａｃｒと直流電圧検出器１１の出力である蓄電デバイス３１の直流電圧検出値Ｖｄｃとに基づいて、半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ時間を変化させ、チョッパリアクトル３と双方向コンバータ部４が昇圧動作することで、蓄電デバイス３１の直流電圧を直接交流電圧に変換する。

また蓄電デバイス３１を充電する場合は、ユーザの操作により、第１実施形態と同様切替スイッチ２の二つのＣ接点の第一端と第三端Ｂの間が共に閉となる状態に切替えられ、その結果切替スイッチ２の補助接点は開となり、極性選択信号Ｓｄｃはオフとなる。制御器３２は、交流電圧検出器１３の出力である交流電圧検出値Ｖａｃと、直流電圧検出器１１の出力である直流電圧検出値Ｖｄｃと、直流電流検出器１２の出力である直流電流検出値とに基づき、半導体スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ時間を変化させ、双方向コンバータ部４は降圧動作することで、交流電圧を直接直流電圧に変換し、かつ蓄電デバイス３１の充電に必要な直流電流を流すことで、蓄電デバイス３１を充電する。

次に、制御器３２の詳細について、図７に基づいて説明する。図７は本発明の第二実施形態における電力変換装置の制御器ブロック図である。制御器３２は、充電電流設定器２３、電流制御器２４、加算器２５を備えた点で、第１実施形態に係る制御器１５と異なり、他については同様に構成される。蓄電デバイス３１の直流電圧を交流電圧に変換して交流端子１４に出力する場合、制御器３２は第１実施形態に係る制御器１５と全く同様、交流電圧指令Ｖａｃｒ、直流電圧検出器１１の出力Ｖｄｃに基づき、式（１）〜式（３）により、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４へのゲート信号を作り出し、双方向コンバータ部４に出力する。

一方、交流電圧を直流電圧に変換し蓄電デバイス３１を充電するときの動作は、次のとおりである。直流電圧検出器１１の出力である直流電圧検出値Ｖｄｃが充電電流設定器２３に入力される。充電電流設定器２３では、入力される直流電圧検出値Ｖｄｃから予め設定されている充電パターンに基づき充電電流指令Ｉｃを生成する。ここで充電パターンとは、蓄電デバイス３１の直流電圧と充電電流の関係を定めたもので、直流電圧と充電電流の関係式であってもよく、また直流電圧値に対する充電電流値を記憶したテーブルであってもよい。この充電電流指令Ｉｃと直流電流検出器１２の出力を電流制御器２４に入力する。電流制御器２４は、例えば入力された充電電流指令Ｉｃと直流電流検出値１２の出力の偏差を求め、この偏差にゲインを掛け算するＰ制御器や、偏差をＰＩ（比例積分）増幅するＰＩ制御器であればよいが、これに限るものではない。電流制御器２４の出力は、加算器２５に入力される。加算器２５は電流制御器２４の出力を直流電圧検出値Ｖｄｃに加算し、加算器の出力は充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃとなる。充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃはモード選択部２１に入力される。

モード選択部２１は、第１実施形態における直流電圧指令Ｖｄｃｒを充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃに置換え、第１実施形態と同様、充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃと交流電圧検出器１３の出力である交流電圧検出値Ｖａｃを選択して、ＰＷＭ部２２に出力する。

ＰＷＭ部２２は、第１実施形態における直流電圧指令Ｖｄｃｒを充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃに置換え、充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値以下の場合、交流電圧検出値Ｖａｃと、制御周期Ｔｓと、任意の正の値αと、を用いて、式（１）、式（３）、式（４）により図２（Ｂ）の区間ａ、ｂ、ｃの各々の継続時間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、を決定し、さらに交流電圧検出器１３が検出した交流電圧検出値Ｖａｃの極性で定まる交流端子１４の電位の大小関係（Ｒ＞Ｓ又はＲ＜Ｓ）に基づいて、図２（Ｂ）に示したオンオフパターンで各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をオンオフするゲート信号を生成する。交流端子１４の電位がＲ＝Ｓである場合は第１実施形態に同じく、直前の制御周期Ｔｓにおける区間ｃの状態を継続する。また、充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える場合は、第１実施形態の交流／直流モードで直流電圧指令Ｖｄｃｒが交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値を超える場合の動作と全く同じ動作でゼロである直流電圧出力を行う。

尚、第１実施形態では、ゼロである直流電圧の出力により出力される直流電圧の時間平均値が直流電圧指令より小さくなるのに伴い、出力される直流電圧の時間平均値を直流電圧指令Ｖｄｃｒに一致させる手段を採用していたが、第２実施形態における蓄電デバイス３１の充電においては、この手段は必ずしも採用しなくてもよい。これは、第２実施形態においては、直流端子１に出力される直流電圧の時間平均値が充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃより小さくなると、直流電流検出器１２の出力が充電電流指令Ｉｃより小さくなるので、電流制御器２４から充電用直流電圧指令Ｖｄｃｃを増加させる信号が出力されることによるものである。

以上のとおり、切替スイッチ２によって蓄電デバイス３１の接続状態を切替えることで４つの半導体スイッチ素子を使い、直流電圧を昇圧動作で直接交流電圧に変換しながら蓄電デバイス３１を放電でき、交流電圧を効圧動作で直接直流電圧に変換しながら蓄電デバイス３１を充電することができる。

本発明実施の形態では、片方向スイッチは半導体スイッチ素子とダイオードを直列接続したものとしたが、本発明はこれに限るものではない。片方向スイッチは逆阻止型ＩＧＢＴのような逆阻止型自己消弧素子であってもよい。

１ 直流端子
２ 切替スイッチ
３ チョッパリアクトル
４ 双方向コンバータ部
５ コンデンサ
６〜９ 片方向スイッチ
１１ 直流電圧検出器
１２ 電流検出器
１３ 交流電圧検出器
１４ 交流端子
１５，３２ 制御器
２１ モード選択部
２２ ＰＷＭ部
２３ 充電電流設定器
２４ 電流制御器
２５ 加算器
３１ 蓄電デバイス
Ｓ１〜Ｓ４ 半導体スイッチ素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード

Claims (10)

1. ブリッジ接続された４つの片方向スイッチを備え直流と交流を双方向に変換可能な双方向コンバータ部を備えた電力変換装置であって、
   前記双方向コンバータ部の直流接続端の一端に一端を接続したチョッパリアクトルと、
   前記チョッパリアクトルの他端と前記双方向コンバータ部の直流接続端の他端を出力側に接続し、直流電源を入力側に接続し、入力二線と出力二線の接続関係を相互に切り替え、切替状態を示す極性切替信号を出力する切替スイッチと、
   前記切替スイッチの出力二線間の電圧を検出する直流電圧検出器と、
   前記双方向コンバータ部の交流接続端に並列に接続されたコンデンサと、
   前記双方向コンバータ部の交流接続端の電圧を検出する交流電圧検出器と、
   前記双方向コンバータ部に制御信号を出力する制御器と、を備え、
   前記切替スイッチの切り替え状態を示す極性切替信号と、前記直流電圧検出器の検出した直流電圧検出値と、交流電圧指令と、前記交流電圧検出器の検出した交流電圧検出値と、第１の直流電圧指令とに基づき、前記双方向コンバータ部に制御信号を出力する制御器と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御器は、前記極性切替信号が、前記直流電源の正極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記直流電圧検出値と、前記交流電圧指令とを出力し、前記極性選択信号が、前記直流電源の負極がチョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記交流電圧検出値と、前記直流電圧指令を出力するモード選択器と、前記モード選択器の出力が前記直流電圧検出値と、前記交流電圧指令とのとき、これらに基づき前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する前記制御信号を生成し、前記モード選択器の出力が前記交流電圧検出値と、前記直流電圧指令とのとき、これらに基づき前記双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する前記制御信号を生成するＰＷＭ部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. ブリッジ接続された４つの片方向スイッチを備え直流と交流を双方向に変換可能な双方向コンバータ部を備えた電力変換装置であって、
   前記双方向コンバータ部の直流接続端の一端に一端を接続したチョッパリアクトルと、
   前記チョッパリアクトルの他端と前記双方向コンバータ部の直流接続端の他端を出力側に接続し、蓄電デバイスを入力側に接続し、入力二線と出力二線の接続関係を相互に切り替え、切替状態を示す極性切替信号を出力する切替スイッチと、
   前記切替スイッチの出力二線間の電圧を検出する直流電圧検出器と、
   前記双方向コンバータ部の交流接続端に並列に接続されたコンデンサと、
   前記双方向コンバータ部の交流接続端の電圧を検出する交流電圧検出器と、
   前記双方向コンバータ部に制御信号を出力する制御器と、を備え、
   前記切替スイッチの切り替え状態を示す極性切替信号と、前記直流電圧検出器の検出した直流電圧検出値と、交流電圧指令と、前記交流電圧検出器の検出した交流電圧検出値と、第１の直流電圧指令とに基づき、前記双方向コンバータに制御信号を出力する制御器と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記制御器は、前記極性切替信号が、前記直流電源の正極が前記チョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記直流電圧検出値と、前記交流電圧指令とを出力し、前記極性選択信号が、前記直流電源の負極が前記チョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記交流電圧検出値と、前記直流電圧指令を出力するモード選択器と、前記モード選択器の出力が前記直流電圧検出値と、前記交流電圧指令とのとき、これらに基づき前記蓄電デバイスの直流電圧を交流電圧に変換し蓄電デバイスを放電する前記制御信号を生成し、前記モード選択器の出力が前記交流電圧検出値と、前記直流電圧指令とのとき、これらに基づき前記双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し蓄電デバイスを充電する前記制御信号を生成するＰＷＭ部と、を備えたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記双方向コンバータ部の直流接続端の電流を検出する直流電流検出器をさらに備え、
   前記制御器は、前記直流電圧検出値から充電電流指令を出力する充電電流設定器と、該充電電流設定器の出力と前記直流電流検出器の出力である直流電流検出値が入力される電流制御器と、該電流制御器の出力と前記直流電圧検出器を加算する加算器と、をさらに備え、
   前記モード選択部は、前記極性選択信号が、前記直流電源の負極が前記チョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記交流電圧検出値と、前記加算器の出力とを出力し、
   前記ＰＷＭ部は、前記交流電圧検出値と、前記加算器の出力とに基づき、前記双方向コンバータ部の交流接続端に接続された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し蓄電デバイスを充電する前記制御信号を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記ＰＷＭ部は、前記極性切替信号が、前記直流電源の正極が前記チョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記交流電圧指令が前記直流電圧検出値以上のとき、前記直流電源の直流電圧を昇圧して交流電圧に変換する前記制御信号を生成し、前記交流電圧指令が前記直流電圧検出値未満のとき、正負の値をもつダイポーラパルスを交流側に出力する前記制御信号を生成することを特徴とする請求項２または請求項４または請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記ＰＷＭ部は、前記極性切替信号が、前記直流電源の負極が前記チョッパリアクトルに接続されたことを示すとき、前記第１の直流電圧指令が前記交流電圧検出値以下のとき、前記交流電源の交流電圧を降圧して直流電圧に変換する制御信号を生成し、前記第１の直流電圧指令が前記交流電圧検出値を超えるとき、ゼロである直流電圧を直流側に出力する制御信号を生成することを特徴とする請求項２または請求項４または請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記ＰＷＭ部は、前記第１の直流電圧指令が前記交流電圧検出値以下のとき、前記第１の直流電圧指令を増加して第２の直流電圧指令を生成し、直流側に出力される直流電圧の時間平均値を、前記第１の直流電圧指令に一致させることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記片方向スイッチは、半導体スイッチ素子とダイオードを直列接続して構成されることを特徴とする請求項１乃至８のいすれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記片方向スイッチは、逆阻止型自己消弧素子であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images