JP2012028895A

JP2012028895A - 分波器

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Publication number: JP2012028895A
Application number: JP2010163624A
Authority: JP
Inventors: Shinpei Oshima; 大島心平
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2010-07-21
Filing date: 2010-07-21
Publication date: 2012-02-09
Anticipated expiration: 2030-07-21
Also published as: WO2012011310A1; JP5351847B2

Abstract

【課題】挿入損失を低く抑えつつ,マルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離出来る分波器の提供。
【解決手段】分波器１００は、第１と第２の分波回路を備えて、第１の分波回路１４０は、第１の通過帯域の第１のフィルタ１１０と、第２の通過帯域の第２のフィルタ１１２と、を含み、第２の分波回路１６０は、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側に第３の通過帯域の第３のフィルタ１１４を含む。第１の分波回路の入力インピーダンスは、第１の通過帯域で誘導性又は容量性の第１リアクタンス成分を有して第２の通過帯域で第１リアクタンス成分と逆極性の第２リアクタンス成分を有し、第２の分波回路の入力インピーダンスは、第１リアクタンス成分が誘導性の時に第１の通過帯域において容量性で、且つ第２の通過帯域において誘導性であり、第１リアクタンス成分が容量性の時に第１の通過帯域において誘導性で且つ第２の通過帯域において容量性である。
【選択図】図１

Description

本発明は分波器に関する。

複数の通信方式を利用して通話やデータ送受信を行うことができるマルチバンド対応の携帯電話機が普及している。マルチバンド対応の携帯電話機は、複数の周波数帯の信号が重畳されたマルチバンド信号を周波数帯ごとに分離する分波器を備える。移動通信の分野では、より多くの周波数を分離できる小型で低損失の分波器が望まれている。

３つ以上の周波数帯の信号を分波する分波器（マルチプレクサ）は、ダイプレクサと比較して回路構成が複雑である。分離する周波数の数が増えると、全ての通過帯域において低損失であり、全ての阻止域において高減衰であるように回路を設計することが困難になる。

マルチバンド信号を３つ以上の周波数帯に分離する分波器についての開示例がある（特許文献１）。この開示例では、多段に配置された分布定数線路を用いて受信信号を３つ以上の周波数帯に分離している。

特開２００７−２６６８９７号公報

本発明の様々な実施態様は、挿入損失を低く抑えつつマルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離することができる分波器を提供する。その他の課題は、下記の詳細な説明、添付図面等の記載から理解される。

本発明の一実施態様にかかる分波器は、アンテナからの受信信号を入力する入力端子と、前記入力端子と第１及び第２の出力端子との間に配置される第１の分波回路と、
前記入力端子と第３の出力端子との間に配置される第２の分波回路と、を備え、前記第１の分波回路は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に配置され、第１の通過帯域を有する第１のフィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に配置され、第２の通過帯域を有する第２のフィルタと、を含み、前記第２の分波回路は、前記入力端子と前記第３の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側に第３の通過帯域を有する第３のフィルタを少なくとも含み、前記第１の分波回路の入力インピーダンスは、前記第１の通過帯域において誘導性または容量性の第１リアクタンス成分を有するとともに前記第２の通過帯域において前記第１リアクタンス成分と逆の極性の第２リアクタンス成分を有し、前記第２の分波回路の入力インピーダンスは、前記第１リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第１の通過帯域において容量性であるとともに第２の通過帯域において誘導性であり、前記第１リアクタンス成分が容量性である場合に前記第１の通過帯域において誘導性であるとともに第２の通過帯域において容量性である。

本発明の様々な実施態様によって、挿入損失を低く抑えつつマルチバンド信号を３以上の周波数帯域に分離することができる分波器が提供される。

本発明の一実施形態にかかる分波器を示す回路図本発明の一実施形態にかかる低周波側分波回路の入力インピーダンスを示すスミスチャート本発明の一実施形態にかかる高周波側分波回路の入力インピーダンスを示すスミスチャート本発明の一実施形態にかかる分波器を示す回路図本発明の一実施形態にかかる分波器を示す回路図本発明の実施形態にかかる分波器の等価回路図本発明の一実施形態にかかる分波器の入力インピーダンスを示すスミスチャート本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ本発明の一実施形態にかかる分波器の減衰特性を表すグラフ

本発明の様々な実施形態について添付図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態にかかる分波器１００を表す回路図である。この分波器１００は、例えば携帯電話機に搭載され、図示しないアンテナから入力端子１０２を介して入力されたマルチバンド信号を個別の周波数帯の信号に分離し、分離した信号を各出力端子１１６、１１８、１２０から図示しない受信機等に出力する。入力端子１０２及び各出力端子１１６、１１８、１２０に接続される伝送線路または回路はそれぞれ５０Ωの特性インピーダンスに整合されている。

入力端子１０２と出力端子１１６及び出力端子１１８との間には入力信号のうち低周波側の信号を伝送する低周波側分波回路１４０が設けられ、入力端子１０２と出力端子１２０との間には入力信号のうち高周波側の信号を伝送する高周波側分波回路１６０が設けられる。低周波側分波回路１４０は、例えば、分布定数線路１０４と、整合回路１０８と、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１１０、１１２とを備える。高周波側分波回路１６０は、例えば、分布定数線路１０６と、ＳＡＷフィルタ１１４とを備える。

ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４は、互いに異なる周波数帯に通過帯域を有し、通過させた信号を対応する出力端子１１６、１１８、１２０にそれぞれ出力する。例えば、ＳＡＷフィルタ１１０の通過帯域はＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍ）のバンドＶの受信用に割り当てられている８６９−８９４ＭＨｚであり、ＳＡＷフィルタ１１２の通過帯域はＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）のＬ１バンドに割り当てられている１５７４−１５７６ＭＨｚである。また、ＳＡＷフィルタ１１４の通過帯域は、例えば、ＵＴＭＳのバンドＩの受信用に割り当てられている２１１０−２１７０ＭＨｚである。本明細書において、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４の通過帯域を、それぞれ「第１の通過帯域」、「第２の通過帯域」、「第３の通過帯域」と称することがある。アンテナから受信されるマルチバンド信号には、これら第１から第３の通過帯域に相当する周波数帯の信号が重畳されている。

ＳＡＷフィルタ１１４は、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側に通過帯域を有するように設計される。つまり、ＳＡＷフィルタ１１４の通過帯域は、第１の通過帯域の下限である８６９ＭＨｚを低周波端とし第２の通過帯域の上限である１５７６ＭＨｚを高周波端とする８６９ＭＨｚから１５７６ＭＨｚの周波数帯域の外側に存在する。ＳＡＷフィルタ１１４の通過帯域の一例として示したＵＴＭＳのバンドＩは、２１１０−２１７０ＭＨｚに通過帯域を有しており、この通過帯域は８６９ＭＨｚから１５７６ＭＨｚの外側の高周波側に位置している。

本発明の他の実施形態として、高周波側分波回路１６０に代えて、または、高周波側分波回路１６０に加えて、低周波側分波回路１４０の通過帯域よりもさらに低周波側の信号を伝送する分波回路を設けることができる。かかる分波回路には、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の低周波側に通過帯域を有する単数または複数のフィルタが備えられる。

低周波側分波回路１４０において、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２の前方には、単数または複数の集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路１０８が配置され、この整合回路１０８と入力端子１０２との間には、分布定数線路１０４が配置される。分布定数線路１０４は線路長Ｌ１を有する。分布定数線路１０４は、その線路長Ｌ１に応じた移相量だけ通過信号の位相を遅らせる。分布定数線路１０４の線路長Ｌ１は、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが第３の通過帯域において十分に高いインピーダンスになるように決められる。第３の通過帯域の信号が低周波側分波回路１４０に漏洩しない限り、分布定数線路１０４は省略することができる。

整合回路１０８は、集中定数素子型のリアクタンス素子であるキャパシタ、インダクタ、またはこれらの組み合わせから構成される。整合回路１０８を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、高周波側分波回路１６０による影響が無いと仮定して（つまり、低周波側分波回路１４０が高周波側分波回路１６０から電気的に分離されたと仮定して）、入力端子１０２側から見た低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスのリアクタンス成分が第１の通過帯域と第２の通過帯域において互いに逆の極性を持つように定められる。以下に説明されるように、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは、高周波側分波回路１６０に接続された状態において高周波側分波回路１６０に含まれるリアクタンス素子による影響を受けて変化するが、この高周波側分波回路１６０による影響をインピーダンスの計算から除外して整合回路１０８の設計が行われる。このようにして、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは、低周波側分波回路１４０を単体として評価する場合に、第１の通過帯域におけるリアクタンス成分と第２の通過帯域におけるリアクタンス成分とが互いに逆の極性を持つように調整される。低周波側分波回路１４０が分布定数線路１０４を備える場合には、分布定数線路１０４による移相回転が加わった状態で第１の通過帯域におけるリアクタンス成分と第２の通過帯域におけるリアクタンス成分とが互いに逆の極性を持つように設計される。

このようにして整合回路１０８を設計することにより、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは、第１の通過帯域においてその抵抗成分（実部）が伝送線路の特性インピーダンスとほぼ同じ５０Ωであるとともにリアクタンス成分（虚部）が誘導性または容量性である一方、第２の通過帯域において抵抗成分がほぼ５０Ωであるとともにリアクタンス成分が第１の通過帯域におけるリアクタンス成分と逆の極性となるように調整される。例えば、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスの第１の通過帯域におけるリアクタンス成分（以下、本明細書において「第１リアクタンス成分」と称することがある。）が容量性であれば第２の通過帯域におけるリアクタンス成分（以下、本明細書において「第２リアクタンス成分」と称することがある。）は誘導性になる。一方、第１リアクタンス成分が誘導性であれば第２リアクタンス成分は容量性になる。第１の通過帯域及び第２の通過帯域における低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは複素共役の関係にあってもよい。

高周波側分波回路１６０において、入力端子１０２とＳＡＷフィルタ１１４との間には分布定数線路１０６が配置される。この分布定数線路１０６における位相回転によって、高周波側分波回路１６０が第１及び第２の通過帯域の信号に対してインダクタまたはキャパシタとして機能するように高周波側分波回路１６０の入力インピーダンスが調整される。高周波側分波回路１６０がインダクタ、キャパシタのいずれとして機能するかは、第１及び第２リアクタンス成分の極性に応じて定められる。例えば、第１リアクタンス成分が容量性で第２リアクタンス成分が誘導性になるように低周波側分波回路１４０が設計されている場合、第１の通過帯域において高周波側分波回路１６０がインダクタとして機能し、且つ、第２の通過帯域においてキャパシタとして機能するように、分布定数線路１０６によって入力信号の位相が回転される。一方、第１リアクタンス成分が誘導性で第２リアクタンス成分が容量性になるように低周波側分波回路１４０が設計されている場合には、高周波側分波回路１６０が第１の通過帯域においてキャパシタとして機能するとともに第２の通過帯域においてインダクタとして機能するように、高周波側分波回路１６０の入力インピーダンスが調整される。

このように構成された高周波側分波回路１６０が低周波側分波回路１４０と接続されることにより、低周波側分波回路１４０の第１の通過帯域における入力インピーダンスは未接続時における容量性の領域から誘導性の領域に向かって回転され、第２の通過帯域における入力インピーダンスは未接続時の誘導性の領域から容量性の領域に向かって回転される。この結果、第１及び第２リアクタンス成分はそれぞれ“０”に近づき、低周波側分波回路１４０のインピーダンスマッチングが精度良く実現される。

上述した本発明の一実施形態に係る分波器１００は、広帯域に分布する複数の周波数帯域の信号を分波する場合や、各信号が広帯域の場合にも用いることができる。広帯域に分布する周波側分波回路１４０の通過信号（第１及び第２の通過帯域の信号）のそれぞれにおいて高周波側分波回路１６０の入力インピーダンスを完全開放にすることは困難であるため、第１及び第２の通過帯域の信号は高周波側分波回路１６０へ漏洩する。そこで、本発明の一実施形態においては、高周波側分波回路１６０が低周波側分波回路１４０の整合状態に与える影響を相殺するように、低周波側分波回路１４０単体のインピーダンスが調整される。これにより、通過帯域が広帯域に亘る場合であっても、整合状態を保って通過信号を伝送することができる。

また、上述した本発明の一実施形態に係る分波器１００は、分布定数線路を多段に設ける上記特許文献１に記載の分波器と比較して入力信号の移相量を少なくすることができるので、通過信号の挿入損失を低く抑えることができる。また、分布定数線路１０４、１０６の線路長を短くし、分波器１００を小型化することができる。以上述べたように、本発明の一実施形態にかかる分波器１００は、挿入損失を低く抑えつつマルチバンド信号を３つの周波数帯域に分離することができる。

続いて図４を参照し、本発明の他の実施形態に係る分波器について説明する。図４は、本発明の他の実施形態にかかる分波器４００を示す回路図である。分波器４００の構成要素のうち図１の分波器１００の構成要素と実質的に同じものについては、図１と同じ参照符号を用い、その説明は適宜省略される。分波器４００において、分布定数線路１０６の後段にはＳＡＷフィルタ１１４とＳＡＷフィルタ４０４とが並列接続される。ＳＡＷフィルタ４０４及びＳＡＷフィルタ１１４と分布定数線路１０６との間には、キャパシタやインダクタ等の集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路４０２が配置される。ＳＡＷフィルタ４０４を通過した信号は出力端子４０６から後段の受信機等に出力される。

ＳＡＷフィルタ４０４は、第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の第３の通過帯域と同じ側に通過帯域を有する。ＳＡＷフィルタ４０４の通過帯域は、例えば、２４００−２４８０ＭＨｚである。２４００−２４８０ＭＨｚは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（「Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ」は、ＢｌｕｅｔｏｏｔｈＳＩＧ，ＩＮＣ．の登録商標である。）に割り当てられた周波数帯域である（以下、ＳＡＷフィルタ４０４の通過帯域を「第４の通過帯域」と称することがある。）。この第４の通過帯域は、第１の通過帯域である８６９−８９４ＭＨｚと第２の通過帯域である１５７４−１５７６ＭＨｚを含む周波数帯域の外側の高周波側にある（つまり、第１の通過帯域の下限である８６９ＭＨｚを低周波端とし第２の通過帯域の上限である１５７６ＭＨｚを高周波端とする８６９ＭＨｚから１５７６ＭＨｚの周波数帯域の外側の高周波側に存在する）ので、ＳＡＷフィルタ４０４は同じく高周波側に通過帯域を有するＳＡＷフィルタ１１４と並列に接続される。

整合回路４０２は、集中定数素子型のリアクタンス素子であるキャパシタ、インダクタまたはこれらの組み合わせから構成される。整合回路４０２を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、例えば、整合回路１０８の場合と同様の方針に拠って定められる。すなわち、整合回路４０２は、低周波側分波回路１４０に含まれるリアクタンス素子による影響が無いと仮定して、高周波側分波回路４６０の入力インピーダンスのリアクタンス成分が第３の通過帯域と第４の通過帯域において互いに逆の極性を持つように設計される。この整合回路４０２の機能により、高周波側分波回路４６０の入力インピーダンスは、第３の通過帯域においてその抵抗成分が伝送線路の特性インピーダンスとほぼ同じ５０Ωであるとともにリアクタンス成分が誘導性または容量性であり、第４の通過帯域の抵抗成分がほぼ５０Ωであるとともにリアクタンス成分が第３の通過帯域におけるリアクタンス成分と逆の極性となる。つまり、第３の通過帯域における高周波側分波回路４６０のインピーダンスのリアクタンス成分（第３リアクタンス成分）が容量性であれば、第４の通過帯域におけるリアクタンス成分（第４リアクタンス成分）は誘導性になる。一方、第３リアクタンス成分が誘導性であれば、第４リアクタンス成分は容量性になる。このように、第３及び第４の通過帯域における高周波側分波回路４６０単独のインピーダンスは、整合状態から等コンダクタンス円に実質的に沿ってキャパシティブ領域またはインダクティブ領域に回転した位置にある。

分布定数線路１０４は、分布定数線路１０６と同様に、第３及び第４リアクタンス成分の極性に応じて、第３及び第４の通過帯域において低周波側分波回路１４０が高周波側分波回路４６０に対してインダクタまたはキャパシタとして機能するように入力端子１０２からの入力信号の位相を回転させる。例えば、第３リアクタンス成分が容量性で第４リアクタンス成分が誘導性になるように低周波側分波回路１４０が設計されている場合、低周波側分波回路１４０が第３の通過帯域においてインダクタとして機能するとともに第４の通過帯域においてキャパシタとして機能するように、入力信号が位相回転される。このように構成された低周波側分波回路１４０を高周波側分波回路４６０と組み合わせることにより、第３及び第４リアクタンス成分はともに“０”に近づく。このようにして、本発明の一実施形態における分波器４００は、高周波側分波回路４６０単独の場合と比較してより精度良くインピーダンスマッチングを行うことができる。

ＳＡＷフィルタ４０４として、上述した２４００−２４８０ＭＨｚ以外の帯域を通過帯域とするＳＡＷフィルタを用いることができる。例えば、バンドＩに相当する第３の通過帯域と近接する周波数帯域を通過帯域とするフィルタを用いることができる。この場合、高周波側分波回路４６０の入力インピーダンスのリアクタンス成分が第３の通過帯域と第４の通過帯域とで同じ極性を持つように、整合回路４０２が構成される。これにより、高周波側分波回路４６０の入力インピーダンスは、第３及び第４の通過帯域においてその抵抗成分が伝送線路の特性インピーダンスとほぼ同じ５０Ωであるとともにリアクタンス成分がいずれも誘導性または容量性となる。また、分布定数線路１０４は、第３及び第４の通過帯域の信号に対して、低周波側分波回路１４０がインダクタまたはキャパシタとして機能するように入力端子１０２からの入力信号の位相を回転させる。インダクタ、キャパシタのいずれとして機能するかは、第３及び第４リアクタンス成分の極性に応じて定められる。例えば、第３及び第４リアクタンス成分が容量性の場合、第３及び第４の通過帯域において低周波側分波回路１４０がインダクタとして機能するように入力信号の位相が回転される。逆に、第３及び第４リアクタンス成分が誘導性の場合には、第３及び第４の通過帯域において低周波側分波回路１４０がキャパシタとして機能するように入力信号の位相が回転される。このように構成された低周波側分波回路１４０を高周波側分波回路４６０と組み合わせることにより、第３及び第４リアクタンス成分はともに“０”に近づく。このようにして、本発明の一実施形態における分波器４００は、高周波側分波回路４６０単独の場合と比較してより精度良くインピーダンスマッチングを行うことができる。

高周波側分波回路４６０の第４の通過帯域における入力インピーダンスを、抵抗成分がほぼ５０Ωでリアクタンス成分がほぼ“０”となるように調整してもよい。この場合、第４の通過帯域の信号が低周波側分波回路１４０に漏洩することを防止するため、低周波側分波回路１４０の第４の通過帯域におけるインピーダンスは分布定数線路１０６により完全開放に調整される。他の実施例において、高周波側分波回路４６０の第３の通過帯域における入力インピーダンスを、抵抗成分がほぼ５０Ωでリアクタンス成分がほぼ“０”となるように調整し、低周波側分波回路１４０の第３の通過帯域におけるインピーダンスを分布定数線路１０６により完全開放に調整してもよい。

以上述べたように、本発明の一実施形態にかかる分波器４００は、挿入損失を低く抑えつつマルチバンド信号を４つの周波数帯域に分離することができる。

続いて図５を参照し、本発明の他の実施形態に係る分波器について説明する。図５は、本発明の他の実施形態における分波器５００を示す。分波器５００の構成要素のうち、図１または図４の構成要素と実質的に同一のものについては、図１または図４の対応する構成要素と同じ参照符号を付し、その説明は適宜省略される。分波器５００において、高周波側分波回路５６０にはＳＡＷフィルタ１１４、２０４、５０４が並列に配置される。ＳＡＷフィルタ５０４は、例えば、１９３０−１９９０に通過帯域を有する。１９３０−１９９０ＭＨｚは、ＵＭＴＳのバンドＩＩの受信用に割り当てられた周波数帯域（以下、「第５の通過帯域」と称することがある。）である。ＳＡＷフィルタ５０４を通過した信号は出力端子５０６から後段の受信機等に出力される。ＳＡＷフィルタ５０４は、第１の通過帯域である８６９−８９４ＭＨｚと第２の通過帯域である１５７４−１５７６ＭＨｚを含む周波数帯域の外側の高周波側に通過帯域を有する。

ＳＡＷフィルタ１１４、２０４、５０４と分布定数線路１０６との間には、集中定数型のリアクタンス素子からなる整合回路５０２が配置される。整合回路５０２を構成するリアクタンス素子の配置及び素子値は、整合回路４０２の場合と同様の方針に拠って定められる。本発明の一実施形態において、ＵＭＴＳのバンドＩＩに相当する第５の通過帯域は、バンドＩに相当する第３の通過帯域と近接している。この場合、高周波側分波回路５６０の入力インピーダンスに関しては、そのリアクタンス成分が第３の通過帯域と第５の通過帯域とで同じ極性を持たせ、第３の通過帯域と第４の通過帯域において互いに逆の極性を持つように調整される。この整合回路５０２の機能により、高周波側分波回路５６０の入力インピーダンスは、第３及び第５の通過帯域においてその抵抗成分が伝送線路の特性インピーダンスとほぼ同じ５０Ωであるとともにリアクタンス成分がいずれも誘導性または容量性であり、第４の通過帯域の抵抗成分がほぼ５０Ωであるとともにリアクタンス成分が第３及び第５の通過帯域におけるリアクタンス成分と逆の極性となる。本明細書において、高周波側分波回路５６０の第５の通過帯域における入力インピーダンスのリアクタンス成分を第５リアクタンス成分と称することがある。

分布定数線路１０４は、第３、第４、及び第５の通過帯域の信号に対して、低周波側分波回路１４０がインダクタまたはキャパシタとして機能するように入力端子１０２からの入力信号の位相を回転させる。インダクタ、キャパシタのいずれとして機能するかは、第３、第４、及び第５リアクタンス成分の極性に応じて定められる。例えば、第３及び第５リアクタンス成分が容量性で第４リアクタンス成分が誘導性になるように高周波側分波回路５６０が設計されている場合、低周波側分波回路１４０が第３及び第５の通過帯域においてインダクタとして機能するとともに第４の通過帯域においてキャパシタとして機能するように、入力信号の位相が回転される。このように構成された低周波側分波回路１４０を高周波側分波回路５６０と組み合わせることにより、高周波側分波回路５６０単独の場合と比較してより精度良くインピーダンスマッチングを行うことができる。

このように設計された分波器５００における低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスの周波数特性を図２のスミスチャートに例示する。図２は、低周波側分波回路１４０単体の入力インピーダンスを示す。同図において、マーカＭ１、Ｍ２は、第１、第２の通過帯域の中心周波数をそれぞれ表す。同図に示されるように、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは、分布定数線路１０４及び整合回路１０８によって、第１の通過帯域の中心周波数（Ｍ１）においてほぼ５０Ωの抵抗成分と容量性のリアクタンス成分とを有し、第２の通過帯域の中心周波数（Ｍ２）においてほぼ５０Ωの抵抗成分と誘導性のリアクタンス成分とを有するように調整されている。このように、第１及び第２の通過帯域における低周波側分波回路１４０単独のインピーダンスは、整合状態（スミスチャートの中心）から等レジスタンス円に実質的に沿ってキャパシティブ領域またはインダクティブ領域に回転した位置にプロットされる。

分波器５００におけるにおける高周波側分波回路５６０の入力インピーダンスの周波数特性を図３に例示する。図３は、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスが図２に示されるように第１の通過帯域において容量性である場合における高周波側分波回路５６０の入力インピーダンスの例を示す。同図において、マーカＭ１、Ｍ２は、第１、第２の通過帯域の中心周波数をそれぞれ表す。高周波側分波回路５６０は、図３におけるインダクタンス条件領域３０２に含まれる周波数帯域の信号に対してインダクタとして機能する。インダクタンス条件領域３０２は、図３のインダクティブ領域の比較的高インピーダンス側に位置する。図３に示す例においては、第１の通過帯域に相当する周波数帯域がインダクタンス条件領域３０２に含まれているので、低周波側分波回路１４０を伝送される第１の通過帯域の信号に対して高周波側分波回路５６０がインダクタとして機能する。一方、高周波側分波回路５６０は、図３におけるキャパシタンス条件領域３０４に含まれる周波数帯域の信号に対してキャパシタとして機能する。キャパシタンス条件領域３０４は、図３のキャパシティブ領域の比較的高インピーダンス側に位置する。図３に示す例においては、第２の通過帯域に相当する周波数帯域がキャパシタンス条件領域３０４に含まれているので、低周波側分波回路１４０を伝送される第２の通過帯域の信号に対して高周波側分波回路５６０がキャパシタとして機能する。

このように構成された高周波側分波回路５６０を低周波側分波回路１４０と組み合わせることにより、高周波側分波回路５６０は第１の通過帯域の信号に対してインダクタとして機能する。そして、このインダクタの機能により、図２にＭ１で示される第１の通過帯域のインピーダンスは、等コンダクタンス円に沿ってインダクティブ領域方向へ、スミスチャートの中心付近まで移動する。また、高周波側分波回路５６０が第２の通過帯域の信号に対してキャパシタとして機能するため、図２にＭ２で示される第２の通過帯域のインピーダンスは、等コンダクタンス円に沿ってキャパシタンス領域方向へ、スミスチャートの中心付近まで移動する。このように、高周波側分波回路５６０を低周波側分波回路１４０と組み合わせることにより、低周波側分波回路１４０単独の場合と比較してより精度良くマッチングを行うことができる。分波器１００、４００についても、同様の原理により、それぞれの低周波側分波回路と高周波側分波回路とを組み合わせることにより精度良くマッチングを行うことができる。

続いて、高周波側分波回路５６０の第５の通過帯域におけるインピーダンス調整の別の例を説明する。高周波側分波回路５６０の第５の通過帯域における入力インピーダンスは、抵抗成分がほぼ５０Ωで、リアクタンス成分がほぼ“０”となるように調整してもよい。この場合、第５の通過帯域の信号が低周波側分波回路１４０に漏洩することを防止するため、低周波側分波回路１４０の第５の通過帯域におけるインピーダンスは分布定数線路１０６により完全開放に調整される。第５の通過帯域は第３の通過帯域と第４の通過帯域の間に位置するため、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスを第３の通過帯域において誘導性に調整し第４の通過帯域において容量性に調整するとともに、第５の通過帯域において無限大に近い高インピーダンス（完全開放）に調整することができる。このように構成された低周波側分波回路１４０を高周波側分波回路５６０と接続することにより、第５の通過帯域における整合状態を劣化させることなく第３及び第４リアクタンス成分をそれぞれ“０”に近づけることができ、第３、第４、第５の通過帯域のそれぞれにおいて高周波側分波回路５６０のマッチングが精度良く実現される。

図６は、分波器５００の等価回路図である。同図に示されるように、整合回路１０８は、ＳＡＷフィルタ１１０とＳＡＷフィルタ１１２との接続点Ｐ１とＳＡＷフィルタ１１０との間に配置されるキャパシタ６０４と、接続点Ｐ１とキャパシタ６０４との接続点と接地との間に配置されるインダクタ６０２と、を備える。これらのキャパシタやインダクタの素子値は、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスのリアクタンス成分が第１の通過帯域と第２の通過帯域において互いに逆の極性を持つように定められる。例えば、インダクタ６０２のインダクタンス値は３ｎＨ、キャパシタ６０４の容量は４ｐＦである。また、分布定数線路１０６の線路長は例えば１６．２５ｍｍである。

整合回路５０２は、ＳＡＷフィルタ１１４、２０４、５０４の接続点Ｐ２とＳＡＷフィルタ１１４との間に配置されるキャパシタ６０６と、接続点Ｐ２とＳＡＷフィルタ２０４との間に配置されるキャパシタ６１２と、接続点Ｐ２とＳＡＷフィルタ５０４との間に配置されるキャパシタ６１８と、キャパシタ６０６とＳＡＷフィルタ１１４との接続点と接地との間に配置されるインダクタ６０８と、キャパシタ６１２の両側の端子と接地との間にそれぞれ配置されるインダクタ６１０、６１４と、キャパシタ６１８の両側の端子と接地との間にそれぞれ配置されるインダクタ６１６、６２０と、を備える。これらのキャパシタやインダクタの素子値は、高周波側分波回路５６０の入力インピーダンスのリアクタンス成分が第３の通過帯域と第４の通過帯域において互いに逆の極性を持ち、第３の通過帯域と第５の通過帯域において互いに同じ極性を持つように定められる。例えば、キャパシタ６０６、６１２、６１８の容量はそれぞれ３ｐＦ、４ｐＦ、３ｐＦであり、インダクタ６０８、６１０、６１４、６１６、６２０のインダクタンス値はそれぞれ３ｎＨ、６．５ｎＨ、１５ｎＨ、２ｎＨ、８ｎＨである。また、分布定数線路１０４の線路長は１５．２５ｍｍである。

ＳＡＷフィルタ１１０，１１４、５０４は、入力される不平衡信号を平衡信号に変換して出力するように構成されている。例えば、ＳＡＷフィルタ１１４は一組の平衡出力端子６３４、６３６を備えており、これらの端子間にＳＡＷフィルタ１１４側から平衡出力端子６３４、６３６を見たインピーダンスを整合させるインダクタ６２２が配置される。同様に、ＳＡＷフィルタ５０４は一組の平衡出力端子６４０、６４２を備え、これらの端子間にはインピーダンス整合用のインダクタ６２６が配置される。インダクタ６２２、６２６のインダクタンス値は例えばそれぞれ８ｎＨ、１０ｎＨである。図５及び図６の比較から明らかなように、出力端子１２０は平衡出力端子６３４、６３６からなり、出力端子５０６は平衡出力端子６４０、６４２からなる。平衡出力端子間にインダクタを設けることは必ずしも必要ではない。例えば、ＳＡＷフィルタ１１０は一組の平衡出力端子６２８、６３０を備えるが、これらの端子間にはインダクタが配置されていない。

ＳＡＷフィルタ２０４と出力端子６３８との接続点と接地との間にはインダクタ６２４が配置されている。インダクタ６２４は、出力端子６３８からＳＡＷフィルタ２０４を見たインピーダンスを整合させる。インダクタ６２４のインダクタンス値は例えば１０ｎＨである。

図７は、本発明の一実施形態にかかる分波器３００の入力端子１０２から見たインピーダンスを示すスミスチャートである。図７に示されるインピーダンスは、周波数を５００ＭＨｚから３ＧＨｚまで掃引して測定された。第１から第５の通過帯域にそれぞれ相当するマーカＭ１−Ｍ５は、図７から明らかなようにいずれも５０Ω近辺に分布しており、第１から第５の通過帯域のそれぞれにおいてインピーダンスが整合していることが確認された。

図８ないし図１２は、図６の等価回路図で表される分波器５００の減衰特性のシミュレーション結果を表すグラフである。図１３は、図８ないし図１２に表されるシミュレーション結果の一部を拡大して表すグラフである。これらの減衰特性は、アメリカ合衆国カリフォルニア州に本社を有するＡｇｉｌｅｎｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ，Ｉｎｃ．の回路シミュレータＡＤＳを用いてシミュレートされたものである。図８ないし図１３において、横軸は周波数をＧＨｚ単位で表し、縦軸は減衰特性を示すＳパラメータ（Ｓ２１）の大きさをｄＢ単位で表す。図８において曲線８０１は入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰特性を表し、図９において曲線９０１は入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰特性を表し、図１０において曲線１００１は入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰特性を表し、図１１において曲線１１０１は入力端子１０２・出力端子４０６間の減衰特性を表し、図１２において曲線１２０１は入力端子１０２・出力端子５０６間の減衰特性をそれぞれ表す。

図８及び図１３から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１６間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＶに割り当てられている８６９−８９４ＭＨｚにおいておよそ２．８ｄＢと十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。また、図９及び図１３から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１１８間の減衰量は、ＧＰＳのＬ１バンドに割り当てられている１５７４−１５７６ＭＨｚにおいておよそ１．６ｄＢと十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。図１０及び図１３から明らかなように、入力端子１０２・出力端子１２０間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩに割り当てられている２１１０−２１７０ＭＨｚにおいておよそ３．２ｄＢと十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。図１１及び図１３から明らかなように、入力端子１０２・出力端子２０６間の減衰量は、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈに割り当てられている２４００−２４８０ＭＨｚにおいておよそ３．８ｄＢと十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。最後に、図１２及び図１３から明らかなように、入力端子１０２・出力端子５０６間の減衰量は、ＵＭＴＳのバンドＩＩに割り当てられている１９３０−１９９０ＭＨｚにおいておよそ３．２ｄＢと十分に小さく、これ以外の帯域において十分に大きい。このように、分波器５００を用いてＵＭＴＳのバンドＩ、バンドＩＩ、バンドＶ、ＧＰＳ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈの信号が重畳されたマルチバンド信号を５分波する際の挿入損失は、携帯電話機の分波器として十分に小さい。

図１、図４、または図５に表された分波器の回路構成は適宜変更することができる。例えば、各図に明示的に示されてＳＡＷフィルタに加えて、適宜単数または複数のＳＡＷフィルタを追加することができる。例えば、分波器５００の低周波側分波回路１４０において、ＳＡＷフィルタ１１０、１１２と並列にもう１つのＳＡＷフィルタを配置することにより、受信信号を６つの周波数帯域に分波することができる。例えば、９２５−９６０ＭＨｚに通過帯域（以下、「第６の通過帯域」と称することがある。）を有するＳＡＷフィルタをＳＡＷフィルタ１１０、１１２と並列に配置することができる。９２５−９６０ＭＨｚは、ＵＭＴＳのバンドＶＩＩＩの受信用に割り当てられている周波数帯域に相当する。第１の通過帯域と第６の通過帯域が比較的近接しているため、低周波側分波回路１４０の第６の通過帯域におけるインピーダンスは、第１の通過帯域のインピーダンスと同じ極性を持つように調整することができる。この場合、低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスは、第１及び第６の通過帯域においてその抵抗成分が伝送線路の特性インピーダンスとほぼ同じ５０Ωであるとともにリアクタンス成分がいずれも誘導性または容量性であり、第２の通過帯域の抵抗成分がほぼ５０Ωであるとともにリアクタンス成分が第１及び第６の通過帯域におけるリアクタンス成分と逆の極性となる。

第６の通過帯域のインピーダンス調整の別の例において、第６の通過帯域における低周波側分波回路１４０の入力インピーダンスを、抵抗成分がほぼ５０Ωで、リアクタンス成分がほぼ“０”となるように調整してもよい。この場合、高周波側分波回路５６０の第６の通過帯域におけるインピーダンスは、分布定数線路１０６により完全開放に調整される。このように、第６の通過帯域は第１の通過帯域と第２の通過帯域の間に位置するため、第１の通過帯域を誘導性に調整し第２の通過帯域を容量性に調整する際に、その間に位置する完全開放に調整することができる。

本発明の実施形態は、以上において明示的に述べた態様に限られず、様々な変更を行うことができる。例えば、本明細書において明示的に指摘した以外にも適宜ＳＡＷフィルタを追加することができる。一例として、ＵＭＴＳのバンドＩＩＩを通過帯域とするＳＡＷフィルタを高周波側分波回路１６０、４６０、５６０に追加することができ、ＵＭＴＳのバンドＸＩを通過帯域とするＳＡＷフィルタを低周波側分波回路１４０に追加することができる。このようにして、受信信号を７つまたは８つの異なる周波数帯域に分離することができる。ＳＡＷフィルタの通過帯域は本明細書で明示したものに限られず、分波する信号の周波数帯域に応じた通過帯域を有するフィルタが適宜使用される。

本明細書において説明した各分波器の構成は例示であり、その回路構成は適宜変更され得る。例えば、分布定数線路１０４、１０６に代えて、分布定数素子からなる整合回路を設け、この整合回路によって入力信号の位相を調整し、高周波側分波回路１６０を低周波側分波回路１４０に対してインダクタまたはキャパシタとして機能させてもよい。また、分布定数線路１０４、１０６を省略し、整合回路１０８、４０２、５０２を入力端子に直接接続してもよい。

ＳＡＷフィルタ１１０、１１２、１１４、４０４、５０４は、誘電体フィルタであってもよい。本発明にかかる分波器は、携帯電話機以外の様々な無線通信装置に搭載され得る。本発明にかかる分波器は、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）多層回路基板に作りこむことで小型化することができる。

その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上述した実施形態に対して様々な変更を行うことができる。

１００、４００、５００分波器
１４０低周波側分波回路
１６０、４６０、５６０高周波側分波回路
１０４、１０６分布定数線路
１０８、４０２、５０２整合回路
１１０、１１２、１１４、４０４、５０４ＳＡＷフィルタ
６０４、６０６、６１２、６１８キャパシタ
６０２、６０８、６１０、６１４、６１６、６２０、６２２、６２４、６２６インダクタ

Claims

アンテナからの受信信号を入力する入力端子と、
前記入力端子と第１及び第２の出力端子との間に配置される第１の分波回路と、
前記入力端子と第３の出力端子との間に配置される第２の分波回路と、
を備え、
前記第１の分波回路は、
前記入力端子と前記第１の出力端子との間に配置され、第１の通過帯域を有する第１のフィルタと、
前記入力端子と前記第２の出力端子との間に配置され、第２の通過帯域を有する第２のフィルタと、
を含み、
前記第２の分波回路は、前記入力端子と前記第３の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側に第３の通過帯域を有する第３のフィルタを含み、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスは、前記第１の通過帯域において誘導性または容量性の第１リアクタンス成分を有するとともに前記第２の通過帯域において前記第１リアクタンス成分と逆の極性の第２リアクタンス成分を有し、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスは、前記第１リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第１の通過帯域において容量性であるとともに第２の通過帯域において誘導性であり、前記第１リアクタンス成分が容量性である場合に前記第１の通過帯域において誘導性であるとともに第２の通過帯域において容量性である、
分波器。
前記第２の分波回路が、
前記入力端子と第４の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第３の通過帯域と同じ側に第４の通過帯域を有する第４のフィルタをさらに含み、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第３の通過帯域において誘導性または容量性の第３リアクタンス成分を有するとともに前記第４の通過帯域において前記第３リアクタンス成分と逆の極性の第４リアクタンス成分を有し、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第３リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第３の通過帯域において容量性であるとともに第４の通過帯域において誘導性であり、前記第３リアクタンス成分が容量性である場合に前記第３の通過帯域において誘導性であるとともに第４の通過帯域において容量性である、
請求項１に記載の分波器。
前記第２の分波回路が、
前記入力端子と第４の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第３の通過帯域と同じ側に第４の通過帯域を有する第４のフィルタをさらに含み、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第３の通過帯域において誘導性または容量性の第３リアクタンス成分を有するとともに前記第４の通過帯域において前記第３リアクタンス成分と同じ極性の第４リアクタンス成分を有し、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第３及び第４リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第３及び第４の通過帯域において容量性であり、前記第３及び第４リアクタンス成分が容量性である場合に前記第３及び第４の通過帯域において誘導性である、
請求項１に記載の分波器。
前記第２の分波回路が、前記入力端子と第４の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第３の通過帯域と同じ側に第４の通過帯域を有する第４のフィルタをさらに含み、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第３の通過帯域において誘導性または容量性の第３リアクタンス成分を有するとともに、前記第４の通過帯域において前記入力端子及び前記第４の出力端子の特性インピーダンスと整合し、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第４の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスであり、かつ、前記第３リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第３の通過帯域において容量性であり、前記第３リアクタンス成分が容量性である場合に前記第３において誘導性である、
請求項１に記載の分波器。
前記第２の分波回路が、前記入力端子と第５の出力端子との間に配置され、前記第３及び第４の通過帯域の間に第５の通過帯域を有する第５のフィルタをさらに備え、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第５の通過帯域において前記入力端子及び前記第５の出力端子の特性インピーダンスと整合し、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第５の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスである、
請求項２ないし４のいずれか１項に記載の分波器。
前記第２の分波回路が、前記入力端子と第５の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第３及び第４の通過帯域と同じ側に第５の通過帯域を有する第５のフィルタをさらに備え、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第５の通過帯域において前記第３のリアクタンス成分と同じ極性の第５リアクタンス成分を有し、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第５リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第５の通過帯域において容量性であるとともに、前記第５リアクタンス成分が容量性である場合に前記第５の通過帯域において誘導性である、
請求項２ないし４のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１の分波回路が、前記入力端子と第６の出力端子との間に配置され、前記第１及び第２の通過帯域の間に第６の通過帯域を有する第６のフィルタをさらに備え、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第６の通過帯域において前記入力端子及び前記第６の出力端子の特性インピーダンスと整合し、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第６の通過帯域において無限大に近い高インピーダンスである、
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１の分波回路が、前記入力端子と第６の出力端子との間に配置され、前記第３及び第４の通過帯域を含む周波数帯域の外側の前記第１及び第２の通過帯域と同じ側に第６の通過帯域を有する第６のフィルタをさらに備え、
前記第１の分波回路の入力インピーダンスが、前記第６の通過帯域において前記第１のリアクタンス成分と同じ極性の第６リアクタンス成分を有し、
前記第２の分波回路の入力インピーダンスが、前記第６リアクタンス成分が誘導性である場合に前記第６の通過帯域において容量性であるとともに、前記第６リアクタンス成分が容量性である場合に前記第６の通過帯域において誘導性である、
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１の分波回路が前記入力端子に接続された第１の分布定数線路を有する請求項１ないし８のいずれか１項記載の分波器。
前記第２の分波回路が前記入力端子に接続された第２の分布定数線路を有する請求項１ないし９のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１及び第２のフィルタの接続点と前記第１のフィルタとの間に配置された第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの前記入力端子側の端子と接地との間に配置された第１のインダクタと、
を備える請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の分波器。
前記第３、第４、及び第５のフィルタの接続点と前記第３のフィルタとの間に配置された第２のキャパシタと、
前記第３、第４、及び第５のフィルタの接続点と前記第４のフィルタとの間に配置された第３のキャパシタと、
前記第３、第４、及び第５のフィルタの接続点と前記第５のフィルタとの間に配置された第４のキャパシタと、
前記第２のキャパシタと前記第３のフィルタとの接続点と接地との間に配置された第２のインダクタと、
前記第４のキャパシタの両側の端子と接地との間にそれぞれ配置された第３及び第４のインダクタと、
前記第５のキャパシタの両側の端子と接地との間にそれぞれ配置された第５及び第６のインダクタと、
を備える請求項５ないし１１のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１ないし第６のフィルタの少なくとも１つが弾性表面波フィルタである請求項７ないし１２のいずれか１項に記載の分波器。
前記第１ないし第６のフィルタの少なくとも１つが誘電体フィルタである請求項７ないし１２のいずれか１項に記載の分波器。
請求項１ないし１４のいずれか１項に記載の分波器を備える無線通信装置。