JP2012080564A - 多重アンテナ送信ダイバシティ方式 - Google Patents

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Abstract

【課題】多重アンテナを介してデータを送信するために改良された方法及び装置の提供。
【解決手段】第１のシンボル及び第２のシンボルは、第１のアンテナを介して送信され、第３のシンボルと第４のシンボルは、第２のアンテナを介して送信され、前記第２のシンボルの逆複素共役及び前記第１のシンボルの複素共役は、第３のアンテナを介して送信され、前記第４のシンボルの逆複素共役及び前記第３のシンボルの複素共役は、第４のアンテナを介して送信され、前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度よりも低いことを特徴とする。
【選択図】図1

Description

本発明は通信システムのデータ送信のための方法に関するもので、特に多重アンテナ送信ダイバシティ方式を用いて情報を送信するプロセス及び回路に関する。
代表的なセルラー無線システムは、複数の固定基地局と複数の移動局を含む。各基地局は、セルとして定義される地理的な領域をカバーする。
通常、自然的及び人工的なオブジェクトが基地局と移動局との間に配置されたため、ＮＬＯＳ(Non-Line-Of-Sight)無線伝播経路は、基地局と移動局との間に存在する。そのため、電波は、反射、回折、及び散乱されつつ、伝播される。ダウンリンク方向で移動局のアンテナに到達され、あるいはアップリンク方向で基地局のアンテナに到達される電波は、反射、回折、散乱及び異相(out-of-phase)再組合によって生成された個別波の異なる位相のため、建設的(constructive)及び破壊的(destructive)追加を経験するようになる。これは、現在のセルラー無線通信で一般的に使用される高い搬送波周波数では、差分(differential)伝播遅延での小さな変化が個別波の位相で大きい変化を発生させるという事実に因る。移動局が移動中であるか、あるいは散乱環境で変化があると、複合受信信号の振幅及び位相の空間的変動は多重経路受信に起因できるレイリーフェージング(Rayleigh fading)又は高速フェージングとして知られている時間偏差として示す。無線チャンネルの時間-変化特性は、所望のビット誤り又はパケット誤り信頼性を提供するために非常に高い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio：ＳＮＲ)を要求する。
このダイバシティ方式は、同一の情報転送信号の複数のフェージングされた複製(replica)を受信器に提供することによって、高速フェージングの影響を克服するために幅広く使用されている。
ダイバシティ技術は、一般的に次のカテゴリー、すなわち空間、角度、偏光、電界、周波数、時間、及び多重経路ダイバシティに分類される。空間ダイバシティは、多重送信又は受信アンテナを用いて達成できる。多重アンテナ間の空間的隔離は、ダイバシティ分岐 (branch)、すなわち多重アンテナから送信された信号が若干の相関性を有するか、あるいは相関性のないフェージングを経験するように選択される。空間ダイバシティの一つのタイプである送信ダイバシティは、同一の信号の複数の無相関複製物を受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバシティ方式は、開ループ(open loop)送信ダイバシティと閉ループ(closed loop)送信ダイバシティ方式にさらに分類される。開ループ送信ダイバシティ接近法では、受信器からフィードバックが要求されない。閉ループ送信ダイバシティの一つのタイプでは、受信器は、送信アンテナの配列を知って、受信器で受信された信号のパワーを最大化するために、送信器アンテナに適用される位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバシティ(Selection Transmit Diversity：ＳＴＤ)と呼ばれる、閉ループ送信ダイバシティの他の配列では、受信器は、送信に使用されるアンテナに関してフィードバック情報を送信器に提供する。
開ループ送信ダイバシティ方式の一例は、Ａｌａｍｏｕｔｉ２×１空間-時間ダイバシティ方式である。Ａｌａｍｏｕｔｉ２×１空間-時間ダイバシティ方式では、２個のタイムスロット(すなわち、空間時間ブロックコード(Space Time Block Code：ＳＴＢＣ)送信ダイバシティ)又は２個の周波数副搬送波(すなわち、空間周波数ブロックコード(Space Frequency Block Code：ＳＦＢＣ)送信ダイバシティ)を用いる２個の送信アンテナを用いてＡｌａｍｏｕｔｉ２×２ブロックコードを送信することが考慮される。
Ａｌａｍｏｕｔｉ２×１空間-時間ダイバシティ方式の一つの制約は、この方式が２個の送信アンテナのみに適用できるということである。４個の送信アンテナを用いてデータを送信するために、周波数交換送信ダイバシティ(Frequency Switched Transmit Diversity：ＦＳＴＤ)又は時間交換送信ダイバシティ(Time Switched Transmit Diversity：ＴＳＴＤ)は、ブロックコードと組み合わせる。この組み合わせたＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式又はＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ方式である場合には、４個の送信アンテナから送信されたシンボルの行列は、下記の式のように得られる。
ここで、Ｔｉｊはｉ番目のアンテナ及びｊ番目の副搬送波(subcarrier)又はｊ番目のタイムスロットで送信されたシンボルを表し、４個の送信アンテナの場合にｉ＝１，２，３，４、ｊ＝１，２，３，４であり、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は送信されるシンボルである。
組み合わせたＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式及びＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ方式が有する問題点は、与えられた周波数又は時間リソースで、全体送信アンテナの一部のみが、つまりパワー増幅器容量の一部のみが送信に使用されることである。これは、上述したＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ及びＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ行列で要素‘０’によって表示される。行列の０でない要素での送信パワーが増加する場合に、バースト的な干渉は、隣接セルに発生してシステム性能を減少させる。一般的に、バースト的な干渉は、周波数ホッピングパターンの任意の位相が他の位相よりさらに干渉を招く場合に現れる。
したがって、上記した従来技術の問題点を解決するために、本発明の目的は、多重アンテナを介してデータを送信するために改良された方法及び送信器回路を提供することにある。
本発明の他の目的は、多重アンテナ送信ダイバシティ方式を用いてデータを送信する方法及び送信器回路を提供することにある。
上記のような目的を達成するために、本発明の一態様によれば、データを送信する方法であって、送信されるデータを複数の変調シンボルに変調するステップと、複数の変調シンボルを、複数の変調シンボルのサブセットに分割するステップと、変調シンボルの各対に対応する各２×２行列を有する複数の２×２を生成するために、送信ダイバシティ方式によって変調シンボルの各サブセットを符号化するステップと、出力行列を生成するために複数の２×２行列を直交拡散するステップと、時空間送信ダイバシティ方式、空間周波数送信ダイバシティ方式、または空間周波数送信ダイバシティ方式と時空間送信ダイバシティ方式との組み合わせのうち一つを用いて複数のアンテナを介して出力行列にシンボルを送信するステップとを具備してなり、各サブセットはＮ個の変調シンボルを有し、かつＮは２より小さくない整数であることを特徴とする。
この送信ダイバシティ方法は、送信ダイバシティ方式は、Ａｌａｍｏｕｔｉダイバシティ方式であって、２×２行列の各々は下記のように得られることを特徴とする。
ここで、Ｓ１及びＳ２は変調シンボルの一対である。
複数の２×２行列の直交拡散は、フーリエ行列、アダマール(Hadamard)行列、Ｚａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスを含むグループから選択された直交拡散行列によって遂行されることを特徴とする。
複数の２×２行列の直交拡散は直交拡散行列によって遂行され、要素として複数の２×２行列Ａ１〜Ａｎを含むＭ×Ｍコード行列Ｃを生成し、かつＭはアンテナの個数に対応し、コード行列Ｃは下記のように得られるステップと、
ここで、ｎは０とＮ-１との間の整数で、Ｎ＝Ｍ/２であり、Ｎ×Ｎ直交拡散行列とすべての要素が１である２×２行列のクロネッカー積であるＭ×Ｍ拡散行列を生成するステップと、Ｎ×Ｎ出力行列を生成するために、Ｍ×Ｍコード行列ＣとＭ×Ｍの拡散行列の要素別乗算によってＭ×Ｍコード行列Ｃを直交拡散するステップとを具備することを特徴とする。
出力行列の少なくとも一つの選択された行の対は交換され得る。
出力行列の少なくとも一つの選択された列の対は交換され得る。
交換される選択された行対又は列対は、送信器からデータが受信される前に受信器によって知られることができる。
本発明の他の態様によれば、データを送信する方法であって、送信されるデータを複数の変調シンボルに変調するステップと、複数の変調シンボルを、複数の変調シンボルのサブセットに分割するステップと、変調シンボルの各サブセットに対応する各々の２×２行列を有する複数の２×２行列を生成するために送信ダイバシティ方式によって変調シンボルの各サブセットを符号化するステップと、要素として複数の２×２行列を有する出力行列を生成するステップと、出力行列の少なくとも一対の列を交換するステップと、時空間送信ダイバシティ方式、空間周波数送信ダイバシティ方式、または空間周波数送信ダイバシティ方式と時空間送信ダイバシティ方式との組み合わせのうち一つを用いて複数のアンテナを通じて出力行列でシンボルを送信するステップとを具備してなり、シンボルは、任意のタイムスロットで多重周波数副搬送波に対応するアンテナを介して同時に送信される出力行列の各行のシンボルと、対応する周波数副搬送波で相互に異なる対応するアンテナを介して送信される出力行列の各列のシンボルとを有するとともに、各サブセットはＮ個の変調シンボルを有し、かつＮは２より小さくない整数であることを特徴とする。
本発明の原理を実行するために、適切な直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)送受信器チェーンを示す図である。 ２個の送信アンテナのための空間時間ブロックコード送信ダイバシティ方式を示す図である。 ２個の送信アンテナのための空間周波数ブロックコード送信ダイバシティ方式を示す図である。 ２個の送信アンテナのための代替空間周波数ブロックコード送信ダイバシティ方式を示す図である。 現在の３ＧＰＰ ＬＴＥ(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution)システムでのダウンリンク基準信号のマッピングを示す図である。 本発明の第１の実施形態による４個の送信アンテナのための送信ダイバシティ方式を示す図である。 本発明の第２の実施形態による４個の送信アンテナのための送信ダイバシティ方式を示す図である。 本発明の第３の実施形態による４個の送信アンテナのための送信ダイバシティ方式を示す図である。 本発明の原理による実施形態の列置換を示す図である。 本発明の原理による一実施形態として構成された送信器を示す図である。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
本発明の範囲及び精神を逸脱することなく、以下に説明される本発明の実施形態の様々な変形及び変更が可能であることは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
図１は、直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)送受信器チェーンを示す。ＯＦＤＭ技術を用いる通信システムにおいて、送信器チェーン１１０で、制御信号又はデータ１１１は、変調器１１２によって変調され、直列/並列(Ｓ/Ｐ)変換器１１３によって直並列変換される。逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform：ＩＦＦＴ)部１１４は、信号を周波数ドメインから時間ドメインへ転送するために使用される。サイクリックプレフィックス(Cyclic Prefix:ＣＰ)又はゼロプレフィックス(Zero Prefix：ＺＰ)は、多重経路フェージングによる影響を回避又は軽減するために、ＣＰ挿入部１１６によって各ＯＦＤＭシンボルに追加される。したがって、この信号は、アンテナ(図示せず)のような送信器(Ｔｘ)先端(front end)処理部１１７によって、又は固定ワイヤー又はケーブルによって送信される。受信器チェーン１２０では、完全な時間及び周波数同期が得られると仮定すれば、受信器(Ｒｘ)先端処理部１２１によって受信された信号は、ＣＰ除去部１２２によって処理される。高速フーリエ変換(ＦＦＴ)部１２４は、受信された信号を追加に処理するために時間ドメインから周波数ドメインへ転送する。
ＯＦＤＭシステムにおける全体帯域幅は、副搬送波と呼ばれる狭帯域周波数単位に分割される。副搬送波の個数は、システムで使用されるＦＦＴ/ＩＦＦＴサイズＮと同一である。一般的に、データのために使用される副搬送波の数は、周波数スペクトルの境界で一部副搬送波はガード副搬送波として保存されているため、Ｎより小さい。一般的に、ガード副搬送波には情報が送信されない。
ダイバシティ方式は、送信器に同一の情報転送信号の複数のフェージングされた複製物を受信器に提供することによって、高速フェージングの影響に対処するために広く使用されている。開ループ送信ダイバシティ方式の一例としては、図２に示すようなＡｌａｍｏｕｔｉ２×１空間-時間ブロックコード(ＳＴＢＣ)送信ダイバシティ方式がある。この方法では、任意のシンボル期間、すなわち時間周期で、送信器は、２個の送信アンテナを介して２個のデータシンボルを受信器に送信する。図２に示すように、第１のシンボル周期ｔ１で、シンボルＳ１及びＳ２は、アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２を介して各々送信される。次のシンボル周期ｔ２で、シンボル-Ｓ＊２及びＳ＊１は、アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２を介して各々送信され、ここで、ｘ＊はｘの複素共役(complex conjugate)を表す。信号の受信後に、受信器は、複数のプロセスを遂行して、元のシンボルＳ１及びＳ２を復元する。ＡＮＴ１及びＡＮＴ２の各々に対する瞬間チャンネル利得ｇ１、ｇ２が受信器での処理のために要求されることに注意すべきである。したがって、送信器は、受信器でのチャンネル利得推定のためにアンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２ともを通じて別途のパイロットシンボルを送信する必要がある。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化によって得られるダイバシティ利得は、最大比率組合(Maximum Ratio Combining：ＭＲＣ)で得られる場合と同様である。
また、２×１Ａｌａｍｏｕｔｉ方式は、図３に示すような空間-周波数ブロックコード(ＳＦＢＣ)送信ダイバシティ方式で実現することもできる。図３に示すように、シンボルＳ１及びＳ２は、直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)システムで周波数ｆ１を有する第１の副搬送波上でアンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２を介して各々受信器に送信され、シンボル-Ｓ＊２及びＳ＊１は、周波数ｆ２を有する第２の副搬送波上でアンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２を介して各々送信される。したがって、アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されたシンボルの行列は、次のように示すことができる。
周波数ｆ１を有する副搬送波上で受信器に受信される信号はｒ１であり、周波数ｆ２を有する副搬送波上で受信器に受信される信号はｒ２である。ｒ１及びｒ２は、下記のように表すことができる。
ここで、ｈ１及びｈ２は、各々ＡＮＴ１及びＡＮＴ２からのチャンネル利得である。また、与えられたアンテナからのチャンネルは、周波数ｆ１を有する副搬送波と周波数ｆ２を有する副搬送波との間で変わらないと仮定する。受信器は、受信された信号に対して均等化を遂行し、２個の受信された信号(ｒ１及びｒ２)を組み合わせてシンボルＳ１及びＳ２を復元する。この復元されたシンボル
は、次のように示される。
送信されたシンボル
は、共に完全な空間ダイバシティを実現し、すなわち送信されたシンボル
の各々は、相互の干渉を全く除去することがわかる。
２個の送信アンテナＳＦＢＣ方式のための代替(alternative)マッピングは、図４に示す。アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されるシンボルの行列は、次のように示すことができる。
図４の方式に対する＜数式７＞の送信行列は、図３に示した方式に対する＜数式４＞の送信行列の転置(transpose)行列である。
４個の送信アンテナ送信ダイバシティのための他の提案は、周波数交換送信ダイバシティ(ＦＳＴＤ)又は時間交換送信ダイバシティ(ＴＳＴＤ)をブロックコードと組み合わせることである。組み合わせたＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式又はＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ方式の場合に、４個の送信アンテナから送信されたシンボルの行列は、次のように得られる。
ここで、Ｔｉｊは、ｉ番目のアンテナ及びｊ番目の副搬送波又はｊ番目のタイムスロットで送信されたシンボルを表し、４個の送信アンテナの場合にはｉ＝１，２，３，４、ｊ＝１，２，３，４である。Ａ及びＢは、次のように与えられたブロックコードである。
＜数式１＞で得られたＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ送信信号の等価表現は、次の形態で存在する。送信信号ベクトル
は、ｉ番目の副搬送波に対する４個の送信アンテナ上の送信信号ベクトルを意味すると見なす。＜数式１＞のＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式から生成された送信信号は、４個の連続した副搬送波４ｉ，４ｉ＋１，４ｉ＋１，４ｉ＋３にマッピングされるという仮定の下で、次のように等価的に示される。
ここで、Ｓ１(ｉ)、Ｓ２(ｉ)、Ｓ３(ｉ)、Ｓ４(ｉ）の各々は、インデックスｉの関数である。
組み合わせたＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式及びＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ方式の問題点は、全体送信アンテナの一部のみが、つまりパワー増幅器(ＰＡ)容量の一部のみが、与えられた周波数又は時間リソースでの送信に使用されるということである。これは、上記したＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ及びＳＴＢＣ＋ＴＳＴＤ行列の中に要素‘０’によって表示される。行列の中でゼロでない要素上に送信パワーが増加する場合に、バースト的干渉は、隣接セルに発生してシステム性能を低下させる。
３ＧＰＰ ＬＴＥ(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution)システムの４個の送信アンテナのためのダウンリンク基準信号のマッピングは、図５に示す。符号Ｒｐは、アンテナポートｐ上で基準信号送信に使用されるリソース要素を表すために用いられる。アンテナポート２及び３上の密度(density)は、アンテナポート０及び１上の密度の半分であることがわかる。その結果、アンテナポート２及び３上のチャンネル推定値は、アンテナポート０及び１上のチャンネル推定値に比べて弱くなる。
本発明においては、Ａｌａｍｏｕｔｉブロックコードが直交関数で拡散されて２個以上の送信アンテナを介して送信のためのダイバシティを提供する開ループ送信ダイバシティ方式を開示する。フーリエ行列を仮定して本発明を説明する。本発明の原理は、アダマール(Hadamard)関数又はＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕ(ＺＣ)シーケンスのような他の直交関数の場合に容易に拡張及び適用できることに注意しなければならない。
フーリエ行列は、次のように与えられたエントリを有するＮ×Ｎ正方行列である。
例えば、２×２フーリエ行列は、次のように表される。
同様に、４×４フーリエ行列は、次のように表される。
多重フーリエ行列は、フーリエ行列に遷移パラメータ(ｇ/Ｇ)を導入することによって定義されることができる。多重フーリエ行列のエントリは、次のように与えられる。
Ｇ＝４、ｇ＝０，１，２，３によって定義される４個の２×２フーリエ行列のセットは、次のように示す。
上記した４個のフーリエ行列のセットに、これらフーリエ行列セットの行(row)又は列(column)を置換したバージョンを適用することができることに留意すべきである。例えば、行列Ｐ２０の行と列の置換は、次のように得られる。
それぞれのフーリエ行列に対して、２個の置換されたバージョンである。したがって、拡散行列Ｐの全体個数は１２である。
ｋ番目のＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスで、このｋ番目のＺａｄｏｆｆ-Ｃｈｕシーケンスのｎ番目のエントリｃｋ(ｎ）は、次のように示すことができる。
ｋは、Ｌと互いに素な整数であり、ｑは整数である。
ｎ次のアダマール行列は、アダマール行列式の決定的問題に対する解決策である。アダマール行列の同等な定義は、次のように与えられる。
ここで、Ｉｎはｎ×ｎ単位行列である。
例えば、４次のアダマール行列は、次のように表される。
本発明の原理による第１の実施形態において、４個のシンボルＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、４個の送信アンテナを用いる４個の副搬送波上で送信されると仮定する。行列Ａ及びＢは、下記のように定義される。
行列Ａ及びＢは、各々シンボルＳ１とＳ２の対及びシンボルＳ３とＳ４の対に対するＡｌａｍｏｕｔｉコードであることがわかる。Ａ及びＢを要素とする２×２行列を構成し、次のように拡張された２×２フーリエ行列と要素別乗算を遂行する。演算子.＊は要素別乗算を意味し、
はクロネッカー積(kroneccker product)を意味する。
ｉ＝０である場合に、離散フーリエ変換ＤＦＴ-拡散ＳＦＢＣ又はＤＦＴ-拡散ＳＴＢＣを示す結果的な４×４行列は、次のように与えられる。
拡散行列がフーリエ行列の置換バージョンである場合に、例えばｉ＝５に対して、次のように得られる。
与えられた行列(例えば、行列Ｔ０)に対して、ｍ行、ｎ列の要素は[Ｔ０]ｍ，ｎで表し、[Ｔ０]ｍ，ｎはｍ番目のアンテナ及びｎ番目の副搬送波又はｎ番目のタイムスロットで送信されるシンボルを表し、４個の送信アンテナの場合にｍ＝１，２，３，４で、ｎ＝１，２，３，４である。図６は、本発明の原理による第１の実施形態で、４個の送信アンテナ及び４個のタイムスロットのための送信ダイバシティ方式を示す。
４×４行列送信が副搬送波及びタイムスロットの結合を通じてなされる場合にも、同一の原理を適用できることがわかる。例えば、４個の要素(インデックスｎ)は、２個の副搬送波及び２個のタイムスロットで構成できる。
本発明の原理による第２の実施形態において、Ｔｉの第２の行及び第３の行を交換し、その結果Ｔｉ，ｒと呼ばれる新たなＳＦＢＣ行列が得られる。Ｔｉ，ｒは、ＬＴＥシステムの基準信号構造に内在するパイロット-密度差(disparity)を縮小するために有用である。例えば、Ｔ０，ｒは、次のように与えられる。
図７は、本発明の原理による第２の実施形態で、４個の送信アンテナ及び４個のタイムスロットのための送信ダイバシティ方式を示す。
本発明の原理による第３の実施形態では、＜数式８＞に示すように、ＳＦＢＣ-ＦＳＴＤ行列の第２及び第３の行を交換することを提案し、その結果、次の＜数式２８＞に示されるように新たなＳＦＢＣ行列を獲得する。この演算により、以下の送信行列によって与えられたように、シンボルＳ１及びＳ２はアンテナポート０及び２を通じて送信され、シンボルＳ３及びＳ４はアンテナポート１及び３を通じて送信される。さらに、これは、ＬＴＥシステムの基準信号構造に内在されたパイロット-密度差を縮小するのに有用である。
図８は、本発明の原理による第３の実施形態で、４個の送信アンテナ及び４個のタイムスロットのための送信ダイバシティ方式を示す。
本発明の原理による第４の実施形態では、行列Ｔ５の第２及び第３の列を交換し、それによって次の＜数式２９＞に示されたように新たな行列を獲得する。
本発明の原理による列置換の一例は、図９に示す。ステップＳ３０１で、出力行列Ｔ５は、本発明の第１の実施形態で説明した方法によって生成される。ステップＳ３０２で、出力行列Ｔ５の第２の列及び第３の列は、新たな出力行列Ｔｐを生成するために交換(すなわち、置換)される。ステップＳ３０３で、出力行列Ｔｐのシンボルは、多重アンテナを介して送信される。
本発明の原理は、第２及び第３の列以外の列が交換される場合にも適用できる。また、基地局は、ユーザー装置に知られている予め定められた方法で列交換を遂行することができる。また、＜数式２９＞に示すように、常に固定した置換行列Ｔｐを使用できる。
図１０は、本発明の原理による代表的な実施形態として構成された送信器を示す。送信器２００は、変調器２１０と、プリコーディング部２２０と、拡散部２３０と、複数のアンテナ２４０とから構成される。変調器２１０は、送信されるデータを複数の変調シンボルに変調する。プリコーディング部２２０は、複数の２×２行列を得るために、送信ダイバシティ方式によって上記複数のシンボルの中から変調シンボルの各対を符号化する。ここで、各々の２×２行列は、変調シンボルの各対に対応する。拡散部２３０は、出力行列を生成するために複数の２×２行列を直交拡散する。出力行列でのシンボルは、時空間送信ダイバシティ方式、空間周波数送信ダイバシティ方式、又は時空間送信ダイバシティ方式と空間周波数送信ダイバシティ方式との組み合わせを用いて複数のアンテナ２４０を介して送信される。
１１０・・・送信器チェーン
１１２，２１０・・・変調器
１１３，１２３・・・Ｓ/Ｐ変換器
１１４・・・ＩＦＦＴ部
１１６・・・ＣＰ挿入部
１１７・・・Ｔｘ先端処理部
１２１・・・Ｒｘ先端処理部
１２２・・・ＣＰ除去部
１２４・・・ＦＦＴ部
２００・・・送信器
２２０・・・プリコーディング部
２３０・・・拡散部
２４０・・・アンテナ

Claims (16)

  1. データを送信する方法であって、
    複数の変調シンボルに送信されるデータを変調するステップと、
    複数の周波数副搬送波を通じて複数のアンテナを介して空間周波数送信ダイバシティ方式を用いて出力行列によって前記複数の変調シンボルを送信するステップと、を含み、
    第１のシンボル及び第２のシンボルは、第１の周波数副搬送波及び第２の周波数搬送波の各々を通じて第１のアンテナを介して送信され、第３のシンボルと第４のシンボルは、第３の周波数副搬送波及び第４の周波数副搬送波の各々を通じて第２のアンテナを介して送信され、前記第２のシンボルの逆複素共役（inverse complex conjugate） 及び前記第１のシンボルの複素共役 (complex conjugate） は、前記第１の周波数副搬送波及び前記第２の周波数副搬送波の各々を通じて第３のアンテナを介して送信され、前記第４のシンボルの逆複素共役及び前記第３のシンボルの複素共役は、前記第３の周波数副搬送波及び前記第４の周波数副搬送波の各々を通じて第４のアンテナを介して送信され、
    前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度よりも低いことを特徴とするデータ送信方法。
  2. 前記出力行列は
    であり、
    前記Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は、前記複数のアンテナを介して送信される前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
  3. 前記複数の変調されたシンボルが複数の周波数副搬送波４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２及び４ｉ＋３を通じて送信される場合、前記出力行列は
    であり、
    Ｓ１(ｉ)、Ｓ２(ｉ)、Ｓ３(ｉ)及びＳ４(ｉ）は、前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
  4. 前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度の半分であることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
  5. データを送信する装置であって、
    複数の変調シンボルに送信されるデータを変調する変調器と、
    複数の周波数副搬送波を通じて複数のアンテナを介して空間周波数送信ダイバシティ方式を用いて出力行列によって前記複数の変調シンボルを送信する送信器と、を含み、
    第１のシンボル及び第２のシンボルは、第１の周波数副搬送波及び第２の周波数搬送波の各々を通じて第１のアンテナを介して送信され、第３のシンボルと第４のシンボルは、第３の周波数副搬送波及び第４の周波数副搬送波の各々を通じて第２のアンテナを介して送信され、前記第２のシンボルの逆複素共役（inverse complex conjugate） 及び前記第１のシンボルの複素共役 (complex conjugate） は、前記第１の周波数副搬送波及び前記第２の周波数副搬送波の各々を通じて第３のアンテナを介して送信され、前記第４のシンボルの逆複素共役及び前記第３のシンボルの複素共役は、前記第３の周波数副搬送波及び前記第４の周波数副搬送波の各々を通じて第４のアンテナを介して送信され、
    前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度よりも低いことを特徴とするデータ送信装置。
  6. 前記出力行列は
    であり、
    前記Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は、前記複数のアンテナを介して送信される前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項５に記載のデータ送信装置。
  7. 前記複数の変調されたシンボルが複数の周波数副搬送波４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２及び４ｉ＋３を通じて送信される場合、前記出力行列は
    であり、
    Ｓ１(ｉ)、Ｓ２(ｉ)、Ｓ３(ｉ)及びＳ４(ｉ）は、前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項５に記載のデータ送信装置。
  8. 前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度の半分であることを特徴とする請求項５に記載のデータ送信装置。
  9. データを受信する方法であって、
    複数の周波数副搬送波を通じて複数のアンテナを介して空間周波数送信ダイバシティ方式を用いて出力行列によって送信された複数のシンボルを受信するステップと、
    前記複数のシンボルを復調するステップと、を含み、
    第１のシンボル及び第２のシンボルは、第１の周波数副搬送波及び第２の周波数搬送波の各々を通じて第１のアンテナを介して送信され、第３のシンボルと第４のシンボルは、第３の周波数副搬送波及び第４の周波数副搬送波の各々を通じて第２のアンテナを介して送信され、前記第２のシンボルの逆複素共役（inverse complex conjugate） 及び前記第１のシンボルの複素共役 (complex conjugate） は、前記第１の周波数副搬送波及び前記第２の周波数副搬送波の各々を通じて第３のアンテナを介して送信され、前記第４のシンボルの逆複素共役及び前記第３のシンボルの複素共役は、前記第３の周波数副搬送波及び前記第４の周波数副搬送波の各々を通じて第４のアンテナを介して送信され、
    前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度よりも低いことを特徴とするデータ受信方法。
  10. 前記出力行列は
    であり、
    前記Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は、前記複数のアンテナを介して送信される前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
  11. 前記複数の変調されたシンボルが複数の周波数副搬送波４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２及び４ｉ＋３を通じて送信される場合、前記出力行列は
    であり、
    Ｓ１(ｉ)、Ｓ２(ｉ)、Ｓ３(ｉ)及びＳ４(ｉ）は、前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
  12. 前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度の半分であることを特徴とする請求項９に記載のデータ受信方法。
  13. データを受信する装置であって、
    複数の周波数副搬送波を通じて複数のアンテナを介して空間周波数送信ダイバシティ方式を用いて出力行列によって送信された複数のシンボルを受信する受信器と、
    前記複数のシンボルを復調する復調器と、を含み、
    第１のシンボル及び第２のシンボルは、第１の周波数副搬送波及び第２の周波数搬送波の各々を通じて第１のアンテナを介して送信され、第３のシンボルと第４のシンボルは、第３の周波数副搬送波及び第４の周波数副搬送波の各々を通じて第２のアンテナを介して送信され、前記第２のシンボルの逆複素共役（inverse complex conjugate） 及び前記第１のシンボルの複素共役 (complex conjugate） は、前記第１の周波数副搬送波及び前記第２の周波数副搬送波の各々を通じて第３のアンテナを介して送信され、前記第４のシンボルの逆複素共役及び前記第３のシンボルの複素共役は、前記第３の周波数副搬送波及び前記第４の周波数副搬送波の各々を通じて第４のアンテナを介して送信され、
    前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度よりも低いことを特徴とするデータ受信装置。
  14. 前記出力行列は
    であり、
    前記Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４は、前記複数のアンテナを介して送信される前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信装置。
  15. 前記複数の変調されたシンボルが複数の周波数副搬送波４ｉ、４ｉ＋１、４ｉ＋２及び４ｉ＋３を通じて送信される場合、前記出力行列は
    であり、
    Ｓ１(ｉ)、Ｓ２(ｉ)、Ｓ３(ｉ)及びＳ４(ｉ）は、前記複数の変調されたシンボルであることを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信装置。
  16. 前記第３のアンテナと前記第４のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度は、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナで基準信号送信のために使用されたリソース要素の密度の半分であることを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信装置。
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