JP2012100465A - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の出力を備えるトランスの各巻線間の共振周波数を揃えた共振型の多出力スイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源に複数のスイッチ素子が直列に接続され、トランスの第１の１次巻線とコンデンサの直列回路が複数のスイッチ素子の接続点と直流電源の一端とに接続され、複数のスイッチ素子を交互にオン・オフすることによって、トランスを介してエネルギーを１次巻線から複数の２次巻線に伝達し、トランスの各々の２次巻線に接続された整流平滑回路から複数の直流電圧を取り出すスイッチング電源装置において、コア定数C1が0.4以下のコアを有したトランスと、トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は１次巻線の外周に巻回され、かつ、１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスの値が同じ値になるように１次巻線の外周に各２次巻線が巻回された構造のトランスを備えたことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、共振型スイッチング電源装置に係り、特に薄型テレビなどに使用される多出力のスイッチング電源装置に関する。

図８に示すスイッチング電源装置１ａは、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１はトランスＴ１の１次２次巻線間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ１の巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他端とトランスＴ１の２次巻線Ｓ２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏ１の一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏ１の他端に接続されている。コンデンサＣｏ１の両端には負荷Ｒｏ１が接続されている。

制御回路１０は、コンデンサＣｏ１からの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏ１の出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

次にこのように構成された従来のスイッチング電源装置の動作を図９に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

図９において、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＤ３はダイオードＤ３の両端電圧、ＩＤ３はダイオードＤ３の電流、ＶＤ４はダイオードＤ４の両端電圧、ＩＤ４はダイオードＤ４の電流である。

なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデッドタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが互いにオン／オフ動作するものとする。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れている。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼ直流電源Ｖｉｎの電圧であったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は（Ｖｉｎ−ＶＱ１）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。

時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側の電流はなくなり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１，Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れる。

時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１の経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では、略０ＶであったがＶｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１は０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は、(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れている。

時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１、Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れる。

このように図８に示す従来のスイッチング電源装置では、デューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ１、リアクトルＬｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。

また、図８に示すように、この回路方式の出力平滑手段は、コンデンサインプット方式であるので、トランスＴ１の２次側を多出力に構成する場合には、図１０のようにトランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１，Ｓ２以外に別の２次巻線Ｓ３，Ｓ４を追加し、２次巻線Ｓ３，Ｓ４の電圧を整流及び平滑することにより簡単に多出力スイッチング電源装置１ｂを構成できる。

ここで、従来の多出力共振型スイッチング電源装置の各部の信号を示すタイミングチャートを図１１に示す。
従来の回路では、図９に示すように、２次側のダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４は、共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒ１との共振電流により正弦波状の電流が流れる。同様に、多出力回路の２次側のダイオードＤ３，Ｄ４及びＤ５，Ｄ６に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４及びＩＤ５，ＩＤ６は、図１１に示すように、共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒ１との共振電流により正弦波状の電流が流れる。
しかし、２次側のダイオード電流ＩＤ３，ＩＤ４及びＩＤ５，ＩＤ６は、同じ時間幅では流れない。電流ＩＤ３，ＩＤ４はｔ１〜ｔ３又はｔ５〜ｔ７の長い期間に流れ、電流ＩＤ５，ＩＤ６はｔ１〜ｔ３’又はｔ５〜ｔ７’の短い期間に流れ、電流の波高値も高くなる。すなわち、１次巻線Ｐ１からみた各２次巻線とのリーケージインダクタンスであるリアクトルＬｒ１のインダクタンス値が異なるので、各２次巻線に流れる電流の共振周波数が変わるのである。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れるドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２にも影響を与え、時刻ｔ２〜ｔ３’又はｔ６〜ｔ７’のドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２のピーク電流は上昇する。このため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間における損失は増加してしまう。
従って、図１０の回路において、複数の２次巻線から効率よく出力を得るには、２次巻線Ｓ３,Ｓ４の共振周波数を２次巻線Ｓ１,Ｓ２と同じ共振周波数とする必要があり、１次２次巻線間のリーケージインダクタンスであるリアクトルＬｒ１を同じ値となるように２次巻線と直列にリーケージインダクタンスを調整するためのリアクトルを追加するか、或いは１次巻線〜各２次巻線間の共振周波数を共振コンデンサにより合わせこむことが好ましい。ここで、特許文献２においては、１次巻線〜各２次巻線間に漏れインダクタンスの違いがあっても各出力間で共振周波数が異ならないように、２次側に電流共振用コンデンサＣ２ａ,Ｃ２ｂ,Ｃ２ｃを配してそれらの値を適切に設定することにより２次巻線１１〜１３における共振周波数を揃えている。
特開２００３−３１９６５０号公報 特開平５−１７６５３１号公報

しかし、特許文献２では各出力に電流共振用コンデンサを配して共振周波数を揃えるため、複数の共振コンデンサが必要となり、出力コンデンサＣｏｕｔ１,Ｃｏｕｔ２,Ｃｏｕｔ３や負荷ＲＬ１,ＲＬ２,ＲＬ３が共振に影響を与えないように、リアクトルＬｏｕｔ１,Ｌｏｕｔ２,Ｌｏｕｔ３を共振コンデンサと出力コンデンサの間に入れる必要がある。そのため部品点数が増え、実装面積が増え、コストが高くなる。
そこで本発明では部品やコストを増やすことなく、複数の出力巻線間の共振周波数を揃える方法を提案する。

直流電源に複数のスイッチ素子が直列に接続され、トランスの第１の１次巻線とコンデンサの直列回路が前記複数のスイッチ素子の接続点と、前記直流電源の一端とに接続され、直列に接続されたスイッチ素子を同時にオンさせないデッドタイムを設けて交互にオン・オフすることによって、トランスを介してエネルギーを１次巻線から複数の２次巻線に伝達し、
トランスの各々の２次巻線に接続された整流平滑回路から複数の直流電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
前記トランスは、コア定数が０．４以下のコアを有したトランスであって、
トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は前記１次巻線の外周に巻回され、
かつ、１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスの値が略同等になるように１次巻線の外周に各２次巻線が巻回された構造のトランスを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスの値が同等になるような構造のトランスを備えることで、各２次巻線の共振周波数を揃えて、各２次巻線に流れる電流期間を揃え、各２次巻線に流れる電流の波高値を抑制するので、効率を向上させることができる。また、各２次巻線に流れる電流波高値を揃えることで、各２次巻線の銅損による、各出力電圧のレギュレーションへの影響も抑制することができ、出力電圧のロードレギュレーションも改善できる。また、コンデンサなどの部品を追加することなく、追加部品の実装をなくし、かつ、安価にすることができる。

本発明の実施例１の多出力スイッチング電源装置の回路構成図である。 本発明の実施例１のトランスの断面図である。 本発明の実施例１のトランスの１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１が同等の値であることを図示したものである。 図１に示した多出力スイッチング電源装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１のトランスと従来のトランスのスペーサ３の厚さに対する漏れインダクタンス値を比較した図を示す。 本発明の実施例１の応用例を示したトランスの断面図である。 本発明の実施例２のトランスの断面図である。 従来技術による共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。 図８に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。 従来の多出力共振型スイッチング電源装置の回路構成図である。 図１０に示した従来の多出力共振型スイッチング電源装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。

次に、本発明による実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明の第１の実施例である共振型スイッチング電源装置１の回路構成を示した図である。図１において、従来技術として示した図１０の符号とおなじ符号は同じものを示している。ここで、従来の回路構成と異なるのは、トランスＴの第１の出力巻線が分割されて構成されているところである。図１のトランスTの第１の２次巻線は、図１０のＳ１巻線をＳ１１,Ｓ１２の直列接続した２巻線に、図１０のＳ２巻線をＳ２１,Ｓ２２の直列接続した２巻線から構成する。トランスTの１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１を揃えるには、第１の２次巻線と第２の２次巻線のリーケージインダクタンスが同等になるように、トランスの出力巻線を分割して配置した組み合せ構造とすることでリーケージインダクタンスを調整することが可能になる。

図２に本発明の第１の実施例であるトランスＴの断面図を示す。図２に示すトランスＴの特徴は、コア２の窓枠の形状が高さ寸法Ａに対して横幅寸法Ｂが２倍以上ある薄型形状である。トランスＴの巻線の配列は、ボビン中央に１次巻線Ｐ１、その外周に第１の一方の２次巻線Ｓ１１、Ｓ２１、さらにその外周を第２の２次巻線Ｓ３、Ｓ４、さらにその外周を第１の他方の２次巻線Ｓ１２、Ｓ２２の配置としている。なお、第１の一方の２次巻線Ｓ１１とＳ２１、及び第１の他方の２次巻線Ｓ１２とＳ２２、及び第２の2次巻線Ｓ３，Ｓ４はバイファイラ巻とすることで各々のリーケージインダクタンスが同等になるようにしている。
１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１は、１次巻線Ｐ１から距離が離れるに従い増加していく。このため、各出力巻線のリーケージインダクタンスＬｒ１の値は、Ｓ１２（又はＳ２２）＞Ｓ３（又はＳ４）＞Ｓ１１（又はＳ２１）の関係が成り立つ。このため、Ｓ１２＋Ｓ１１（又はＳ２２＋Ｓ２１）＝Ｓ３（又はＳ４）となるように第１の２次巻線の巻数を分割して配置する。

図３は、本発明の実施例１のトランスの１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１が同等の値であることを図示したものである。図３に示すように、図１のトランスＴの第１の２次巻線を、対象とする２次巻線毎に短絡した時の１次巻線Ｐ１のインダクタンスを測定することで、トランスの１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１を測定することができ、この測定値が揃うように各２次巻線の巻数と巻線の配置を調整する。

図４は、図１に示した多出力スイッチング電源装置の各部の信号を示すタイミングチャートである。図４に示す２次側のダイオードＤ３，Ｄ４及びＤ５，Ｄ６に流れる電流ＩＤ３，ＩＤ４及びＩＤ５，ＩＤ６は、時刻ｔ１〜ｔ３、又はｔ５〜ｔ７にかけて電流が流れるので、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２波形も正弦波状の電流が重畳され、単出力時のドレイン電流波形と相似し、電流の波高値は上昇していないことが分かる。

図５にコア定数Ｃ１が０．４以下のコアを有したトランスとコア定数Ｃ１が１のコアを有した従来のトランスを用いて、スペーサ３の厚さに対するリーケージインダクタンス値を比較した図を示す。リーケージインダクタンス値の比較に際し、トランスの巻数は共通にしている。ここで、コア定数Ｃ１は、コア実効磁路長をコア実効断面積で除算した値である。

図５よりコア定数Ｃ１が０．４以下のトランスのほうが、スペーサ３を厚くした時のリーケージインダクタンス値の変動が大きくなることが分かる。従って、コア定数Ｃ１が０．４以下のトランスの方が、スペーサ３の厚み寸法によってリーケージインダクタンス値を調節しやすくなる。
特に、図５に示したコア定数Ｃ１が０．４以下のコアにおいて、コア窓部の高さＡよりも横幅Ｂのほうが大きい扁平型トランスでは、１次巻線と２次巻線間との距離が生じやすいためリーケージインダクタンス値の差が大きくなり、コア窓部の高さＡに対する横幅Ｂの比率が２倍以上の扁平形状は顕著である。そのためリーケージインダクタンス値を調節しやすくなり本発明に適している。
なお、各リーケージインダクタンス値は同じ値が理想だが、現実には１０％の範囲内のばらつきに収めるのが好ましい。

図６に本発明の実施例１の応用例であるトランスＴの断面図を示す。前述したトランスＴの出力巻線間のリーケージインダクタンスＬｒ１の調整を行う際に、第１の出力巻線の巻数を分割しても第１の出力巻線のリーケージインダクタンス値が不足する場合に有効となる。
図６に示すように、第２の出力巻線Ｓ３、Ｓ４、さらにその外周の第１の出力巻線Ｓ１２、Ｓ２２との間にスペーサ３を配置することで、１次巻線Ｐ１から第１の出力巻線Ｓ１２、Ｓ２２との距離を離すことで不足するリーケージインダクタンス値を補うことができる。

図７に本発明の実施例２であるトランスＴの断面図を示す。実施例１では第１の出力巻線を分割した構造としたが、実施例２では、第１の出力巻線を分割しない構造を提案する。
図７に示すようにボビン中央に１次巻線Ｐ１、その外周にスペーサ３を配置し、その外周に
第１の出力巻線Ｓ１、Ｓ２、さらにその外周を第２の出力巻線Ｓ３、Ｓ４の配置としている。ここで、１次巻線Ｐ１と第１の出力巻線Ｓ１、Ｓ２との間にあるスペーサ３の寸法は、１次巻線Ｐ１の中心から第１の出力巻線Ｓ１、Ｓ２の中心までの距離ｄ１と、１次巻線Ｐ１の中心から第２の出力巻線Ｓ３、Ｓ４の中心までの距離ｄ１との関係が、ｄ１≒ｄ２に近づく値にスペーサ３の厚み寸法ｄ３を調整することで１次巻線Ｐ１から見た各２次巻線とのリーケージインダクタンスＬｒ１を近似させることができる。
また、リーケージインダクタンスは巻数の２乗に比例するため、１次巻線Ｐ１からの距離が近い第１の出力巻線Ｓ１、Ｓ２の巻数が第２の出力巻線Ｓ３、Ｓ４の巻数より多い方が好ましい。
なお、第１の２次巻線Ｓ１とＳ２、及び第２の２次巻線Ｓ３，Ｓ４はバイファイラ巻とすることで、各々のリーケージインダクタンスが同等になるようにしている。

以上、本発明を実施形態で具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されない
ことは言うまでもなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で変形して実施できる。

１，１ａ，１ｂ・・・共振型スイッチング電源装置
２・・・コア
３・・・スペーサ
１０・・・ＰＦＭ制御回路
Ｃｏ１，Ｃｏ２・・・平滑コンデンサ
Ｃrv・・・電圧共振コンデンサ
Ｃri・・・電流共振コンデンサ
Ｑ２・・・スイッチング素子（ハイサイド）
Ｑ１・・・スイッチング素子（ローサイド）
Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード
Ｌr1・・・１次巻線Ｐ１からみた出力巻線とのリーケージインダクタンス
Ｌp・・・励磁インダクタンス
Ｔ，Ｔ1，Ｔ１ａ・・・トランス
Ｐ1・・・トランスＴ（Ｔ1、Ｔ１ａ）の１次巻線
Ｓ１〜Ｓ４,Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２・・・トランスＴ（Ｔ1、Ｔ１ａ）の２次巻線
Ｒｏ１・・・第１の出力の負荷
Ｒｏ２・・・第２の出力の負荷
Ｖin・・・直流電源

Claims (4)

1. 直流電源に複数のスイッチ素子が直列に接続され、トランスの第１の１次巻線とコンデンサの直列回路が前記複数のスイッチ素子の接続点と、前記直流電源の一端とに接続され、前記直列に接続されたスイッチ素子を同時にオンさせないデッドタイムを設けて交互にオン・オフすることによって、前記トランスを介してエネルギーを１次巻線から複数の２次巻線に伝達し、前記トランスの各々の２次巻線に接続された整流平滑回路から複数の直流電圧を取り出すスイッチング電源装置において、
   前記トランスは、コア定数が０．４以下のコアを有したトランスであって、
   前記トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は前記１次巻線の外周に巻回され、
   かつ、前記１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスの値が略同等になるように前記１次巻線の外周に各２次巻線が巻回された構造のトランスを備えたことを特徴とした多出力スイッチング電源装置。
2. 前記トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は前記１次巻線の外周に巻回され、かつ、複数の２次巻線の少なくとも一つは分割されて巻回され、分割された複数の２次巻線の巻回された層を組み合わせることで、前記１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスの値が同じ値になるようにされた構造のトランスを備えたことを特徴とした請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。
3. 前記トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は前記１次巻線の外周に巻回され、かつ、複数の２次巻線の第１の２次巻線は２分割されて巻回され、分割された第１の２次巻線の第１巻線は前記１次巻線の外周に最も近接し、前記分割された２次巻線の外周に第２以降の２次巻線が巻回され、最外周の巻線が前記第１の２次巻線の分割された第２巻線となるように交互に巻回された構造のトランスを備えたことを特徴とした請求項１乃至２記載の多出力スイッチング電源装置。
4. 前記トランスの１次巻線はコア中央部に近接して巻回され、複数の２次巻線は前記１次巻線の外周に各々の２次巻線の層毎に巻回され、
   かつ、前記１次巻線と前記複数の２次巻線との間に前記１次巻線からみた各２次巻線のリーケージインダクタンスをほぼ均等とするためのスペーサが設けられたトランスを備えたことを特徴とした請求項１記載の多出力スイッチング電源装置。

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