JP2012090255A - 発振器 - Google Patents

Abstract

【課題】 負性抵抗素子に特有の寄生発振を抑制するための安定化回路を備えながら、負性抵抗素子を超高速にも変調することができる発振器などを提供することである。
【解決手段】 電磁波を発振する発振器は、負性抵抗素子１０１と共振器１０２と電圧変調部１０３と安定化回路１０４とバイアス回路を備える。共振器１０２は、電磁波の発振周波数を規定する。電圧変調部１０３は、負性抵抗素子１０１を変調する。安定化回路１０４は、寄生発振を抑制する。バイアス回路は、負性抵抗素子１０１の動作点電圧を調整するための電源１０５と配線１０６を含む。電圧変調部１０３は、安定化回路１０４を介在してバイアス回路に接続される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電磁波を発生させるための負性抵抗素子（微分負性抵抗素子）を有し発振型のミキサ装置などとして用いられる発振器に関する。特に、ミリ波帯からテラヘルツ帯（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数領域内の周波数帯における電磁波を発振する発振器に関する。

広く認識されている様に、負性抵抗素子は、共振器を伴い、電磁波の発振器の応用分野で有用である。これまで、ミリ波帯からテラヘルツ波帯まで（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数帯域のうちの少なくとも一部の周波数成分を含む電磁波（以後、単にテラヘルツ波などとも呼ぶ）を発生させることで知られている。その一つとして、負性抵抗素子を基板上にモノリシック（ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ）化した発振器が非特許文献１に開示されている。負性抵抗素子を有する半導体基板上にスロットアンテナを集積し、共振器構造と利得媒質がモノリシックに構成されている。

図１０は、非特許文献１の発振器を示す図である。この発振器において、負性抵抗素子としては、コレクタ側にショットキー障壁（Ｓｃｈｏｔｔｋｙ ｂａｒｒｉｅｒ）を備えた共鳴トンネルダイオード（Ｒｅｓｏｎａｎｔ−Ｔｕｎｎｅｌｉｎｇ−Ｄｉｏｄｅ）Ｓ−ＲＴＤ１１を用いている。共振器としては、スロットアンテナを用いている。非特許文献１におけるスロットアンテナは、半導体基板上の金属パターン１２で構成され、そのスロットの端部に容量１３、１４を備えている。非特許文献１の発振器は、更に、整流ダイオード１５も備えている。ここで、整流ダイオード１５は、負性抵抗素子を用いた発振器で問題となる寄生発振を抑制するための安定化回路をなしている。寄生発振とは、所望の周波数とは異なる低周波側の周波数帯における寄生的な発振のことを指す。こうした寄生発振は所望の周波数における発振出力を著しく低下させるため、負性抵抗素子を用いた発振器において安定化回路の存在は非常に重要といえる。その詳細については、次の通りである。発振器の発振波長をλ_ｏｓｃ、発振周波数をω_ｏｓｃとすると、寄生発振を抑制するためには、ＤＣ以上ω_ｏｓｃ未満の周波数領域においてバイアス供給のための電源側のインピーダンスが低いことが必要である。そのための一つの方法として、Ｓ−ＲＴＤから見て電源側に向かってλ_ｏｓｃ／４以内の位置に低インピーダンス回路（例えば、シャント整流ダイオードなど）が配置されるべきである。それ故、図１０では、こうした低インピーダンス回路として、Ｓ−ＲＴＤ１１から見て電源１６側に向かってλ_ｏｓｃ／４以内の位置に整流ダイオード１５を集積している。１７は、電源１６の内部抵抗及び接続線が持つ抵抗を合計したものである。

また、共振器における容量成分を変化させることによって発振器は発振周波数や振幅を可変にすることができる。特許文献１には、負性抵抗ダイオードと同一基板上に集積したショットキーダイオードをバラクタ（可変容量素子）として用いた可変発振器が開示されている。バラクタの容量は、負性抵抗ダイオードにバイアスするための電源とは独立な電源によって制御可能である。このため、特許文献１の可変発振器は電圧制御発振器（ＶＣＯ）として、例えば、電源の制御バイアスで発振するミリ波を変調して送信する様な用途に用いることができる。

特許第３９２３２６０号

ＩＥＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ １８，２１８（１９９７）

しかしながら、従来の発振器は、制御バイアスを超高速に変調したとしても発振がこれに追従できない構成であった。これは、負性抵抗素子に特有の寄生発振を抑制するために、安定化回路を発振器と電源との間の挿入しなければならないことに起因する。この際、安定化回路は、例えば、比較的低抵抗なシャント抵抗を含む。この抵抗と、電源と安定化回路を結ぶ接続線の寄生インダクタンスを考えると、ローパスフィルタ回路が形成されてしまう。つまり、周波数の高い超高速な変調信号は、安定化回路によってろ過されてしまう構成であった。故に、従来の発振器は負性抵抗素子を超高速に変調することができなかった。本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、負性抵抗素子を超高速に変調することの可能な発振器を提供することにある。

上記課題及び目的に鑑み、電磁波を発振する本発明の発振器は、負性抵抗素子と、共振器と、電圧変調部と、安定化回路と、バイアス回路と、を備える。共振器は、電磁波の発振周波数を規定する。電圧変調部は、負性抵抗素子を変調する。安定化回路は、寄生発振を抑制する。バイアス回路は、負性抵抗素子の動作点電圧を調整するための電源と配線とを含む。そして、前記電圧変調部は、前記安定化回路を介在して前記バイアス回路に接続される。

本発明によれば、電圧変調部は、バイアス回路から見て安定化回路より負性抵抗素子の側に配置されるため、負性抵抗素子の電圧を超高速（例えば、後述する様なミリ波などを含む範囲の周波数帯）にも変調することができる。故に、発振周波数などを超高速に変調することの可能な発振器を提供することができる。例えば、発振周波数をω_０、電圧変調部による変調周波数ω_ｍとすると、負性抵抗素子によってミキシングされた差周波（ω_０−ω_ｍ）ないし和周波（ω_０＋ω_ｍ）の周波数発生をすることができる発振型のミキサ装置を提供することができる。

実施形態１に係る発振器の構成を示す図。 実施形態１に係る発振器の発生周波数を示す図。 実施形態２に係る発振器の構成を示す図。 実施形態２の変形例に係る発振器の構成を示す図。 実施形態３に係る発振器の構成を示す図。 実施例１に係る発振器の構成を示す図。 実施例１に係る発振器及び周波数コム発生装置の発生周波数を示す図。 実施例２に係る発振器の構成を示す図。 実施形態１に係る発振器の電圧変調部の一構成例を示す図。 非特許文献１の発振器の構成を示す模式図。 実施例３に係る発振器の回路構成の一部を示す断面図。

本実施形態の発振器において重要なことは、次の通りである。すなわち、安定化回路の抵抗成分Ｒとバイアス回路における寄生インダクタンス成分Ｌとが、ＬＲローパスフィルタ回路を形成することに注意し、上述のろ過を避ける構成を採用することにある。故に、本発明の電圧変調部は、安定化回路より負性抵抗素子の側に配置している。電圧変調部は、負性抵抗素子の電圧を変調することができる構成なら何でもよい。しかしながら、新規に導入する電圧変調部による寄生発振には注意するべきであって、電圧変調部は外部回路からは孤立して構成することが望ましい。こうした考え方に基づき、本発明の発振器の基本的な構成は、上述した様になっている。

以下、図を用いて本発明の実施形態ないし実施例を説明する。

（実施形態１）
実施形態１に係る発振器について、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態に係る発振器の回路構成を表す図である。

本実施形態の発振器は、負性抵抗素子１０１と電磁波の発振周波数を規定する共振器１０２とを含み、ミリ波帯からテラヘルツ帯（３０ＧＨｚ以上３０ＴＨｚ以下）の周波数帯域における電磁波を発振する。負性抵抗素子１０１と共振器１０２の配置関係は、図１に示すものでもよいし、両者の位置を交換したものでもよい。また、共振器１０２のインダクタンスと容量の表記は、負性抵抗素子１０１のインダクタンス成分と容量成分も含んで表記されているものである。負性抵抗素子１０１は、典型的には、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）やエサキダイオード、ガンダイオードが選ばれる。一端子を終端したトランジスタを用いてもよい。共振器１０２は、ＬＣ共振器でもよいし、非特許文献１に記載された様な分布定数型のアンテナを共振器として用いてもよい。同図で省略している共振器１０２の負荷抵抗は、負性抵抗素子１０１の負性抵抗領域における負性抵抗の絶対値より大きな値が与えられる。

バイアス回路は、電源１０５と配線１０６とを含み、有限の長さの配線には必ず寄生的なインダクタンス成分１０６を伴う。電源１０５は、負性抵抗素子１０１の駆動に必要な電流を供給し、その静的な動作点電圧を調整する。動作点は、典型的には、負性抵抗領域から選択され、その電圧をＶとする。寄生発振を防止ないし抑制するための安定化回路１０４は、本実施形態では単純に抵抗１０４によって構成する。勿論、非特許文献１の様に、シャント素子を用いてもよいし、抵抗１０４と並列に容量を伴ってもよい。ここで、抵抗１０４の値は、安定化条件のため、負性抵抗素子１０１の負性抵抗領域における負性抵抗の絶対値と等しいか少し小さい値をとるべきである。典型的には２０Ω程度かそれ以下である。配線のインダクタンス１０６は例えば１ｎＨ以上であって、この数値例では、上述のローパスフィルタ回路のＬＲカットオフ周波数ｆ_ＬＲは３．２ＧＨｚ以下となる（∵ｆ_ＬＲ＝１／（２πＬ／Ｒ）＝３．２ＧＨｚ）。

ＬＲローパスフィルタによるろ過を避けるため、負性抵抗素子１０１の電圧を変調する電圧変調部１０３は、安定化回路１０４を介在してバイアス回路１０５、１０６に接続される。勿論、変調すべき負性抵抗素子１０１にも接続される。この様に、電圧変調部１０３は、安定化回路１０４と負性抵抗素子１０１とにそれぞれ接続される。こうした電圧変調部１０３は、例えば、共振器１０２とは異なる別個の共振器で構成したり、フォトカプラで構成したりしてもよい（これらについては、後述の実施形態を参照）。トランスを用いてもよい。トランスは、例えば、交流電源に繋がった１次の巻線１０３ａに対して２次の巻線１０３ｂが図９に示す様に接続される。いずれにせよ、電圧変調部１０３より安定化回路側（図１における右側）の電圧Ｖに対して、電圧変調部１０３より負性抵抗素子側（図１における左側）の電圧をＶ＋δＶ（ω_ｍ）と変調する構成であれば、何でもよい。ここで、δＶ（ω_ｍ）は時間的に変調された電圧を指し、変調（角）周波数ω_ｍはω_ｍ＞２πｆ_ＬＲの様な超高速な周波数帯を用いても問題ないのが本発明の特徴である。

負性抵抗素子１０１は動作点電圧Ｖの周りに非線形性（電圧Ｖと電流Ｉとの関係Ｉ（Ｖ）が線形ではないこと；負性抵抗素子は必ず非線形性を有している）を有しているため、発振周波数ω_０に変調周波数ω_ｍをミキシングすることができる。従って、本実施形態の発振器は、図２の如く発振（角）周波数ω_０の周りに、差周波（ω_０−ω_ｍ）ないし和周波（ω_０＋ω_ｍ）の周波数発生をすることができる。発振周波数ω_０と変調周波数ω_ｍとの関係は、一般に、変調度（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｄｅｐｔｈ）と呼ばれる量で定義される。変調度が比較的小さい場合は、図２（ａ）の様に、（ω_０±ω_ｍ）の周波数が発生し、変調度が比較的大きい場合は、図２（ｂ）の様に、（ω_０±ω_ｍ）、（ω_０±２ω_ｍ）・・・の周波数が発生する。こうした理由で、本実施形態の発振器は発振型のミキサ装置でもあって、複数の周波数を発生できる。尚、電圧変調部は一つに限ることなく、複数個備えてもよい。この際、複数個の電圧変調部は負性抵抗素子１０１にそれぞれ接続される。また、それぞれにスイッチを付加すれば、変調周波数をスイッチングすることもできる。

（実施形態２）
実施形態２に係る電磁波発生素子について、図３を用いて説明する。図３は、本実施形態に係る発振器の回路構成を表す図であって、実施形態１の変形例を示している。

本実施形態が実施形態１と異なるのは、具体的に電圧変調部１０３を変調周波数ω_ｍの共振器２０３によって構成している点である。その他は、実施形態１と同様である。すなわち、２０１は負性抵抗素子、２０２は発振周波数ω_０の共振器、２０４は安定化回路（抵抗）、２０５、２０６はバイアス回路である。変調周波数ω_ｍの共振器２０３は、分布定数型の共振器が好適である。この場合、負性抵抗素子２０１は、第一の共振器２０２による発振周波数ω_０と第二の共振器２０３による変調周波数ω_ｍを同時に発振させることになる。

発生周波数が等間隔であるコム状の周波数コム発生装置を構成する場合、２０３はω_ｍが一つのＬＣ共振器が好ましい。この際、ＬＣ共振器２０３のインダクタンス成分Ｌと容量成分Ｃは、それぞれ、ストリップ導体やＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ）容量などで構成してもよい。基板上にモノリシック化した発振器を構成することができるからである。ストリップによってインダクタンス成分Ｌを発生させるためには、変調周波数ω_ｍのストリップ上の等価波長をλ_ｍとしたとき、ストリップの長さはλ_ｍ／４より十分に小さくするのが好ましい。これは、長さλ／４未満の伝送線は誘導性、長さλ／４を超えλ／２未満の伝送線は容量性となるからである。勿論、これに限ることはなく、メアンダ型の伝送線や比較的インダクタンスの大きいチップインダクタ等のコイルを用いてＭＩＭ容量のためにスペースを節減してもよい。

ＬＣ共振器型の例として、図４（ａ）の様な回路構成も考えられる。インダクタンスＬの３０３１と容量Ｃの３０３３は変調周波数ω_ｍ＝１／√（ＬＣ）の共振器をなし、バイアス電源２０５からの電流が接地に直接流れ込まない様にＤＣカット用の容量３０３２を備えている。

発生周波数が複数個のマルチ周波数発生装置を構成する場合、２０３はω_ｍが複数個出現する誘電体共振器などの分布定数型共振器が好ましい。この際、複数個の変調周波数ω_ｍは、分布定数型共振器２０３の形状によって決まり、基本共振モードω_ｍ１からｎ次の共振モードω_ｍｎまで様々である（ω_ｍｎはω_ｍ１の倍波とは限らない）。従って、多数（ω_０＋ω_ｍ１）、（ω_０−ω_ｍ１）・・・（ω_０＋ω_ｍｎ）、（ω_０−ω_ｍｎ）の周波数発生をすることができる。勿論、Ｌ、Ｃなどの集中定数要素とスタブなどの分布定数型を組み合わせたハイブリッド型共振器も考えられる。ハイブリッド型の例として、図４（ｂ）の回路構成が考えられる。インダクタンスＬの４０３１と容量Ｃの４０３３は変調周波数ω_ｍ＝１／√（ＬＣ）の共振器をなし、バイアス電源２０５からの電流が接地に直接流れ込まない様にオープンスタブ４０３２を備えている。この場合、インダクタンスＬはハイブリッド型である。Ｌが純インダクタンスとして機能するのはオープンスタブ４０３２がＡＣ接地扱いのλ／４スタブ、３λ／４スタブ、５λ／４スタブ・・・となる様な場合である。この場合、複数個の変調周波数ω_ｍは、順に１／√（Ｌ_λ／４Ｃ）、１／√（Ｌ_３λ／４Ｃ）、１／√（Ｌ_５λ／４Ｃ）・・・の様に決まる。

（実施形態３）
実施形態３に係る電磁波発生素子について、図５を用いて説明する。図５は、本実施形態に係る発振器の回路構成を表す図であって、実施形態１の変形例を示している。

本実施形態が実施形態１と異なるのは、電圧変調部１０３を具体的に変調周波数ω_ｍを送受信するフォトカプラによって構成している点である。フォトカプラによれば、電気回路的に孤立しつつ電圧変調部の変調周波数を可変することができる。その他は、実施形態１と同様である。すなわち、５０１は負性抵抗素子、５０２は発振周波数ω_０の共振器、５０４は安定化回路（抵抗）、５０５、５０６はバイアス回路である。フォトカプラ（５０３１、５０３２）は、送信用光素子５０３２と受信用光素子５０３１とが電気回路的に孤立しているために、寄生発振の原因とならず好適である。また、本実施形態では、変調周波数ω_ｍを送信用光素子５０３２の側から高速に制御することができる。例えば、変調周波数ω_ｍを１０ＧＨｚでスイッチングすることもできる。これは、実施形態２の基本的には固定されている変調周波数に対して、変調周波数が自由に制御にできる本実施形態の重要な特徴といえる。

本実施形態では、フォトダイオード５０３１は、カソード（陰極）が負性抵抗素子５０１に接続され、アノード（陽極）が安定化回路５０４に接続されている。従って、電源５０５の電圧Ｖはフォトダイオード５０３１におけるターンオン電圧Ｖ_ｆだけ多く印加する。また、フォトダイオード５０３１が受光したときに素子抵抗を流れるフォトカレントが電位差δＶを生成する。従って、安定化回路側（図５における右側）の電圧Ｖ＋Ｖ_ｆに対して、負性抵抗素子側（図５における左側）の電圧をＶ＋δＶ（ω_ｍ）と変調する構成となる。変調周波数ω_ｍはフォトダイオード５０３２を不図示のシンセサイザなどによって変調すればよく、シンセサイザの発振周波数がそのまま変調周波数ω_ｍとなる。尚、この様な回路構成は、例えば、半導体基板上においてフォトダイオード層５０３１を負性抵抗素子層５０１上（或いはその逆）にスタックするなど、同一基板上にモノリシック化することもできる。

更に具体的な発振器について、以下の実施例で説明する。

（実施例１）
実施形態２に対応するより具体的な実施例１を説明する。本実施例に係る発振器について、図６を用いて説明する。図６（ａ）は、本実施例に係る発振器の回路構成を表す図である。図６（ｂ）は、回路構成の一部が集積された構造を表す図である。

本実施例において、６０１は、共鳴トンネルダイオード（ＲＴＤ）である。本実施例におけるＲＴＤ６０１は、ＩｎＰ基板上のＩｎＧａＡｓ／ＩｎＡｌＡｓ、ＩｎＧａＡｓ／ＡｌＡｓによる多重量子井戸構造とｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層を伴って構成される。多重量子井戸構造としては、例えば三重障壁構造を用いる。より具体的には、ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（７．６ｎｍ）／ＩｎＡｌＡｓ（２．６ｎｍ）／ＩｎＧａＡｓ（５．６ｎｍ）／ＡｌＡｓ（１．３ｎｍ）の半導体多層膜構造で構成する。このうち、ＩｎＧａＡｓは井戸層、格子整合するＩｎＡｌＡｓや非整合のＡｌＡｓは障壁層である。これらの層はキャリアドープを意図的に行わないアンドープとしておく。この様な多重量子井戸構造は、電子濃度が２×１０^１８ｃｍ^−３のｎ−ＩｎＧａＡｓによる電気的接点層に挟まれる。こうした電気的接点層間の構造の電流電圧Ｉ（Ｖ）特性において、ピーク電流密度は２８０ｋＡ／ｃｍ^２であり、約０．７Ｖから約０．９Ｖまでが負性抵抗領域となる。ＲＴＤが約３μｍΦのメサ構造の場合、ピーク電流２０ｍＡ、負性抵抗−１０Ωが得られる。

次に、６０２はパッチアンテナを利用したテラヘルツ波の共振回路である。パッチアンテナ６０２としては、ここでは、発振周波数が約０．４ＴＨｚに設計されたｌ＝２００μｍの正方形パターンの５０Ω導体パッチを用いる。ＲＴＤ６０１は、パッチの中央からはｘ＝４０μｍだけ外側へ配置する。パッチアンテナ６０２はＲＴＤ６０１の一方の電極でもあり、誘電体（図６（ｂ）におけるＢＣＢ）によって隔てられている接地導体（図６（ｂ）におけるＧｒｏｕｎｄ ｐｌａｎｅ）はＲＴＤ６０１のもう一方の電極を兼ねている。従って、構造上、ミリ波帯の容量６０３３としての素子を兼ねている。

６０３１は、幅１２μｍ、長さｌ_{ｓｔｒｉｐ}＝１００μｍの５０Ωマイクロストリップラインである。本実施例では、パッチアンテナ６０２における接地導体とマイクロストリップライン６０３１における接地導体は共通の導体（図６（ｂ）におけるＧｒｏｕｎｄ ｐｌａｎｅ）を用いる。マイクロストリップライン６０３１は、バイアス回路６０５、６０６から負性抵抗素子６０１にバイアスを供給する役割を持ちつつ、変調周波数帯（例えばミリ波帯）付近のインダクタンスとしての役割も持つ。このため、図６（ａ）においては、インダクタンスの記号を使って表示してある。そして。インダクタンスの値は、ミリ波帯においてはおよそ０．０２ｎＨと近似的に扱える。

６０３２は容量である。例えば、同じＩｎＰ基板上のＭＩＭ容量を利用してもよい。本実施例では数ｐＦ程度を用いているが、容量の値は大きいほうが上述のインダクタンス値の近似のためには好ましい。例えば、３０ｐＦ以上あれば、マイクロストリップライン６０３１のインダクタンスとしての機能は、低周波側に約３０ＧＨｚ付近まで拡張できる。より正確には、容量６０３２で終端されたマイクロストリップライン６０３１の次式の入力インピーダンスの虚数成分を参照するとよい。
Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_０（Ｚ_６０３２＋ｊＺ_０ｔａｎ（βＬ））／（Ｚ_０＋ｊＺ_６０３２ｔａｎ（βＬ））ここで、βはマイクロストリップにおける２π／λ、Ｌはマイクロストリップにおける長さである。Ｚ_０はマイクロストリップの特性インピーダンス、Ｚ_６０３２＝１／ｊωＣ_６０３２はキャパシタンスＣの容量６０３２のインピーダンスである。尚、安定化回路６０４まで考慮する場合は、与式におけるＺ_６０３２を１／（Ｙ_６０４＋ｊωＣ_６０３２）に置き換えればよい。Ｙ_６０４は安定化回路６０４のアドミッタンスである。実部、虚部ともに正のＹ_６０４は上述の近似の精度を悪くするものにはならない。

本実施例における電圧変調部は、インダクタンス６０３１が０．０２ｎＨ、容量６０３３が０．２８ｐＦのＬＣ共振器であるから、そのＬＣ共振周波数は６７ＧＨｚと計算される。これが、発振周波数約０．４ＴＨｚを変調する。

図７は、本実施例に係る発振器及び周波数コム発生装置の発生周波数を表す図である。本実施例の装置を動作点電圧約０．８Ｖで駆動すると、３９５ＧＨｚの発振周波数の周りに６６ＧＨｚのコム状の周波数が発生した。繰り返し周波数３００Ｈｚのパルス駆動（Ｄｕｔｙ１０％）を駆動条件として、ＦＴ−ＩＲ分光器を用いて発生周波数を分光した。図７において、（ω_０−ω_ｍ）＝３２９ＧＨｚ・・・（ω_０＋ω_ｍ）＝４６１ＧＨｚ、（ω_０＋２ω_ｍ）＝５２７ＧＨｚ、（ω_０＋３ω_ｍ）＝５９３ＧＨｚ、（ω_０＋４ω_ｍ）＝６５９ＧＨｚの周波数が発生したことが確認できる。どの周波数間隔をとっても正確に６６ＧＨｚである。ω_０より（ω_０＋２ω_ｍ）の出力が大きいことから変調度は比較的大きいものと予想される。また、７９１ＧＨｚ、９２３ＧＨｚの周波数発生も確認されているが、７９１ＧＨｚは基本波発振３９５ＧＨｚの二倍高調波、９２３ＧＨｚはこれを６６ＧＨｚで変調した成分と考えられる。この様に、本実施例は、動作点電圧を調整することで、発振器の発振周波数の周りに、電圧変調部の変調周波数もしくはその整数倍だけ離れた周波数の電磁波を複数個発生することができる周波数コム発生装置として構成することができる。

本実施例の発振器は、複数の周波数における反射や透過を測定する様な工程検査装置などの用途に使用することができる好適な例を示すものである。

（実施例２）
実施形態２に対応するより具体的な実施例２を説明する。本実施例に係る発振器について、図８を用いて説明する。図８（ａ）は、本実施例に係る発振器の回路構成を表す図である。図８（ｂ）、（ｃ）は、それぞれ回路構成の一部が集積された構造を表す図である。

本実施例は実施例１の変形例であって、容量６０３２の代わりにオープンスタブ７０３２とし、また、スタブをバイメタルによって構成した例を表している。その他は、実施例１と同様である。すなわち、７０１はＲＴＤ、７０２はパッチアンテナ、７０４は安定化回路（抵抗）、７０５、７０６はバイアス回路である。また、ミリ波帯の容量７０３３は実施例１と同様にパッチアンテナ７０２（ｌ＝２００μｍ、ｘ＝４０μｍ）が兼ねており、７０３１はマイクロストリップ（ｌ_{ｓｔｒｉｐ}＝１００μｍ）である。

オープンスタブ７０３２は、６７ＧＨｚのλ／４の長さに設計される。例えば、マイクロストリップ７０３３と同様の幅１２μｍとすると、長さ１ｍｍがλ／４に相当する。この場合、６７ＧＨｚは、オープンスタブ７０３２の付け根（マイクロストリップ７０３３と交差する部分）がＡＣ短絡扱いになるため、マイクロストリップ７０３１が、６７ＧＨｚ付近のインダクタンスとしての役割を持つ。ただし、オープンスタブ７０３２は３λ／４に相当する２００ＧＨｚなどにも同様に作用するため、分布定数型の共振器の共振周波数は６７ＧＨｚ、２００ＧＨｚなどと計算される。それぞれを、ω_ｍ１、ω_ｍ２とすると、例えば、（ω_０−ω_ｍ１）は勿論、（ω_０−ω_ｍ２）＝（３９５−２００）ＧＨｚ＝１９５ＧＨｚの周波数発生も行うことができる。

また、本実施例では、オープンスタブ７０３２が、電気回路的に孤立しつつ電圧変調部の変調周波数を可変する制御手段である熱制御手段７０３４による熱印加によって変形する。図８（ｂ）、（ｃ）は熱変形の前後を表しており、図８（ｂ）はスタブが変形していないとき、図８（ｃ）は、熱印加によって変形してスタブの半分程度の先端部が誘電体表面から浮き上がったときを表す。そのとき、スタブと接地導体（図８（ｃ）におけるＧｒｏｕｎｄｐｌａｎｅ）の間には誘電体（図８（ｃ）におけるＢＣＢ）の他に間隙（空気）７０３５が加わることとなる。故に、同じ１ｍｍのスタブ７０３２の等価波長は短縮し、共振周波数ω_ｍ１、ω_ｍ２は高周波側にシフトする。この際、ω_ｍ１よりω_ｍ２の様な高次の共振モードのほうが、シフト量が大きくなる。典型的には、ｎ次の共振モードは基本共振モードのｎ倍シフトするため、発振周波数と高次の共振モードとをミキシングした周波数発生は、比較的大きなシフト量が必要なアプリケーションに利用することができる。

以上では、バイメタルを利用する手段によって変調周波数ω_ｍｎを可変としているが、勿論これに限ることはなく、誘電体部分において電気泳動を利用する方法、液晶を利用する方法も考えられる。しかしながら、電圧変調部は外部回路から電気回路的に孤立して構成することが望ましい。

また、変調周波数ω_ｍｎだけでなく発振周波数ω_０を可変とする様なＲＴＤ部分に応力を印加する方法など、いくつかの手段も考えられる。本実施例の発振器は、複数の周波数帯における吸収スペクトラムを観察する様な分光装置などの用途に使用することができる好適な例を示すものである。

（実施例３）
実施形態３に対応するより具体的な実施例３を説明する。本実施例に係る発振器について、図１１を用いて説明する。図１１は、負性抵抗素子とフォトダイオードが同一基板上に集積された構造を表す断面図である。

負性抵抗素子層１１０１には実施例１と同じ、ＲＴＤを用いる。その各層は実施例１に示した通りであって、メサ構造に加工され、パッチアンテナと接地導体とに接する。パッチアンテナは実施例１と同様のものでよい。本実施例ではさらに、負性抵抗素子層１１０１の下に、４００ｎｍのｎ−ＩｎＧａＡｓ層１１０２と４００ｎｍのｎ−ＩｎＰ層１１０３が配されている。ｎ−ＩｎＰ層１１０３は表面が露出しており、その表面部にショットキー電極１１０４が配置されている。すなわち、実施例２では、ＲＴＤとショットキーダイオードとが同一基板１１００上に集積された構造を示すものである。ショットキーダイオードは、フォトダイオードとしても用いることが可能であり、単一キャリア（本実施例では電子）のダイオードゆえ、１０ＧＨｚ以上の超高速応答が可能である。これよりは比較的遅いｐｎダイオード（ｐｉｎダイオード）を用いてももちろんよい。図のように表面、あるいは１．５μｍ帯であれば裏面から光を入射すると特性が変化し、ＲＴＤの動作点を変調することができる。ゆえに、出射するテラヘルツ波を変調することができる。本構造では、ＲＴＤの接地電極とショットキーダイオードのカソード（陰極）とがｎ−ＩｎＧａＡｓ層１１０２を介して隣接して接続されているため、超高速動作に問題となる直列抵抗や浮遊容量を低減される。不図示であるバイアス回路や安定化回路を伴って、実施形態３のように用いることもできる。

本実施例の発振器は、パッチアンテナの発振周波数ω_０の周りのサイドバンドにおける超高速通信などの用途に使用することができる好適な例を示すものである。

１０１ 負性抵抗素子
１０２ 共振器
１０３ 電圧変調部
１０４ 安定化回路
１０５ 電源
１０６ 配線

Claims (9)

1. 電磁波を発振する発振器であって、
   負性抵抗素子と、
   電磁波の発振周波数を規定するための共振器と、
   前記負性抵抗素子を変調するための電圧変調部と、
   寄生発振を抑制するための安定化回路と、
   前記負性抵抗素子の動作点電圧を調整するための電源と配線とを含むバイアス回路と、
   を備え、
   前記電圧変調部は、前記安定化回路を介在して前記バイアス回路に接続されることを特徴とする発振器。
2. 前記電圧変調部は、前記安定化回路と前記負性抵抗素子とにそれぞれ接続されることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
3. 前記電圧変調部は、前記共振器とは共振周波数の異なる別個の共振器によって構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の発振器。
4. 前記別個の共振器は、ストリップ導体を含んで構成されることを特徴とする請求項３に記載の発振器。
5. 前記電圧変調部は、フォトカプラによって構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の発振器。
6. 前記電圧変調部は、電気回路的に孤立しつつ当該電圧変調部の変調周波数を可変する制御手段を備えることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の発振器。
7. 前記電圧変調部を複数個備えることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の発振器。
8. 前記電圧変調部はフォトダイオードを含み、前記負性抵抗素子と前記フォトダイオードは同一基板上に集積されていることを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載の発振器。
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の発振器を備え、
   前記動作点電圧を調整することで、前記発振器の発振周波数の周りに、前記電圧変調部の変調周波数もしくはその整数倍だけ離れた周波数の電磁波を複数個発生することができる様に構成されたことを特徴とする周波数コム発生装置。

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