JP2011259236A - 半導体スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】一つの切替信号によってスイッチ動作を制御可能とする。
【解決手段】デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１が直列接続されて設けられ、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のゲートが第１のゲート抵抗器を介して接地される一方、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のゲートには、第２のゲート抵抗器を介して外部から切替信号が印加可能とされ、前記切替信号の電圧レベルを変化させることで、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の導通、非導通を相補的に切替可能にし、第１乃至第３の高周波入出力端子１０１〜１０３における高周波信号の入出力を制御可能としてなるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電話機等の移動体通信機器や高周波機器における高周波信号の切り替えに用いられる半導体スイッチ回路に係り、特に、切替信号の削減、回路の小型化等を図ったものに関する。

高周波信号を扱う携帯電話機や移動体無線通信などの装置においては、高周波信号の切り替えを行うために、ＧａＡｓ化合物半導体による電界効果トランジスタであるＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴ等を用いてなる半導体スイッチ回路が従来から使用されている。かかる半導体スイッチ回路に要求される電気的特性としては、挿入損失、アイソレーション、ハンドリングパワー、歪特性などが挙げられ、それぞれ、半導体スイッチ回路の使用条件などに応じて、好適な変化特性やレベルなどが所望される。

図７及び図８には、そのような半導体スイッチ回路の従来回路例が示されており、以下、これらの図を参照しつつ、従来回路例について説明する。
最初に、図７に示された従来回路について、同図を参照しつつ説明する。
この従来回路は、相補切替信号により動作するよう構成された半導体集積回路によるＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチ回路の構成例である。
かかる回路は、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａ，２０２Ａが、それぞれドレイン・ソース間で直列接続となるように設けられ、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａ，２０２Ａの相互の接続点に高周波入出力端子１０１Ａが、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのドレイン（又はソース）に高周波入出力端子１０２Ａが、デプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのソース（又はドレイン）に高周波入出力端子１０３Ａが、それぞれ接続されて、後述するように高周波入出力端子１０１Ａ乃至１０３Ａにおける高周波信号の入出力が可能に構成されたものとなっている。

デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａ，２０２Ａの各々のゲートには、これらの動作状態を制御するための信号が、第１及び第２の信号入力端子６０１Ａ，６０２Ａを介してそれぞれ外部から入力されるようになっており、この信号は、いわゆる相補切替信号（以下「切替信号」と称する）となっている。
かかる構成において、目的の高周波信号は、次述するようにして、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａ、２０２Ａのいずれかのソースとドレイン間を通過し、高周波入出力端子１０１Ａと１０２Ａ間、あるいは、高周波入出力端子１０１Ａと１０３Ａ間が、それぞれ相補的に接続されるものとなっている。

次に、上述の構成における動作について、概説すれば、まず、第１の信号入力端子６０２Ａに第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのピンチオフ電圧よりも高い切替信号を印加して第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのドレイン・ソース間を低インピーダンス状態とする一方、第２の信号入力端子６０３Ａには、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのピンチオフ電圧よりも低い切替信号を印加して第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのドレイン・ソース間を高インピーダンス状態とすることによって、第１の高周波入出力端子１０１Ａと第２の高周波入出力端子１０２Ａ間を導通状態とし、第１の高周波入出力端子１０１Ａと第３の高周波入出力端子１０３Ａ間を非導通状態とすることができる。

また、第１の信号入力端子６０２Ａに第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのピンチオフ電圧よりも低い切替信号を印加して第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのドレイン・ソース間を高インピーダンス状態とする一方、第２の信号入力端子６０３Ａには、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのピンチオフ電圧よりも高い切替信号を印加して第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのドレイン・ソース間を低インピーダンス状態とすることによって、第１の高周波入出力端子１０１Ａと第２の高周波入出力端子１０２Ａ間を非導通状態とし、第１の高周波入出力端子１０１Ａと第３の高周波入出力端子１０３Ａ間を導通状態とすることができ、ＳＰＤＴスイッチとしての相補的な機能が得られるものとなっている。

次に、図８に示された従来回路について、同図を参照しつつ説明する。
この従来回路は、図７に示された回路を、外部から供給される単相切替信号によって動作制御可能となるよう図７に示された回路にインバータ回路を付加した構成を有してなるものである。
以下、具体的に説明することとする。
なお、図７に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。

インバータ回路ＩＮＶは、エンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａ，７０２Ａを有し、この２つのエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａ，７０２Ａは、共にソースがグランドに接続される一方、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのドレインが第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０２Ａのゲートに接続され、２つのエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａ，７０２Ａがいわゆる直結２段接続された構成となっている。

そして、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのドレインと第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０２Ａのドレインには、共に電源電圧端子６０４Ａを介して外部から所定の電源電圧が印加されるようになっている。
さらに、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのドレイン電位は、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのゲートに、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０２Ａのドレイン電位は、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのゲートに、それぞれ印加されるようになっている。
そして、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのゲートには、外部から単相切替信号が信号入力端子６０５Ａを介して印加されるようになっている。

かかる構成において、目的の高周波信号が、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａ、２０２Ａのいずれかのソース・ドレイン間を通過し、高周波信号入出力端子１０１Ａと１０２Ａ間、或いは、高周波信号入出力端子１０１Ａと１０３Ａ間がそれぞれ相補的に接続される点は、図７に示された従来回路と同一である。
以下、主にインバータ回路ＩＮＶの動作について説明する。
インバータ回路ＩＮＶにおいては、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのゲートに外部から単相切替信号が印加されることによって、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０１Ａのドレインには、単相切替信号と逆相の信号が出力され、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０２Ａのゲートに供給されると共に、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのゲートに供給されるものとなっている。
そして、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ７０２Ａのドレインには、切替信号と同相の信号が出力され、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのゲートに供給されるものとなっている。

かかる構成において、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａのゲート電圧が接地電圧ならば、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａのゲート電圧は電源電圧となり、この状態では、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａが低インピーダンス状態となるので、入出力端子１０１Ａと１０３Ａ間が接続される一方、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａは高インピーダンス状態となるので、入出力端子１０１Ａと１０２Ａ間は切断されることとなる。
また、切替信号の論理状態を、上述の場合と逆にすることで、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１Ａが低インピーダンス状態となるので、入出力端子１０１Ａと１０２Ａ間が接続される一方、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２Ａは高インピーダンス状態となり、入出力端子１０１Ａと１０３Ａ間は切断され、ＳＰＤＴスイッチとしての相補的な機能が得られるものとなっている。
なお、上述のような従来回路は、例えば、特許文献１等に開示されている。

特開２００５−３２３０３０号公報（第５−８頁、図１−図７）

しかしながら、上述した前者の従来回路においては、スイッチを切り替えるために相補切替信号が必要となり、後者の従来回路においては、単相切替信号と、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧とが必要となり、いずれの例においても、スイッチを切り替えるために、２つの直流電圧が必要とされる。このことは、切替信号供給のための回路構成を煩雑化するだけでなく、半導体パッケージのピン数の増加、回路の複雑化によるチップサイズやパッケージサイズの大型化を招き、さらには、生産コストの増大を招くという問題があった。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、単相切替信号から反転信号を生成するインバータ回路やその電源電圧を不要とし、一つの切替信号によって、スイッチ動作を制御可能な半導体スイッチ回路を提供するものである。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る半導体スイッチ回路は、
少なくとも一組のデプレッション型電界効果トランジスタとエンハンスメント型電界効果トランジスタが直列接続されて設けられ、前記デプレッション型電界効果トランジスタと前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの相互の接続点と、前記相互の接続点と反対側の前記デプレッション型電界効果トランジスタのドレイン又はソースと、前記相互の接続点と反対側の前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの各々のドレイン又はソースとの間に高周波信号の入出力を可能としてなる半導体スイッチ回路であって、
前記デプレッション型電界効果トランジスタのゲートが第１のゲート抵抗器を介して接地される一方、前記エンハンスメント型電界効果トランジスタのゲートには、第２のゲート抵抗器を介して外部から切替信号が印加可能とされ、前記切替信号の電圧レベルを変化させることで、前記デプレッション型電界効果トランジスタと前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの導通、非導通を相補的に切替可能としてなるものである。

本発明によれば、従来の半導体スイッチ回路に必要であった相補切替信号もしくは制御用の電源電圧と切替信号の削減を図り、１つの切替信号によってスイッチ動作の制御を可能とし、切替信号の簡素化に伴う半導体パッケージのピン数の削減、チップサイズやパッケージサイズの小型化が可能となる。
さらに、本発明によれば、従来回路に新たな回路素子の追加を行うことなく実現でき、パッケージサイズの小型化と相俟ってさらなるコストの低減を図ることができるという効果を奏するものである。

本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路の第１の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路の第２の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路の第３の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態の半導体スイッチ回路における切替信号電圧に対する電界効果トランジスタのゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間の電圧変化の特性例を示した特性線図である 本発明の実施の形態の半導体スイッチ回路における切替信号に対する高周波信号の通過特性例を示した特性線図である。 本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路のパッケージ端子配列例を模式的に示した平面図である。 従来回路の第１の構成例を示す回路図である。 従来回路の第２の構成例を示す回路図である。 従来回路のパッケージ端子配列例を模式的に示した平面図である。

以下、本発明の実施の形態について、図１乃至図６を参照しつつ説明する。
なお、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路の第１の構成例について、図１を参照しつつ説明する。
この半導体スイッチ回路は、一組のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１と、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１とを主たる構成要素とし、単相切替信号の入力によりＳＰＤＴスイッチの機能が得られるよう構成されたものである。

具体的には、まず、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のソース（又はドレイン）とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のドレイン（又はソース）が相互に接続されて、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は直列接続されて設けられたものとなっている。デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のソース（又はドレイン）とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のドレイン（又はソース）の相互の接続点は、第１の直流電圧阻止用コンデンサ５０１を介して第１の高周波入出力端子１０１に接続されている。

また、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のドレイン（又はソース）は、第２の直流電圧阻止用コンデンサ５０２を介して第２の高周波入出力端子１０２に、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のソース（又はドレイン）は、第３の直流電圧阻止用コンデンサ５０３を介して第３の高周波入出力端子１０３に、それぞれ接続されている。

そして、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のゲートは、ゲート抵抗器４０１（第１のゲート抵抗器）を介してグランドに接続される一方、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のゲートは、抵抗器４０２（第２のゲート抵抗器）及び信号入力端子６０１を介して、外部から後述するようなスイッチ動作の制御のための信号が印加可能になっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
まず、信号入力端子６０１に論理値Ｌｏｗに相当する信号（接地電圧）を印加すると、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１及びエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の各々のドレイン、ソース及びゲートは、接地電位となる。なお、ドレイン及びソースを接地電位とするには、電界効果トランジスタのゲートリークを利用しても良いし、また、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の相互の接続点へ高抵抗を接続することでも実現できる。

上述の電位状態において、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１は低インピーダンス状態となる一方、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は高インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間が導通状態とされ、また、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間が非導通状態とされることとなる。

一方、信号入力端子６０１に論理値Ｈｉｇｈに相当する信号を印加すると、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のドレイン及びソースには、論理値Ｈｉｇｈに相当する電圧から、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の順方向ダイオード電圧分だけ降下した電圧が印加されることとなる。
また、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のドレイン及びソースには、同様に論理値Ｈｉｇｈに相当する電圧から、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の順方向ダイオード電圧分だけ降下した電圧が印加されると共に、ゲートは、論理値Ｈｉｇｈに相当する電圧とほぼ同等の電圧となる。
その結果、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１は、高インピーダンス状態となる一方、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は低インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間が非導通状態とされ、また、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間が導通状態とされることとなる。

図４には、本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路における切替信号電圧に対する電界効果トランジスタのゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間の電圧変化の特性例が、図５には、本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路における切替信号に対する高周波信号の通過特性例が、それぞれ示されており、これらの図を参照しつつ、本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路の動作について更に説明することとする。
まず、図４及び図５の特性例は、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のピンチオフ電圧を−０．６Ｖ、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のピンチオフ電圧を＋０．３Ｖ、順方向ダイオード電圧を＋０．８Ｖとした場合の特性例である。

しかして、図４には、信号入力端子６０１へ印加する切替信号電圧とデプレッション型電界効果トランジスタ２０１のゲート・ドレイン（又はソース）間電圧、及び、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のゲート・ドレイン（又はソース）間電圧の関係が示されており、横軸は切替信号電圧（Ｖ）、縦軸は電界効果トランジスタのゲート・ドレイン（又はソース）間電圧を、それぞれ示すものとなっている。
図４において、実線の特性線は、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のゲート・ドレイン（又はソース）間電圧の変化例を、点線の特性線は、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のゲート・ドレイン（又はソース）間電圧の変化例を、それぞれ表している。

先に説明したように、信号入力端子６０１に入力された切替信号が０Ｖ（接地電位）の場合、いずれの電界効果トランジスタのゲート・ドレイン（又はソース）間電圧も０Ｖとなり、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１は低インピーダンス状態、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は高インピーダンス状態となる。
そして、切替信号として＋０．３Ｖ、すなわち、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のピンチオフ電圧よりも高い電圧が印加されると、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は低インピーダンス状態に変化する。この時、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１の状態は変化せず、低インピーダンス状態のままである。

さらに、切替信号が＋１．４Ｖ、すなわち、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のピンチオフ電圧の絶対値に、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の順方向ダイオード電圧を加えた電圧よりも高い電圧となるとデプレッション型電界効果トランジスタ２０１は高インピーダンス状態に変化することとなる。

図５には、かかる状態における通過特性例が示されており、以下、同図について説明する。なお、図５において、横軸は切替信号電圧（Ｖ）を、縦軸は通過特性（ｄＢ）を、それぞれ示すものとなっている。
そして、同図において、実線の特性線は、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間の通過特性を、点線の特性線は、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間の通過特性を、それぞれ表している。

同図によれば、切替信号が０Ｖからエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のピンチオフ電圧である＋０．３Ｖまでは、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間が導通状態であり、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間は非導通状態であることが確認できる。
そして、切替信号の電圧レベルをさらに高くしてゆくと、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間を通過する高周波信号は減衰し、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間を通過する高周波信号が増加してゆくこととなる。切替信号をさらに、＋１．４Ｖ以上、すなわち、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１のピンチオフ電圧の絶対値と、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１の順方向ダイオード電圧とを足し合わせた電圧よりも高い電圧とすると、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１は、高インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間が導通状態となる一方、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間は非導通状態に切り替わることが確認できる。

更に言えば、先に図７に示したような従来のＳＰＤＴスイッチは、高周波入出力端子が３つ、切替信号端子が２つの合計５つの信号端子が必要とされ、また、図８に示したような従来のＳＰＤＴスイッチにおいては、高周波入出力端子が３つ、切替信号端子が１つ、電源端子が１つの合計５つの信号端子が必要とされていた。

これに対して、本発明の実施の形態における半導体スイッチ回路は、高周波入出力端子が３つ、切替信号端子が１つの合計４つの信号端子のみで済むものとなっている。
近年は、特にパッケージの小型化が促進されているが、小型化の課題に端子間ギャップがある。かかる課題について、図６及び図９を参照しつつ説明することとする。

図９は、従来回路（図８参照）のパッケージ端子配列例を表しており、従来、５本以上の信号線が必要な場合、パッケージの一側辺に必ず３端子必要となる。なお、図９における符号は、図８の構成要素の符号と同一であり、その詳細な説明は省略する。
これに対して、本発明の実施の形態の半導体スイッチ回路の場合、図６に示されたように、一側辺に配置される端子は２端子で済む。しかも、端子間ギャップを０．２ｍｍとすると、図６に示された例ではパッケージサイズを従来に比して約４０％小型化できることとなる。また、接地端子（ＧＮＤ）を、図６に示すようにパッケージ中央に配置することで、従来に比して十分な端子間ギャップを確保しながら小型化が実現できるものとなっている。
なお、図６における符号は、図１の構成要素の符号と同一であり、その詳細な説明は省略する。

次に、第２の構成例について、図２を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第２の構成例における半導体スイッチ回路は、アイソレーション向上のため、先の図１に示された構成に、さらにシャントスイッチを付加したものである。
以下、具体的に説明すれば、この第２の構成例における半導体スイッチ回路は、ＳＰＤＴスイッチにおいて、シャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３とシャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３とを主たる構成要素としてなるシャント回路１０が設けられたものとなっている。

シャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３は、そのドレイン（又はソース）がデプレッション型電界効果トランジスタ２０１のドレイン（又はソース）に接続され、ソース（又はドレイン）は、シャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３のソース（又はドレイン）と共に第４の直流電圧阻止用コンデンサ５０４を介してグランドに接続されたものとなっている。
また、シャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３のゲートは、抵抗器４０３を介して、信号入力端子６０１に接続されている。

一方、シャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３は、そのドレイン（又はソース）がエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のソース（又はドレイン）に接続されている。
また、シャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３のゲートは、抵抗器４０４を介してグランドに接続されたものとなっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
信号入力端子６０１に論理値Ｌｏｗに相当する信号（接地電圧）を印加すると、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１及びシャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３は、低インピーダンス状態となる一方、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１及びシャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３は、高インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間が導通状態とされ、また、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間が非導通状態とされることとなる。

そして、第３の高周波入出力端子１０３へ漏洩してきた高周波信号は、シャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３が導通して接地状態となることで反射され、図１に示された構成例に比してさらに良好な通過特性、アイソレーション特性が得られるものとなっている。
一方、信号入力端子６０１に論理値Ｈｉｇｈに相当する信号を印加すると、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とシャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３は、高インピーダンス状態となり、エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１及びシャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３は、低インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間は非導通状態とされ、また、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間は導通状態とされることとなる。

そして、この際、第２の高周波入出力端子１０２へ漏洩してきた高周波信号は、シャントスイッチ用エンハンスメント型電界効果トランジスタ３０３が導通して接地されることで反射され、先のシャントスイッチ用デプレッション型電界効果トランジスタ２０３が導通状態となった場合と同様に、図１に示された構成例に比してさらに良好な通過特性、アイソレーション特性が得られるものとなっている。

次に、第３の構成例について、図３を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付して、その詳細な説明を省略し、以下、異なる点を中心に説明する。
この第３の構成例における半導体スイッチ回路は、本願発明を双極双投スイッチ回路（以下「ＤＰＤＴスイッチ」と称する）に適用した例である。
この第３の構成例における半導体スイッチ回路は、第１及び第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１，２０２、第１及び第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１，３０２を主たる構成要素として、ＤＰＤＴスイッチ回路が構成されてなるものである。

以下、具体的な回路構成について説明する。
まず、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１は、そのドレイン（又はソース）が、第１の直流電圧阻止用コンデンサ５０１を介して第１の高周波入出力端子１０１に、ソース（又はドレイン）は、第２の直流電圧阻止用コンデンサ５０２を介して第２の高周波入出力端子１０２に、それぞれ接続される一方、ゲートは、抵抗器４０２を介して信号入力端子６０１に接続されている。

第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０２は、そのドレイン（又はソース）が、第４の直流電圧阻止用コンデンサ５０４を介して第３の高周波入出力端子１０３に、ソース（又はドレイン）は、第３の直流電圧阻止用コンデンサ５０３を介して第４の高周波入出力端子１０４に、それぞれ接続されたものとなっている。
また、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０２のゲートは、抵抗器４０４を介して信号入力端子６０１に接続されている。

第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１は、そのドレイン（又はソース）が、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のドレイン（又はソース）に、ソース（又はドレイン）は、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０２のドレイン（又はソース）に、それぞれ接続されている。また、第１のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１のゲートは、ゲート抵抗器４０１を介してグランドに接続されている。

第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２は、そのドレイン（又はソース）が、第１のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１のソース（又はドレイン）に、ソース（又はドレイン）は、第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０２のソース（又はドレイン）に、それぞれ接続されている。また、第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０２のゲートは、抵抗器４０３を介してグランドに接続されている。
かかる構成においては、デプレッション型電界効果トランジスタ２０１とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１が直列接続されて設けられて一組をなし、また、デプレッション型電界効果トランジスタ２０２とエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０２が直列接続されて設けられて一組をなすものとなっている。

次に、かかる構成における動作について説明する。
信号入力端子６０１に論理値Ｌｏｗに相当する信号（接地電圧）を印加すると、第１及び第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１，２０２は、低インピーダンス状態となる一方、第１及び第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１，３０２は、高インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間、及び、第２の高周波入出力端子１０２と第４の高周波入出力端子１０４間が、それぞれ導通状態となる。
一方、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間、及び、第３の高周波入出力端子１０３と第４の高周波入出力端子１０４間は、それぞれ非導通状態となる。

次に、信号入力端子６０１に論理値Ｈｉｇｈに相当する信号を印加すると、第１及び第２のデプレッション型電界効果トランジスタ２０１，２０２は、高インピーダンス状態となる一方、第１及び第２のエンハンスメント型電界効果トランジスタ３０１，３０２は、低インピーダンス状態となり、第１の高周波入出力端子１０１と第３の高周波入出力端子１０３間、及び、第２の高周波入出力端子１０２と第４の高周波入出力端子１０４間は、それぞれ非導通状態となる。
そして、第１の高周波入出力端子１０１と第２の高周波入出力端子１０２間、及び、第３の高周波入出力端子１０３と第４の高周波入出力端子１０４間は、それぞれ導通状態となり、ＤＰＤＴスイッチとしての機能を得ることができるようになっている。

なお、上述した本発明の実施の形態の半導体スイッチ回路においては、ＳＰＤＴスイッチ、ＤＰＤＴスイッチの例を示したが、これらの形態に限定される必要はないことは勿論である。また、負電圧で切り替えを行うよう構成されたスイッチ回路にあっては、直流電圧阻止用のコンデンサは不要であり、その有無によって本発明の効果が損なわれるものではない。

高周波信号の切り替えに用いられる半導体スイッチ回路であって、特に、切り替え信号の簡素化、パッケージの小型化等が所望されるものに適用できる。

１０１…第１の高周波入出力端子
１０２…第２の高周波入出力端子
１０３…第３の高周波入出力端子
２０１…デプレッション型電界効果トランジスタ
３０１…エンハンスメント型電界効果トランジスタ
６０１…信号入力端子

Claims (1)

1. 少なくとも一組のデプレッション型電界効果トランジスタとエンハンスメント型電界効果トランジスタが直列接続されて設けられ、前記デプレッション型電界効果トランジスタと前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの相互の接続点と、前記相互の接続点と反対側の前記デプレッション型電界効果トランジスタのドレイン又はソースと、前記相互の接続点と反対側の前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの各々のドレイン又はソースとの間に高周波信号の入出力を可能としてなる半導体スイッチ回路であって、
   前記デプレッション型電界効果トランジスタのゲートが第１のゲート抵抗器を介して接地される一方、前記エンハンスメント型電界効果トランジスタのゲートには、第２のゲート抵抗器を介して外部から切替信号が印加可能とされ、前記切替信号の電圧レベルを変化させることで、前記デプレッション型電界効果トランジスタと前記エンハンスメント型電界効果トランジスタの導通、非導通を相補的に切替可能としてなることを特徴とする半導体スイッチ回路。

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