JP2012087656A

JP2012087656A - モーター駆動装置及びそれを搭載した冷凍サイクル装置

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Publication number: JP2012087656A
Application number: JP2010234014A
Authority: JP
Inventors: Takuya Shimomugi; 卓也下麥; Kazunori Hatakeyama; 和徳畠山; Yosuke Sasamoto; 洋介篠本; Shinsaku Kusube; 真作楠部
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-10-18
Filing date: 2010-10-18
Publication date: 2012-05-10
Anticipated expiration: 2030-10-18
Also published as: JP5213932B2

Abstract

【課題】待機中における効率の高い冷媒加熱、及び圧縮機における振動及び騒音の低減を可能とするモーター駆動装置及びそれを搭載した冷凍サイクル装置を得る。
【解決手段】Ｖ４とＶ３のベクトルパターンが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電流を発生することが可能となり、圧縮機に寝込んだ冷媒を加熱する。
【選択図】図６

Description

本発明は、冷媒寝込みを抑制するために圧縮機を加熱するモーター駆動装置及びそれを搭載した冷凍サイクル装置に関する。

従来の空気調和機として、例えば、圧縮機が停止している場合に圧縮機内での液冷媒の滞留による液圧縮を防止するために圧縮機内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると信号を出力し、制御装置はその信号を受信した場合、モーターの巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモーター巻線を温め、冷媒寝込み、すなわち、圧縮機内の液冷媒の低温滞留状態における運転開始による液圧縮を防止して圧縮機の破損を防止しているものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、スイッチング素子のオン／オフ周期を制御することによってモーターのステーターコイルに流れる電流の向きが周期的に逆方向になるようにして、従来の抵抗損による発熱だけでなくヒステリシス損による発熱を促進し、さらに単位時間当たりのスイッチング回数を減らすことによって、極力少ない消費電流で十分な予熱を実施できるようにし、電力効率の向上を図る電動機予熱装置もある（例えば、特許文献２参照）。

特開平８−２２６７１４号公報（第１−３頁、図１−２）特開平１１−１５９４６７号公報（第３、５−６頁、図１−６）

しかしながら、特許文献１に記載された空気調和機については、欠相電流を流すため電流が流れない巻線が発生するため均一に圧縮機の加熱ができず、また、突極比を持つ永久磁石同期モーターにインバーターを用いて欠相電流を流そうとする場合、巻線インダクタンスのローター位置の依存性があり、ローター位置に応じて全相に電流が流れることがあるため、欠相電流を流すことが困難であるという問題点があった。

また、特許文献２に記載の電動機予熱装置においては、一端が電源側に接続されたスイッチング素子の何れか一つを所定時間に所定周期で繰り返しオン／オフさせると同時に、一端がアース側に接続されたスイッチング素子の何れか二つを当該所定時間、オン状態にし、その後、ステーターコイルに流れる電流が逆方向となるように対応するため、巻線に流す電流の周波数を高周波化できず、高周波化による鉄損発生に限界があり、効率向上が図れないだけでなく、オン／オフ周波数が人間にとって耳障りなものとなり騒音発生等の問題点があった。

本発明は、上記のような課題、並びに、近年の厳しい環境配慮設計基準である欧州ＥｕＰ指令（ＤｉｒｅｃｔｉｖｅｏｎＥｃｏ−ＤｅｓｉｇｎｏｆＥｎｅｒｇｙ−ｕｓｉｎｇＰｒｏｄｕｃｔｓ）及び豪州ＭＥＰＳ（ＭｉｎｉｍｕｍＥｎｅｒｇｙＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＳｔａｎｄａｒｄｓ）に適合するためになされたものであり、待機中における効率の高い冷媒加熱、及び圧縮機における振動及び騒音の低減を可能とするモーター駆動装置及びそれを搭載した冷凍サイクル装置を得ることを目的とする。

本発明に係るモーター駆動装置は、直流電源から供給される直流電圧を変圧するコンバーターと、該コンバーターから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサーと、スイッチング素子によって構成され、前記コンバーターから出力されて前記平滑コンデンサーによって平滑された直流電圧を高周波電圧に変換し、冷凍サイクルにおける圧縮機のモーターへ前記高周波電圧を供給するインバーターと、該インバーターの前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するインバーター制御手段と、を備え、該インバーター制御手段は、前記圧縮機に寝込んだ冷媒を加熱する場合に、前記圧縮機の圧縮動作時における運転周波数よりも高い周波数の高周波電圧指令値を出力する高周波電圧発生手段と、前記高周波電圧指令値に基づいて、前記インバーターにおける前記スイッチング素子にスイッチング動作を実施させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、を有し、前記インバーターは、前記ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子に対してスイッチング動作を実施させて、前記モーターに前記高周波電圧を供給し、前記モーターに鉄損及び銅損を発生させることによって、前記圧縮機に寝込んだ冷媒を加熱させるものである。

本発明によれば、高周波電圧の周波数が高い状態に制御することが可能となり、軸受け磨耗及び騒音悪化の問題を抑制しつつ、効率のよい冷媒加熱動作を実施することができる。

本発明の実施の形態１に係る空気調和機の全体構成図である。本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０におけるインバーター制御手段１０の構成図の一例である。本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。本発明の実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０のインバーター制御手段１０におけるＰＷＭ信号のタイムチャートを示す図である。図６で示される各電圧ベクトルにおけるモーター８の巻線電流の流れを示す図である。本発明の実施の形態２に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。本発明の実施の形態２に係る空気調和機の冷媒加熱動作を示すフローチャートである。本発明の実施の形態２に係るモーター駆動装置５０において各電流モードにおけるリアクトル１３に流れる電流を示すものである。本発明の実施の形態３に係る空気調和機の全体構成図である。本発明の実施の形態３に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。本発明の実施の形態３に係るモーター駆動装置５０において各電流モードにおけるリアクトル１３及び直流電源１８に流れる電流を示すものである。本発明の実施の形態３に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の別形態の構成図である。

実施の形態１．
（空気調和機の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態１に係る空気調和機の全体構成図である。
図１において、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４、室内熱交換器５は、冷媒配管６によって接続され冷凍サイクルを形成し、セパレート形空気調和機を構成している。また、圧縮機１は、その内部に、冷媒を圧縮する圧縮機構７、及び、これを動作させるモーター８を備えている。

モーター８は、インバーター９に接続されており、そのインバーター９は、モーター８に駆動電圧を供給し駆動させる。また、インバーター９は、ブリッジ結線された例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆより構成されている。具体的には、インバーター９は、直列接続されたスイッチング素子９ａ及びスイッチング素子９ｄ、スイッチング素子９ｂ及びスイッチング素子９ｅ、並びに、スイッチング素子９ｃ及びスイッチング素子９ｆがそれぞれ並列に接続されて構成されており、直列接続された２つのスイッチング素子の接続点がモーター８に接続されている。また、スイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆは、それぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードが接続されている。

スイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆは、インバーター制御手段１０から出力されるＰＷＭ信号（スイッチング素子９ａに対する信号をＵＰ、スイッチング素子９ｂに対する信号をＶＰ、スイッチング素子９ｃに対する信号をＷＰ、スイッチング素子９ｄに対する信号をＵＮ、スイッチング素子９ｅに対する信号をＶＮ、そして、スイッチング素子９ｆに対する信号をＷＮとする）に基づいて、オン／オフ動作が制御される。

また、インバーター９を構成するスイッチング素子９ａ及びスイッチング素子９ｄの直列回路、スイッチング素子９ｂ及びスイッチング素子９ｅの直列回路、並びに、スイッチング素子９ｃ及びスイッチング素子９ｆの直列回路のそれぞれの両端には、コンバーター１１から出力され平滑コンデンサー１２によって平滑された直流電圧が印加される。このコンバーター１１は、リアクトル１３、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１４、及び、ファストリカバリダイオード等の逆流防止素子１５によって構成される昇圧チョッパー回路であり、直流電源１８から供給される直流電圧を昇圧させる。また、スイッチング素子１４は、コンバーター制御手段１６から出力される駆動信号に基づいて、オン／オフ動作が制御される。

また、平滑コンデンサー１２の両端電圧、すなわち、インバーター９への印加電圧（後述する母線電圧検出値Ｖｄｃ）は、母線電圧検出手段１７によって検出される。

以上のように、少なくとも、インバーター９、インバーター制御手段１０、コンバーター１１、平滑コンデンサー１２、コンバーター制御手段１６及び母線電圧検出手段１７によって、圧縮機１におけるモーター８を駆動するモーター駆動装置５０が構成されている。

（インバーター制御手段１０の構成）
図２は、本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０におけるインバーター制御手段１０の構成図の一例である。
図２で示されるように、インバーター制御手段１０は、寝込み検出手段２１、高周波交流電圧発生手段２２、位相切替手段２３、モーター電圧振幅決定手段２４及びＰＷＭ信号生成手段２５を有する。

寝込み検出手段２１は、圧縮機１内に冷媒が寝込んだか否かを検出し、その検出信号を高周波交流電圧発生手段２２へ出力する。
なお、図２で示されるように、寝込み検出手段２１は、インバーター制御手段１０に備えられるものとしているが、これに限定されるものではなく、インバーター制御手段１０とは別体であるものとして備えられるものとしてもよい。

高周波交流電圧発生手段２２は、モーター８の各相の電圧指令値を算出する。その具体的動作は、後述する。

位相切替手段２３は、例えば、ユーザーによる操作等によって外部から与えられた位相θ１及び位相θ２のうちいずれか一方を選択し、位相θとして高周波交流電圧発生手段２２へ送信するものである。
なお、図２で示されるように、位相切替手段２３は、インバーター制御手段１０に備えられるものとしているが、これに限定されるものではなく、インバーター制御手段１０とは別体であるものとして備えられるものとしてもよい。

モーター電圧振幅決定手段２４は、例えば、圧縮機１及びモーター８の種類における発熱量とモーター８へ与えられる電圧の振幅Ａとの相関を有するテーブルを有するものとし、所望の発熱量を得るために必要な振幅Ａを高周波交流電圧発生手段２２へ送信するものである。すなわち、圧縮機１及びモーター８の組合せが決定されれば、所望の発熱量を得るために必要なモーターに与える電圧の振幅Ａは、一意に定まる。なお、上記のモーター８の発熱は、後述するモーター８の巻線における銅損及び鉄損によって発生するものである。
なお、図２で示されるように、モーター電圧振幅決定手段２４は、インバーター制御手段１０に備えられるものとしているが、これに限定されるものではなく、インバーター制御手段１０とは別体であるものとして備えられるものとしてもよい。

ＰＷＭ信号生成手段２５は、高周波交流電圧発生手段２２から受信したモーター８の各相への電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によって、スイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆのオン／オフ動作を実施させるものである。

（コンバーター制御手段１６の構成）
図３は、本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。
図３で示されるように、コンバーター制御手段１６は、母線電圧制御手段３１、母線電圧指令値決定手段３２及び駆動パルス生成手段３３を有する。

母線電圧制御手段３１は、母線電圧検出手段１７によって検出された母線電圧検出値Ｖｄｃ、及び、母線電圧指令値決定手段３２から受信した母線電圧指令値に基づいて、スイッチング素子１４に対するオンデューティーを演算し、そのオンデューティーを駆動パルス生成手段３３に送信するものである。

母線電圧指令値決定手段３２は、モーター電圧振幅決定手段２４から受信した振幅Ａに基づいて、母線電圧指令値を演算し、その母線電圧指令値を母線電圧制御手段３１に送信するものである。

駆動パルス生成手段３３は、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティーに基づいて駆動パルスを生成し、この駆動パルスによって、スイッチング素子１４のオン／オフ動作を実施させるものである。

（冷媒加熱動作）
図４は、本発明の実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作を示すフローチャートである。

（Ｓ１）
空気調和機は、圧縮機１が停止して待機状態であるか否かを判定する。その判定の結果、待機状態である場合は、ステップＳ２へ進む。一方、待機状態でない場合は、判定動作を終了する。

（Ｓ２）
空気調和機は、寝込み検出手段２１から圧縮機１内に冷媒が寝込んだか否かを示す検出信号を受信し、圧縮機１内に冷媒が寝込んでいるか否かを判定する。その判定の結果、圧縮機１内に冷媒が寝込んでいる場合は、ステップＳ３へ進む。一方、圧縮機１内に冷媒が寝込んでいない場合は、ステップＳ１へ戻る。

（Ｓ３）
インバーター制御手段１０及びコンバーター制御手段１６は、圧縮機１に対する冷媒加熱動作を実施する。動作終了後、ステップＳ１へ戻る。

したがって、待機状態の場合には、上記の動作を繰り返し実施し、待機状態でなくなると、この動作を終了し、待機状態以外における通常の圧縮機運転等を開始する。

図５は、本発明の実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作を示すフローチャートである。

（Ｓ１１）
高周波交流電圧発生手段２２は、以下のステップＳ１１１〜ステップＳ１１３の手順によって、ＰＷＭ信号生成手段２５へ送信する電圧指令値を演算する。

（Ｓ１１１）
高周波交流電圧発生手段２２は、圧縮機１において所望の発熱量を得るために必要な振幅Ａをモーター電圧振幅決定手段２４から受信する。その後、ステップＳ１１２及びステップＳ１４へ進む。

（Ｓ１１２）
高周波交流電圧発生手段２２は、位相切替手段２３によって位相θ１及び位相θ２のうちいずれか一方を選択された位相θを受信する。

（Ｓ１１３）
高周波交流電圧発生手段２２は、振幅Ａ及び位相θに基づいて、下記の式（１）〜式（３）によって、モーター８各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を演算し、ＰＷＭ信号生成手段２５へ送信する。その後、ステップＳ１２へ進む。
なお、高周波交流電圧発生手段２２は、上記のように式（１）〜式（３）によって電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を演算するものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば、二相変調、三次高調波重畳変調又は空間ベクトル変調等によって、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊を演算するものとしてもよい。

Ｖｕ＊＝Ａ・ｃｏｓθ （１）
Ｖｖ＊＝Ａ・ｃｏｓ（θ−２π／３）（２）
Ｖｗ＊＝Ａ・ｃｏｓ（θ＋２π／３）（３）

（Ｓ１２）
ＰＷＭ信号生成手段２５は、母線電圧検出手段１７によって検出された母線電圧検出値Ｖｄｃを受信する。

（Ｓ１３）
ＰＷＭ信号生成手段２５は、高周波交流電圧発生手段２２から受信した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊、並びに、母線電圧検出手段１７から受信した母線電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、その電圧指令値と所定の周波数の振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号と比較し、その大小関係によってＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ及びＷＮを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成手段２５は、生成したＰＷＭ信号によってインバーター９のスイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆのオン／オフ動作を制御する。

（Ｓ１４）
コンバーター制御手段１６は、母線電圧検出手段１７から受信した母線電圧検出値Ｖｄｃと、モーター電圧振幅決定手段２４から受信した振幅Ａとを比較する。その比較の結果、振幅Ａが母線電圧検出値Ｖｄｃの１／２よりも大きい場合、ステップＳ１５へ進む。一方、振幅Ａが母線電圧検出値Ｖｄｃの１／２以下である場合、ステップＳ１７へ進む。

（Ｓ１５）
母線電圧指令値決定手段３２は、母線電圧指令値を、モーター８に与える電圧の振幅Ａの２倍とする。そして、母線電圧制御手段３１は、その振幅Ａの２倍とされた母線電圧指令値を母線電圧指令値決定手段３２から受信し、その母線電圧指令値、及び母線電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、スイッチング素子１４に対するオンデューティーを演算し、駆動パルス生成手段３３に送信する。
なお、上記において、母線電圧指令値を、振幅Ａの２倍にするものとしたが、実際には、モーター８の発熱状況等に応じて、モーター８のパラメーターが変化し、実際のモーター８の発熱量が、所望の発熱量と異なる場合も考えられる。この場合、予め発熱量のバラツキを考慮し、振幅Ａの２倍の値を中心に増減してもよい。

（Ｓ１６）
駆動パルス生成手段３３は、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティーに基づいて駆動パルスを生成する。そして、スイッチング素子１４は、この駆動パルスに基づいて、オン／オフ動作する。ここで、オンデューティーはキャリア周期におけるスイッチング素子１４のオン時間の割合として０〜１の値となるため、ここでのキャリア振幅は１とすればよい。この、スイッチング素子１４によるオン／オフ動作によって、コンバーター１１の出力電圧である母線電圧が昇圧される。

（Ｓ１７）
空気調和機は、コンバーター１１を停止させ、母線電圧の昇圧は実施しない。

以上、空気調和機の冷媒加熱動作について説明したが、空気調和機は、寝込み検出手段２１によって寝込んだ冷媒が所定量漏出されたことが検出され、あるいは、冷媒加熱動作が所定時間実施されたと判断した場合、寝込み状態から正常状態へ復帰したと判断し、モーター８の冷媒加熱動作を終了する。

なお、上記のように、ステップＳ１５において、母線電圧指令値決定手段３２は、モーター８に与える電圧の振幅Ａに基づいて、母線電圧指令値を算出し、そして、母線電圧制御手段３１は、その母線電圧指令値及び母線電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、スイッチング素子１４に対するオンデューティーを演算する動作としているが、これに限定されるものではなく、例えば、以下のような動作としてもよい。

すなわち、母線電圧制御手段３１の後段側に母線電流制御手段を設け、さらに、母線電流を検出する母線電流検出手段を設ける。この場合、まず、母線電圧制御手段３１は、母線電圧指令値及び母線電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、オンデューティーを演算するのではなく、母線電流指令値を算出して、上記の母線電流制御手段に送信するものとする。そして、母線電流制御手段は、母線電圧制御手段３１から受信した母線電流指令値、及び、上記の母線電流検出手段によって検出された母線電流検出値に基づいて、スイッチング素子１４に対するオンデューティーを演算するものとしてもよい。

また、次のような構成及び動作としてもよい。すなわち、母線電圧制御手段３１の代わりに母線電流制御手段を設け、母線電圧指令値決定手段３２の代わりに、圧縮機１において所望の発熱量を得るために必要な母線電流を母線電流指令値として、その発熱量と対応付けられたテーブルを記憶する記憶部を設け、そして、母線電流を検出する母線電流検出手段を設ける。この場合、まず、母線電流制御手段は、記憶部から圧縮機１において所望の発熱量を得るために必要な母線電流指令値を受信し、さらに、母線電流検出手段によって検出された母線電流検出値を受信する。そして、母線電流制御手段は、受信した母線電流指令値及び母線電流検出値に基づいて、スイッチング素子１４に対するオンデューティーを演算するものとしてもよい。この場合、上記の記憶部は、コンバーター制御手段１６内に備えられるものでなくてもよく、その外部に設置される記憶装置であってもよい。

図６は、本発明の実施の形態１に係るモーター駆動装置５０のインバーター制御手段１０におけるＰＷＭ信号のタイムチャートを示す図である。この図６においては、例えば、位相θ１及び位相θ２について、θ１＝０［ｄｅｇ］、θ２＝１８０［ｄｅｇ］に設定した場合について示している。
図６で示されるように、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）・・・の順で変化する。

図７は、図６で示される各電圧ベクトルにおけるモーター８の巻線電流の流れを示す図である。
一般的なインバーターの場合、そのスイッチング素子のスイッチングスピードによってキャリア周波数の上限が決まっており、一般的なＩＧＢＴ（ＩｎｓｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、２０ｋＨｚ程度である。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難であり、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳する等悪影響を及ぼす恐れがある。例えば、キャリア周波数を２０ｋＨｚとすると、高周波電圧の周波数は１／１０の２ｋＨｚとなって可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

しかし、本実施の形態によれば、図７で示されるように電圧ベクトルＶ４の印加時には＋Ｉｕの電流が流れ、電圧ベクトルＶ３の印加時には−Ｉｕの電流がモーター８の巻線に流れる。このＶ４とＶ３のベクトルパターンが図６で示されるように１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電流を発生することが可能となり、高周波電圧の周波数が高い状態に制御することが可能となり、騒音悪化の問題を抑制することが可能となる。

また、コンバーター制御手段１６における母線電圧の制御に関しては、スイッチング素子１４がオンした場合には、逆流防止素子１５は導通が阻止され、リアクトル１３には電源電圧が印加される。一方、スイッチング素子１４がオフした場合には、逆流防止素子１５に電流が導通し、リアクトル１３には、電源電圧と、コンバーターの出力電圧すなわち母線電圧との差分が、スイッチング素子１４のオン時と逆向きの極性で印加される。このとき、直流電源１８の電源電圧とコンバーター１１の出力電圧（母線電圧）との関係は下記の式（４）によって与えられ、オンデューティーの調整によって母線電圧を調整可能であることが分かる。

Ｖｄｃ＝Ｖｓ／（１−Ｄ）（４）
Ｖｄｃ：母線電圧検出値、Ｖｓ：電源電圧、Ｄ：オンデューティー

通常、モーター８に与える電圧の振幅Ａは、インバーター９への印加電圧すなわち母線電圧により制限がかかる。このため、圧縮機１の加熱を実施するモーター８の発熱量を増加させるために振幅Ａを大きくさせる際、振幅Ａは母線電圧の１／２以上に上昇させることはできず、発熱量が制限されることになる。しかし、式（４）で示されるように、母線電圧制御手段３１がオンデューティーを調整することによって母線電圧を高めることができるので、それと共に、振幅Ａを大きくすることが可能となる。

また、圧縮機１による圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することによって、回転トルク及び振動が発生することなく、さらに、高周波電圧印加によるモーター８の鉄損、及び、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することによって、効率よくモーター８を加熱することが可能となる。そして、モーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。なお、モーター８に印加する高周波電圧の周波数を１４ｋＨｚ以上とすればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。

また、本実施の形態に係る空気調和機におけるモーター８の固定子巻線方向はモーター８の相端子側から巻き始め、中性点側を巻き終わりとしている。ここで、モーター８への電圧印加によってその巻線の銅損と鉄損の２つの損失により発熱し冷媒への加熱が実施されるが、固定子のコイルエンドまでが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少なくなる。このとき、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、この場合、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となってしまう。しかし、本実施の形態に係る空気調和機によれば、高周波電圧の印加による冷媒加熱を実施するので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分、高周波電圧印加による鉄損が増大し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。

（実施の形態１の効果）
以上のような構成及び動作によって、キャリア周波数に同期した交流電流を発生することが可能となり、高周波電圧の周波数が高い状態に制御することが可能となり、騒音悪化の問題を抑制しつつ、効率のよい冷媒加熱動作を実施することができる。

また、モーター８の発熱量を増加させるために振幅Ａを大きくさせる際、母線電圧制御手段によってオンデューティーが調整されることによって母線電圧を高めることができるので、それと共に、振幅Ａを大きくすることが可能となる。

また、圧縮機１による圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することによって、回転トルク及び振動が発生することなく、さらに、高周波電圧印加によるモーター８の鉄損、及び、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することによって、効率よくモーター８を加熱することが可能となり、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出することができる。なお、モーター８に印加する高周波電圧の周波数を１４ｋＨｚ以上とすればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。

また、モーター８への電圧印加によってその巻線の銅損と鉄損の２つの損失により発熱し冷媒への加熱が実施されるが、固定子のコイルエンドまでが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少なくなるが、高周波電圧の印加による冷媒加熱を実施するので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分、高周波電圧印加による鉄損が増大し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。

また、モーター８が磁石埋め込み型モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加、及び、圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

また、圧縮機１がスクロール機構である場合、その圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に、圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。しかし、本実施の形態によれば、高周波電圧を印加することによってモーター８の鉄損が効果的に加熱するので、圧縮機１内の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出するので、圧縮機１内の液冷媒量が大幅に減少し、圧縮機１の破損の防止に対して有効である。

なお、周波数１０ｋＨｚ、かつ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法による制約があるため、５０Ｗを超えないようにモーター８に印加する電圧の振幅Ａの調整、又は、モーター８に流れる電流を検出して５０Ｗ以下となるようにフィードバックするものとすれば、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。

また、インバーター９を構成するスイッチング素子９ａ〜スイッチング素子９ｆに、低損失スイッチング素子であるＳｉＣ、ＧａＮ又はダイヤモンドによって形成されたワイドバンドギャップ半導体を用いることによって、さらにインバーター９の損失低減を図ることができる。

そして、図１で示されるように、本実施の形態に係るモーター駆動装置５０は、空気調和機に搭載されるものとしているが、これに限定されるものではなく、圧縮機を有する冷凍サイクルを搭載した冷蔵庫、冷凍機又はヒートポンプ給湯機等の冷凍サイクル装置に搭載されるものとしてもよい。

実施の形態２．
一般に、コンバーターによる母線電圧昇圧等の動作を実施する場合、昇圧によって、インバーター損失の低減を図ることが可能であるが、コンバーターにおいては、停止時に比べ、スイッチング素子における導通頻度が増加するため、コンバーター損失が増加することになる。このため、コンバーターの動作時は、インバーター損失の低減分に対し、コンバーター損失の増加分が小さくなることが必須となり、本実施の形態においてこれを解決するための動作について説明する。

以下、本実施の形態に係る空気調和機について、実施の形態１に係る空気調和機の構成及び動作と相違する点を中心に説明する。本実施の形態に係る空気調和機の全体構成、及び、インバーター制御手段１０の構成は、それぞれ図１で示される実施の形態１に係る空気調和機の全体構成、及び、図２で示される実施の形態１に係るインバーター制御手段１０の構成と同様である。また、本実施の形態に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作は、図４で示される実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作と同様である。

（コンバーター制御手段１６の構成）
図８は、本発明の実施の形態２に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。
図８で示されるように、コンバーター制御手段１６は、母線電圧制御手段３１、母線電圧指令値決定手段３２、駆動パルス生成手段３３及びキャリア周波数変更手段３４を有する。

駆動パルス生成手段３３は、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティー、及び、キャリア周波数変更手段３４から受信したキャリア周波数に基づいて駆動パルスを生成し、この駆動パルスによって、スイッチング素子１４のオン／オフ動作を実施させるものである。

キャリア周波数変更手段３４は、後述する電流モード指令に基づいて、キャリア周波数を変更して、その変更したキャリア周波数を駆動パルス生成手段３３に送信するものである。

（冷媒加熱動作）
図９は、本発明の実施の形態２に係る空気調和機の冷媒加熱動作を示すフローチャートである。

（Ｓ１６）
コンバーター制御手段１６は、以下のステップＳ１６１及びステップＳ１６２の手順によって、駆動パルスを生成する。

（Ｓ１６１）
キャリア周波数変更手段３４は、後述する電流モード指令に基づいて、キャリア周波数を変更し、その変更したキャリア周波数を駆動パルス生成手段３３に送信する。

（Ｓ１６２）
駆動パルス生成手段３３は、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティー、及び、キャリア周波数変更手段３４から受信したキャリア周波数に基づいて駆動パルスを生成する。そして、スイッチング素子１４は、この駆動パルスに基づいて、オン／オフ動作する。ここで、オンデューティーはキャリア周期におけるスイッチング素子１４のオン時間の割合として０〜１の値となるため、ここでのキャリア振幅は１とすればよい。この、スイッチング素子１４によるオン／オフ動作によって、コンバーター１１の出力電圧である母線電圧が昇圧される。

なお、図９で示されるステップＳ１１〜ステップＳ１５及びステップＳ１７の処理は、図５で示される実施の形態１の場合と同様である。

（連続モード及び不連続モード）
図１０は、本発明の実施の形態２に係るモーター駆動装置５０において各電流モードにおけるリアクトル１３に流れる電流を示すものである。
コンバーター制御手段１６における母線電圧の制御に関しては、スイッチング素子１４がオンした場合には、逆流防止素子１５は導通が阻止され、リアクトル１３には電源電圧が印加される。一方、スイッチング素子１４がオフした場合には、逆流防止素子１５に電流が導通し、リアクトル１３には、電源電圧と、コンバーターの出力電圧すなわち母線電圧との差分が、スイッチング素子１４のオン時と逆向きの極性で印加される。このとき、直流電源１８の電源電圧とコンバーター１１の出力電圧（母線電圧）との関係は前述の式（４）によって与えられ、オンデューティーの調整によって母線電圧を調整可能であることが分かる。また、このときリアクトル１３に流れる電流は、スイッチング素子１４がオン時に直線的に増加し、スイッチング素子１４がオフ時には直線的に減少する。

このリアクトル１３に流れる電流のスイッチング素子１４のオン時及びオフ時の電流変化の傾きは、リアクトル１３に印加される電圧及びリアクトルのインダクタンス値によって一意に決まるため、オン状態及びオフ状態の時間が長いほど、電流変化が大きくなる。すなわち、同じオンデューティーであっても、キャリア周波数によって、電流変化の大きさを変えることが可能となる。

ここで、図１０で示されるように、リアクトル１３に流れる電流が減少しても０にならない動作状態の電流モードを連続モードというものとする。一方、リアクトル１３に流れる電流が減少して０となる区間が存在する動作状態の電流モードを不連続モードというものとする。

任意のキャリア周波数において、リアクトル１３のインダクタンス値、母線電圧、直流電源１８の電源電圧、及び、コンバーター１１の入力電力が概ね分かっていれば、そのときの電流モードが連続モードか不連続モードかが判断できる。又は、コンバーター制御手段１６は、そのときの母線電圧との関係をテーブル化しておき、母線電圧検出手段１７によって母線電圧を検出することによって、テーブルからその母線電圧に対応する電流モードを判断するものとしてよい。これによって、キャリア周波数変更手段３４は、外部から電流モード指令として連続モードの指令を受ければ、キャリア周波数を高く、不連続モードの指令を受ければ、キャリア周波数を低く設定することによって、リアクトル１３に流れる電流の電流モードを任意に変更できる。

ここで、キャリア周波数変更手段３４によって、連続モードに設定された場合は、電流リプル率が小さく、入力電流の高調波成分の発生を抑制することが可能となるが、スイッチング素子１４は高周波数でのスイッチングが必要であり、さらに、スイッチングのオン時及びオフ時共に、電流が流れた状態でのスイッチングとなるため、スイッチング損失が大きい。

これに対し、キャリア周波数変更手段３４によって、不連続モードに設定された場合は、連続モードと比較して、スイッチング素子１４のスイッチング周波数を低く設定することができ、スイッチング素子１４のオン時においては、電流ゼロの状態でのスイッチングとなるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。

また、リアクトル１３のインダクタンスは、下記の式（５）によって算出でき、これによれば、リアクトル１３に流れる電流の電流リプル率が大きいほどインダクタンスが小さくなる。
したがって、リアクトル１３に流れる電流を不連続モードとすれば、リアクトル１３に流れる電流の平均値に対して電流ピーク値が大きくなり、電流リプル率が大きくなるため、リアクトル１３に必要とされるインダクタンス値が小さくなり、リアクトル１３及びこれを備えたコンバーター１１の小型及び軽量化が可能となる。

Ｌ＝［｛Ｖｓ²／｛（√２）・Ｐｉｎ・Ｋ・ｆｃ｝］・［｛Ｖｄｃ−（√２）・Ｖｓ｝／Ｖｄｃ］（５）
Ｌ：インダクタンス、Ｖｄｃ：母線電圧検出値、Ｖｓ：電源電圧、Ｐｉｎ：コンバーター入力電力、Ｋ：比例係数、ｆｃ：キャリア周波数

また、外部からキャリア周波数変更手段３４に入力される電流モード指令は、例えば圧縮機１の負荷状態によって切り替えればよい。一般に、通常の圧縮機１の負荷運転を実施する場合、数ｋＷ又は十数ｋＷといった大電力運転であり、電流の絶対値が大きいため、電流リプル率は小さくする必要があるが、冷媒加熱動作を実施する場合は、数十Ｗ程度の小電力運転であり、電流リプル率が大きい場合にも、電流の絶対値としては小さいため、問題とならないことが多い。このため、例えば、圧縮機１が停止している待機状態で、かつ、寝込み検出手段２１によって冷媒寝込みが検出され冷媒加熱運転を開始する場合には、電流モードを不連続モードとし、その他の通常の負荷運転の場合には、電流モードを連続モードとして運転するように設定しておけばよい。

（実施の形態２の効果）
以上の構成及び動作のように、キャリア周波数変更手段３４によって、不連続モードに設定された場合は、連続モードと比較して、スイッチング素子１４のスイッチング周波数を低く設定することができ、スイッチング素子１４のオン時においては、電流ゼロの状態でのスイッチングとなるため、スイッチング損失の低減を図ることができ、コンバーター１１における損失を低減することができる。

また、リアクトル１３に流れる電流を不連続モードとすれば、リアクトル１３に流れる電流の平均値に対して電流ピーク値が大きくなり、電流リプル率が大きくなるため、リアクトル１３に必要とされるインダクタンス値が小さくなり、リアクトル１３及びこれを備えたコンバーター１１の小型及び軽量化が可能となる。

そして、上記の効果の他、本実施の形態に係る空気調和機は、実施の形態１における効果を有するのは言うまでもない。

実施の形態３．
実施の形態２のように、リアクトル１３に流れる電流の電流モードを不連続モードとすることによって、連続モードに比べ、スイッチング素子１４におけるスイッチング損失の低減、そして、リアクトルの小型及び軽量化が図れるが、このとき、電源における電流も同様に不連続モードとなり、電源における電流リプルが問題となることがある。本実施の形態においてはこれを解決するための動作について説明する。

以下、本実施の形態に係る空気調和機について、実施の形態１に係る空気調和機の構成及び動作と相違する点を中心に説明する。本実施の形態に係る空気調和機のインバーター制御手段１０の構成は、図２で示される実施の形態１に係るインバーター制御手段１０の構成と同様である。また、本実施の形態に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作は、図４で示される実施の形態１に係る空気調和機の冷媒加熱動作開始の判定動作と同様である。

（空気調和機の全体構成）
図１１は、本発明の実施の形態３に係る空気調和機の全体構成図である。
図１１で示されるように、コンバーター１１は、リアクトル１３ａ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１４ａ、及び、ファストリカバリダイオード等の逆流防止素子１５ａから構成される１系統のコンバーター部、並びに、リアクトル１３ｂ、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１４ｂ、及び、ファストリカバリダイオード等の逆流防止素子１５ｂから構成されるもう１系統のコンバーター部が、それぞれ並列に接続されて構成されている。このコンバーター１１におけるスイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂは、コンバーター制御手段１６から出力される駆動信号に基づいて、オン／オフ動作が制御される。その他の構成は、図１で示される実施の形態１に係る空気調和機の構成と同様である。
なお、並列接続するコンバーター部の系統数は、図１１で示されるような２系統に限定されるものではなく、さらに多系統としても何ら問題ない。

（コンバーター制御手段１６の構成）
図１２は、本発明の実施の形態３に係るモーター駆動装置５０におけるコンバーター制御手段１６の構成図の一例である。
図１２で示されるように、コンバーター制御手段１６は、母線電圧制御手段３１、母線電圧指令値決定手段３２、駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂを有する。

母線電圧制御手段３１は、母線電圧検出手段１７によって検出された母線電圧検出値Ｖｄｃ、及び、母線電圧指令値決定手段３２から受信した母線電圧指令値に基づいて、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂに対するオンデューティーを演算し、演算したスイッチング素子１４ａのオンデューティーを駆動パルス生成手段３３ａに送信し、スイッチング素子１４ｂのオンデューティーを駆動パルス生成手段３３ｂに送信するものである。

駆動パルス生成手段３３ａは、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティーに基づいて駆動パルスを生成し、この駆動パルスによって、スイッチング素子１４ａのオン／オフ動作を実施させるものである。また、駆動パルス生成手段３３ｂは、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティーに基づいて駆動パルスを生成し、この駆動パルスによって、スイッチング素子１４ｂのオン／オフ動作を実施させるものである。

（冷媒加熱動作）
次に、図５を参照しながら、本実施の形態に係る空気調和機の冷媒加熱動作について説明する。

（Ｓ１５）
母線電圧指令値決定手段３２は、母線電圧指令値を、モーター８に与える電圧の振幅Ａの２倍とする。そして、母線電圧制御手段３１は、その振幅Ａの２倍とされた母線電圧指令値を母線電圧指令値決定手段３２から受信し、その母線電圧指令値、及び母線電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂに対するオンデューティーを演算し、それぞれ駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂに送信する。
なお、上記において、母線電圧指令値を、振幅Ａの２倍にするものとしたが、実際には、モーター８の発熱状況等に応じて、モーター８のパラメーターが変化し、実際のモーター８の発熱量が、所望の発熱量と異なる場合も考えられる。この場合、予め発熱量のバラツキを考慮し、振幅Ａの２倍の値を中心に増減してもよい。

（Ｓ１６）
駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂは、母線電圧制御手段３１から受信したオンデューティーに基づいて駆動パルスを生成する。そして、スイッチング素子１４ａは、駆動パルス生成手段３３ａによって生成された駆動パルスに基づいてオン／オフ動作し、スイッチング素子１４ｂは、駆動パルス生成手段３３ｂによって生成された駆動パルスに基づいてオン／オフ動作する。ここで、オンデューティーはキャリア周期におけるスイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂのオン時間の割合として０〜１の値となるため、ここでのキャリア振幅は１とすればよい。この、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂによるオン／オフ動作によって、コンバーター１１の出力電圧である母線電圧が昇圧される。

なお、図５で示されるステップＳ１１〜ステップＳ１４及びステップＳ１７の処理は、実施の形態１の場合と同様である。

（連続モード及び不連続モード）
図１３は、本発明の実施の形態３に係るモーター駆動装置５０において各電流モードにおけるリアクトル１３及び直流電源１８に流れる電流を示すものである。
コンバーター制御手段１６によるコンバーター１１の制御に関して、オンデューティーの値とキャリアとを比較して駆動パルスを生成する際、図１３で示されるように、駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂにおいて使用するキャリアを１８０度位相のずれたものとすることによって、駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂのそれぞれで生成される駆動パルス信号は１８０度位相のずれたものとなる。これによって、それぞれの系統におけるリアクトル１３ａ及びリアクトル１３ｂの電流も、１８０度位相のずれたものとなり、直流電源１８に流れる電流はその和となる。

ここで、実施の形態２のように、１系統のコンバーター部を有するコンバーター１１において、リアクトル１３に流れる電流を不連続モードとして制御すれば、連続モードに比べ、スイッチング素子１４についてはスイッチング周波数を低く設定でき、スイッチング素子１４のオン時においては、電流ゼロの状態でのスイッチングとなるため、スイッチング損失の低減を図ることができるが、電源に流れる電流の電流モードが不連続モードとなる場合、電源電流にも大きなリプルが現れ、問題となることがある。

本実施の形態によれば、各系統のコンバーター部において不連続モードとなるよう制御しても、直流電源１８に流れる電流は各系統のコンバーター部におけるリアクトル１３ａ及びリアクトル１３ｂそれぞれに流れる電流の和となり、その結果、連続モードとなり、かつ、電流リプル率も小さくなるため、各系統のコンバーター部においては不連続モードとしてスイッチング損失を低減しつつ、直流電源１８における電流のリプルを低減することが可能となる。

また、リアクトル、スイッチング素子、逆流防止素子といったコンバーター１１を構成する素子は、コンバーター部を多系統とすることによって、使用する素子数は増えるものの、各素子における電流容量を下げることができる。このため、例えば、リアクトルに関しては、リアクトル自体の直材低減に加え、通常、基板上に設置することが困難な場合でも、リアクトルをオンボード化できることによる配線低減、及び、ノイズ耐力の向上が可能となる。また、リアクトルは分割されるため、基板上の部品配置の自由度が向上し、組み立て時の効率の向上及びミス低減を狙った設計が可能となる。

また、本実施の形態においては、コンバーター１１が多系統のコンバーター部を並列接続した構成であるため、そのうちの少なくとも１系統のコンバーター部を停止させてもよい。圧縮機１の冷媒加熱動作に関しては、通常の負荷運転に比べ負荷が小さいため、上記のような直流電源１８における電流リプルを許容できる範囲で、可能な限り少ない系統でコンバーター１１を制御するものとすれば、電流が導通する素子を減らすことができ、損失低減が可能となる。また、複数系統のコンバーター部のうち、動作する系統と停止する系統とを順に切り替えていくことも可能となる。この場合、例えば、動作しているコンバーター部の発熱量を検出、又は、その発熱量を電圧指令値等から推定し、コンバーター部を構成する素子の最大定格等から任意に設定した閾値を超える場合に、動作させているコンバーター部を停止し、代わりに停止していた他系統のコンバーター部を動作させることによって、素子の使用範囲内で安全な動作をさせることが可能となる。

（実施の形態３の効果）
以上の構成及び動作のように、コンバーター１１における各系統のコンバーター部において不連続モードとなるよう制御しても、直流電源１８に流れる電流は各系統のコンバーター部におけるリアクトル１３ａ及びリアクトル１３ｂそれぞれに流れる電流の和となり、その結果、連続モードとなり、かつ、電流リプル率も小さくなるため、各系統のコンバーター部においては不連続モードとしてスイッチング損失を低減しつつ、直流電源１８における電流のリプルを低減することが可能となる。

また、コンバーター１１においてコンバーター部を多系統とすることによって、リアクトル、スイッチング素子、逆流防止素子といったコンバーター１１を構成する素子は、使用する素子数は増えるものの、各素子における電流容量を下げることができる。このため、例えば、リアクトルに関しては、リアクトル自体の直材低減に加え、通常、基板上に設置することが困難な場合でも、リアクトルをオンボード化できることによる配線低減、及び、ノイズ耐力の向上が可能となる。また、リアクトルは分割されるため、基板上の部品配置の自由度が向上し、組み立て時の効率の向上及びミス低減を狙った設計が可能となる。

また、コンバーター１１が多系統のコンバーター部を並列接続した構成であるため、そのうちの少なくとも１系統のコンバーター部を停止させてもよく、圧縮機１の冷媒加熱動作に関しては、通常の負荷運転に比べ負荷が小さいため、直流電源１８における電流リプルを許容できる範囲で、可能な限り少ない系統でコンバーター１１を制御するものとすれば、電流が導通する素子を減らすことができ、損失低減が可能となる。

また、複数系統のコンバーター部のうち、動作する系統と停止する系統とを順に切り替えていくことも可能であり、この場合、例えば、動作しているコンバーター部の発熱量を検出、又は、その発熱量を電圧指令値等から推定し、コンバーター部を構成する素子の最大定格等から任意に設定した閾値を超える場合に、動作させているコンバーター部を停止し、代わりに停止していた他系統のコンバーター部を動作させることによって、素子の使用範囲内で安全な動作をさせることが可能となる。

なお、コンバーター制御手段１６を図１４で示されるように、キャリア周波数変更手段３４を備える構成とし、実施の形態２に係る空気調和機と同様、キャリア周波数変更手段３４によって、スイッチング素子１４ａ及びスイッチング素子１４ｂのオン／オフ周波数を変更されるものとすれば、各系統におけるリアクトルに流れる電流のモードを任意に決定することができる。

また、図１１で示されるように、コンバーター１１を２系統のコンバーター部から構成されるものとし、駆動パルス生成手段３３ａ及び駆動パルス生成手段３３ｂは１８０度位相をずらすものとしたが、前述したように、コンバーター１１を３系統以上のコンバーター部から構成されるものとしてもよく、３系統のコンバーター部をもって構成する場合には１２０度位相、４系統のコンバーター部をもって構成する場合には９０度位相と、３６０度を系統数で割った位相差によって制御すればよい。このとき、直流電源１８の電流リプルはさらに低減することができ、さらに、各系統におけるリアクトル、スイッチング素子及び逆流防止素子といったコンバーター１１を構成する素子の電流容量低減による効果を得ることができる他、実施の形態２における効果を有するのは言うまでもない。

１圧縮機、２四方弁、３室外熱交換器、４膨張弁、５室内熱交換器、６冷媒配管、７圧縮機構、８モーター、９インバーター、９ａ〜９ｆスイッチング素子、１０インバーター制御手段、１１コンバーター、１２平滑コンデンサー、１３、１３ａ、１３ｂリアクトル、１４、１４ａ、１４ｂスイッチング素子、１５、１５ａ、１５ｂ逆流防止素子、１６コンバーター制御手段、１７母線電圧検出手段、１８直流電源、２１寝込み検出手段、２２高周波交流電圧発生手段、２３位相切替手段、２４モーター電圧振幅決定手段、２５ＰＷＭ信号生成手段、３１母線電圧制御手段、３２母線電圧指令値決定手段、３３、３３ａ、３３ｂ駆動パルス生成手段、３４キャリア周波数変更手段、５０モーター駆動装置。

Claims

直流電源から供給される直流電圧を変圧するコンバーターと、
該コンバーターから出力される直流電圧を平滑する平滑コンデンサーと、
スイッチング素子によって構成され、前記コンバーターから出力されて前記平滑コンデンサーによって平滑された直流電圧を高周波電圧に変換し、冷凍サイクルにおける圧縮機のモーターへ前記高周波電圧を供給するインバーターと、
該インバーターの前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するインバーター制御手段と、
を備え、
該インバーター制御手段は、
前記圧縮機に寝込んだ冷媒を加熱する場合に、前記圧縮機の圧縮動作時における運転周波数よりも高い周波数の高周波電圧指令値を出力する高周波電圧発生手段と、
前記高周波電圧指令値及びキャリア信号に基づいて、前記インバーターにおける前記スイッチング素子にスイッチング動作を実施させるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
を有し、
前記インバーターは、前記ＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子に対してスイッチング動作を実施させて、前記モーターに前記高周波電圧を供給し、前記モーターに鉄損及び銅損を発生させることによって、前記圧縮機に寝込んだ冷媒を加熱する冷媒加熱動作を実施する
ことを特徴とするモーター駆動装置。
前記圧縮機内での冷媒寝込みを検出する寝込み検出手段と、
前記インバーター制御手段は、前記寝込み検出手段によって前記圧縮機内での冷媒寝込みが検出された場合に、前記インバーターに前記冷媒加熱動作を実施させる
ことを特徴とする請求項１記載のモーター駆動装置。
外部から入力される第１の位相及び第２の位相を入力し、そのうちいずれか一方を前記キャリア信号に基づいて周期的に切り替えて選択し、選択位相として前記高周波電圧発生手段に出力する位相切替手段と、
前記圧縮機において所定の発熱量を得るために必要な前記モーターへ供給する前記高周波電圧の振幅をもとめ、該振幅を前記高周波電圧発生手段に出力する振幅決定手段と、
を備え、
前記高周波電圧発生手段は、前記選択位相及び前記振幅に基づいて、前記高周波電圧指令値を算出する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のモーター駆動装置。
前記コンバーターは、入力した直流電圧を昇圧させる昇圧コンバーターであり、
前記平滑コンデンサーの両端電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
該母線電圧検出手段によって検出された前記母線電圧と、前記振幅決定手段によって出力された前記振幅とを比較し、前記振幅が前記母線電圧の１／２より大きい場合、前記コンバーターが出力する直流電圧を昇圧させるコンバーター制御手段と、
を備えた
ことを特徴とする請求項３記載のモーター駆動装置。
前記コンバーターは、少なくとも、リアクトルと逆流阻止手段との直列回路、及び、前記リアクトルと前記逆流阻止手段との接続点から前記直流電源の負極側に接続されたスイッチング素子によって構成され、
前記コンバーターの前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのキャリア周波数を変更し、前記リアクトルに流れる電流が０となる区間が存在するように前記キャリア周波数を設定した動作状態である不連続モード、及び、前記リアクトルに流れる電流が０とならないように前記キャリア周波数を設定した動作状態である連続モードのいずれかによって前記コンバーターを動作させるキャリア周波数変更手段を備えた
ことを特徴とする請求項４記載のモーター駆動装置。
前記キャリア周波数変更手段は、冷媒寝込みが発生している場合に前記インバーターが前記冷媒加熱動作を実施する場合に前記不連続モードを実施し、前記圧縮機によって通常の冷媒圧縮動作が実施される場合に前記連続モードを実施する
ことを特徴とする請求項５記載のモーター駆動装置。
前記コンバーターは、少なくとも、前記リアクトルと前記逆流阻止手段との直列回路、及び、前記リアクトルと前記逆流阻止手段との接続点から前記直流電源の負極側に接続された前記スイッチング素子によって構成されるコンバーター部を２系統以上有し、
前記コンバーター制御手段は、各系統の前記コンバーター部において、前記スイッチング素子のスイッチング動作をさせるために生成する駆動パルス信号を、それぞれ位相をずらして生成する
ことを特徴とする請求項５又は請求項６記載のモーター駆動装置。
前記コンバーター制御手段は、各系統の前記コンバーター部において、前記スイッチング素子のスイッチング動作をさせるために生成する前記駆動パルス信号を、それぞれ位相をずらして生成することによって、前記各リアクトルに流れる電流の和である前記直流電源に流れる電流のリプルを、１つの系統の前記コンバーター部を動作させた場合における前記直流電源に流れる電流のリプルよりも低減させる
ことを特徴とする請求項７記載のモーター駆動装置。
前記コンバーター制御手段は、前記インバーター制御手段によって前記冷媒加熱動作が実施される場合、少なくとも１系統の前記コンバーター部の動作を停止させる
ことを特徴とする請求項７又は請求項８記載のモーター駆動装置。
前記高周波電圧発生手段は、出力する前記高周波電圧指令値の周波数を、前記インバーターを構成する前記スイッチング素子のスイッチング周波数の上限値以下とする
ことを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれかに記載のモーター駆動装置。
前記モーターの固定子巻線は、集中巻きである
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のモーター駆動装置。
前記モーターの固定子巻線は、前記モーターの相端子側から中性点まで巻かれた
ことを特徴とする請求項１〜請求項１０のいずれかに記載のモーター駆動装置。
前記インバーター制御手段は、前記高周波電圧発生手段によって出力される前記高周波電圧指令値の周波数が１０ｋＨｚを超える場合、前記モーターの入力電力が５０Ｗ以下となるように制御する
ことを特徴とする請求項１〜請求項１２のいずれかに記載のモーター駆動装置。
前記インバーターを構成する前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された
ことを特徴とする請求項１〜請求項１３のいずれかに記載のモーター駆動装置。
前記ワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ、ＧａＮ又はダイヤモンドである
ことを特徴とする請求項１４記載のモーター駆動装置。
前記圧縮機、熱源側熱交換器、膨張装置及び利用側熱交換器が冷媒配管によって環状に接続された冷凍サイクルと、
請求項１〜請求項１５のいずれかに記載されたモーター駆動装置と、
を備えた
ことを特徴とする冷凍サイクル装置。
前記圧縮機は、スクロール型である
ことを特徴とする請求項１６記載の冷凍サイクル装置。