JP2011226851A

JP2011226851A - 電流測定方法及び電流測定装置

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Publication number: JP2011226851A
Application number: JP2010095049A
Authority: JP
Inventors: Naoteru Oguro; 直輝小黒
Original assignee: Azbil Corp
Current assignee: Azbil Corp
Priority date: 2010-04-16
Filing date: 2010-04-16
Publication date: 2011-11-10

Abstract

【課題】ＰＷＭ電圧のデューティ比によらず、デューティサイクル毎に電流測定を精度良く行う電流測定方法及び電流測定装置を提供する。
【解決手段】デューティ比を０％に近づけていき、ＡＤコンバータ１４によるＡＤ変換が終了しないうちに次の電流検出タイミングになる境界のデューティ比を下限値ｌｉｍｉｔ１、デューティ比を１００％に近づけていきＡＤ変換が終了しないうちに次の電流検出タイミングになる境界のデューティ比を上限値ｌｉｍｉｔ２として定義し、デューティ比が上下限値ｌｉｍｉｔ１，２の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングし、下限値ｌｉｍｉｔ１以下又は上限値ｌｉｍｉｔ２以上のときは立上りのタイミングでのみサンプリングする。
【選択図】図２

Description

この発明は、例えばＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動で制御するモータ駆動制御装置に好適に利用可能な電流測定方法及び電流測定装置に関するものである。

従来、負荷としてのモータをＰＷＭ駆動で制御するモータ駆動制御装置において、電流を検出する方法としてＰＷＭ制御信号のオンオフのそれぞれにおいて電流検出素子の両端電圧を検出し、オフ時に検出された電圧をオフセット電圧として、オン時に検出された電圧とオフセット電圧との差に基づいて電流を求めるようにしたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

図５はＰＷＭ電圧Ｖとモータに流れる電流Ｉとの関係を示すグラフである。モータに流れる電流Ｉは、コイルインダクタンスと抵抗とにより定まる時定数で決まり、この時定数に対してＰＷＭ電圧Ｖのキャリア周期が十分短ければ三角波状になる。そのため、三角波の最大値と最小値を計測し平均すれば、三角波の１周期の平均電流を求めることができる。電流Ｉが最大及び最小になるタイミングは、それぞれ、ＰＷＭ電圧Ｖの波形がオンからオフになるエッジ（立上りエッジ）と、オフからオンになるエッジ（立下りエッジ）である。従って、ＰＷＭ電圧Ｖの波形の立上りエッジと立下りエッジとで電流Ｉを測定すれば平均電流を演算することが可能である。

特開２００６−２６２６７７号公報

しかしながら、特許文献１に係る電流測定装置は、マイクロコントローラを使用してモータをデジタル制御する構成のため、電流の測定もアナログ的（連続的）に測定するのではなくデジタル的（離散的）なタイミングで測定する必要がある。そのため、デジタル的なタイミングで測定したアナログ電流値をデジタル電流値に変換するのにＡＤコンバータが一定の変換時間を必要とする。

図６（ａ）は、デューティ比が０％近傍の範囲にあって、立上りエッジと立下りエッジとで電流測定のタイミングが接近した場合を示し、図６（ｂ）は、デューティ比が１００％近傍の範囲にあって、立下りエッジと立上りエッジとで電流測定のタイミングが接近した場合を示す。各図は、ＰＷＭのデューティ比を有するデューティサイクルの１周期分を示し、黒いスポット印は、立上りエッジのサンプリング点と立下りエッジのサンプリング点を示す。

矢印手前のサンプリング点で測定したアナログ電流値は、矢印の先のサンプリング点で次のサンプリングを行うまでの間に（即ち、矢印が表す時間的間隔の間に）、ＡＤ変換を行う必要がある。しかし、図６（ａ），（ｂ）のようにデューティ比が０％若しくはその近傍、又は１００％若しくはその近傍の範囲にある場合には、一定の演算処理時間を要するＡＤコンバータのＡＤ変換が終わらないうちに次のサンプリングタイミングになってしまい、ＡＤ変換が間に合わないという課題があった。

このために、従来は０％及びその近傍並びに１００％及びその近傍のデューティ比を使用せずにＰＷＭ制御を行う必要があり、そうすると、負荷としてのモータが全く回転しない場合及びモータを最大限の出力で回転させる場合の制御に支障が生じることがあった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ＰＷＭ電圧のデューティ比によらず、デューティサイクル毎に電流測定を精度良く行う電流測定方法及び電流測定装置を提供することを目的とする。

この発明の請求項１に係る電流測定方法は、駆動回路から負荷に流れる電流の大きさをＰＷＭ制御する際に当該電流を測定する電流測定方法であって、ＰＷＭ制御のデューティ比を表すパルスの立上りと立下りのタイミングに、駆動回路から負荷に流れる電流をサンプリングして測定するようになっており、かつ、デューティ比が予め設定された上下限値の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、下限値以下又は上限値以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力するものである。

この発明の請求項２に係る電流測定方法は、上下限値として、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を設定するようにしたものである。

この発明の請求項３に係る電流測定装置は、駆動回路から負荷に流れる電流の大きさをＰＷＭ制御する際に当該電流を測定する電流測定装置であって、ＰＷＭ制御のデューティ比を表すパルスの立上りと立下りのタイミングに、駆動回路から負荷に流れる電流をサンプリングして測定するようになっており、かつ、デューティ比が予め設定された上下限値の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、下限値以下又は上限値以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力する測定電流演算手段を備えたものである。

この発明の請求項４に係る電流測定装置は、測定電流演算手段が、上下限値として、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を用いるようにしたものである。

この発明によれば、デューティ比が予め設定された上下限値の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、前記下限値以下又は前記上限値以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力するようにしたので、デューティ比が０％及びその近傍並びに１００％及びその近傍であっても、デューティサイクル毎に電流測定を精度良く行うことができる。

この発明によれば、上下限値として、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を設定するようにしたので、全てのデューティサイクルで電流をＡＤ変換する時間を確保でき、デューティ比によらず電流測定ができる。

この発明の実施の形態１に係る電流測定装置とその周辺構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係る電流測定装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係る電流測定方法を示すフローチャートである。モータに流れる電流に及ぼす逆起電力の影響を示す図である。従来のモータ駆動制御装置においてＰＷＭ電圧とモータに流れる電流との関係を示す図である。従来の電流測定方法を説明するＰＷＭのデューティサイクルの１周期分を示す図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電流測定装置とその周辺構成を示すブロック図である。図１に示すように、モータ２０と、モータ２０に駆動電流を供給するモータ駆動回路１０と、モータ駆動回路１０に最適な制御用の指令信号を与えるコントローラ３０等を有している。このモータ駆動回路１０が本実施の形態１に係る電流測定装置を含む。

図２は、実施の形態１に係る電流測定装置の構成を示すブロック図である。図２に示すように、電流測定装置を構成するモータ駆動回路１０は、コントローラ３０からの制御用の指令値に基づき、指令値に対応したＰＷＭ電圧のデューティサイクルを発生させ、このデューティサイクルに応じた電流をモータ２０に流すようになっている。なお、ここで言うＰＷＭ制御とは、周期は一定で、指令値（ＤＣレベル）の大きさに応じてパルス幅のデューティサイクル（パルス幅のＨ（ハイレベル）とＬ（ローレベル）の比）を変えることでモータ２０を制御することである。また、１周期においてパルスＨが占める割合を「デューティ比」という。

モータ駆動回路１０は、図２に示すように、Ｈブリッジ回路等を備えたドライバＩＣ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）１１と、ドライバＩＣ１１からモータ２０に流れる電流（アナログ電流値）を検出する電流検出素子１３と、コントローラ３０が出力する指令信号に基づきドライバＩＣ１１を制御する演算部１２と、電流検出素子１３によって検出されたアナログ電流値をデジタル電流値に変換して演算部１２にフィードバックするＡＤコンバータ１４とを有している。
なお、演算部１２、電流検出素子１３及びＡＤコンバータ１４が測定電流演算手段を構成する。

演算部１２が入力信号として指令値を受け取ると、この演算部１２で入力信号の大きさに応じたデューティ比のデューティサイクルを生成し、ドライバＩＣ１１に伝える。ドライバＩＣ１１は、このデューティ比に基づいてＨブリッジ回路を制御して、モータ２０に駆動電流を流す。また、電流検出素子１３は、この駆動電流をアナログ電流値として検出し、ＡＤコンバータ１４へ出力する。ＡＤコンバータ１４は、アナログ電流値をデジタル電流値に変換して演算部１２に出力する。演算部１２は、このフィードバックを受けてデューティ比を指令値に応じたデューティ比に補正し、指令値を正確に反映した駆動電流でモータ２０を駆動させるようになっている。

なお、指令値については、コントローラ３０の他の回路ブロックで計算しても良いし、コントローラ３０以外のコントローラで計算したものをコントローラ３０に送り、それを利用するようにしても良い。

デューティ比が０％と１００％に近づいた場合、電流検出素子１３が検出する電流波形は三角波の振幅（ｐｅａｋｔｏｐｅａｋ値）が小さくなり、ほとんど直流電流になる。そのために、デューティ比が０％及びその近傍並びに１００％及びその近傍の場合の平均電流を求めるのに、立上り及び立下りのタイミングの電流値は不要であり、どちらか一方のタイミングの電流値で近似することができる。

そこで、本実施の形態１では、デューティ比に応じて電流を測定する回数の切換えながら、各デューティサイクルの平均電流を算出する構成にする。
図６（ａ）に示すようにデューティ比を０％に近づけていき、立上りと立下りのエッジが接近して、ＡＤコンバータ１４によるアナログ電流値のデジタル電流値へのＡＤ変換が終了しないうちに次の電流検出タイミングになる境界のデューティ比を下限値ｌｉｍｉｔ１として定義する。同様に、図６（ｂ）に示すようにデューティ比を１００％に近づけていき、立下りと立上りのエッジが接近してＡＤ変換が終了しないうちに次の電流検出タイミングになる境界のデューティ比を上限値ｌｉｍｉｔ２として定義する。

図３は、実施の形態１に係る電流測定方法を示すフローチャートである。
ステップＳＴ１において、演算部１２の演算したデューティサイクルのデューティ比が下限値ｌｉｍｉｔ１より大きく、かつ、上限値ｌｉｍｉｔ２未満のとき（ステップＳＴ１“ＹＥＳ”）、電流検出素子１３により測定された立上りエッジの電流値Ｉ＿ｒｉｓｅと立下りエッジの電流値Ｉ＿ｆａｌｌをＡＤコンバータ１４によりデジタル電流値に変換すると共に演算部１２に伝え（ステップＳＴ２，ＳＴ３）、演算部１２がデジタル電流値Ｉ＿ｒｉｓｅ，Ｉ＿ｆａｌｌの平均値を算出し、平均電流とする（ステップＳＴ４）。

一方、演算部１２の演算したデューティ比が下限値ｌｉｍｉｔ１以下、又は上限値ｌｉｍｉｔ２以上のときは（ステップＳＴ１“ＮＯ”）、電流検出素子１３により測定された立上りエッジの電流値Ｉ＿ｒｉｓｅをＡＤコンバータ１４によりデジタル電流値に変換すると共に演算部１２に伝え（ステップＳＴ５）、演算部１２がデジタル電流値Ｉ＿ｒｉｓｅをそのまま平均電流とする（ステップＳＴ６）。

続くステップＳＴ７において、演算部１２は、ステップＳＴ４又はステップＳＴ６で求めた平均電流とコントローラ３０から入力された指令値とを用いて、次のデューティサイクルのデューティ比をフィードバック制御する。

ここで、モータ２０で発生する逆起電力の影響について説明する。通常、ＰＷＭのキャリア周期はモータの時定数よりも十分速いので、逆起電力の影響による電流の変動はＰＷＭ電圧による変動よりも小さい。図４は、モータに流れる電流に及ぼす逆起電力の影響を示すグラフであり、逆起電力の影響がある場合の電流値Ｉｂと、逆起電力の影響がない場合の電流値Ｉを示す。本実施の形態１に係る電流測定方法に従って電流値Ｉ＿ｒｉｓｅ，Ｉ＿ｆａｌｌを測定して平均するとき、逆起電力による影響は破線で囲んだ範囲に留まるため、無視し得る。よって、モータ２０を流れる電流のデューティサイクル毎の平均を計算することが可能である。

以上より、実施の形態１に係る電流測定方法及び電流測定装置によれば、ＰＷＭ制御のデューティ比を表すパルスの立上りと立下りのタイミングに、ドライバＩＣ１１からモータ２０に流れる電流をサンプリングして測定するようになっており、かつ、デューティ比が予め設定された上下限値ｌｉｍｉｔ１，２の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、下限値ｌｉｍｉｔ１以下又は上限値ｌｉｍｉｔ２以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力するように構成した。このため、負荷として例えばモータをＰＷＭ制御する場合等において、そのデューティ比０％から１００％全域を使用することができると共に、ＰＷＭのデューティ比の如何に関らず１周期に１回精度良く、かつ簡便に電流値を得ることができる。

より具体的には、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を上下限値として用いるようにしたので、ＰＷＭのデューティ比が０％及びその近傍並びに１００％及びその近傍であっても、ＡＤコンバータが必要とするアナログ電流値からデジタル電流値への信号処理時間が必ず確保され、モータ駆動回路から負荷としてのモータに流れる電流値の測定に必要な演算を確実に行うことができる。その結果、モータ駆動回路からモータに流す電流をＰＷＭ制御するにあたって、従来とは異なりデューティ比が０％及びその近傍並びに１００％及びその近傍を制御対象に含めることができる。これによって、広い範囲のデューティ比に亘ってＰＷＭ制御を行うことができ、モータ駆動回路からモータに流す電流をＰＷＭ制御する際の実効性を高める。

なお、上述した実施の形態における構成及びフローチャートは、あくまで本発明の一実施例を示したに過ぎず、上述した実施の形態の構成及びフローチャートと異なっていても作用効果的に本発明を逸脱しないものであれば本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。

また、上述の実施の形態においては、ＰＷＭ制御対象としてモータをあげたが、本発明の作用を発揮できれば他の負荷のＰＷＭ制御にも本発明を好適に利用可能なことは言うまでもない。

１０モータ駆動回路
１１ドライバＩＣ
１２演算部
１３電流検出素子
１４ＡＤコンバータ
２０モータ
３０コントローラ

Claims

駆動回路から負荷に流れる電流の大きさをＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する際に当該電流を測定する電流測定方法であって、
ＰＷＭ制御のデューティ比を表すパルスの立上りと立下りのタイミングに、前記駆動回路から負荷に流れる電流をサンプリングして測定するようになっており、かつ、デューティ比が予め設定された上下限値の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、前記下限値以下又は前記上限値以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力することを特徴とする電流測定方法。
上下限値として、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を設定することを特徴とする請求項１記載の電流測定方法。
駆動回路から負荷に流れる電流の大きさをＰＷＭ制御する際に当該電流を測定する電流測定装置であって、
ＰＷＭ制御のデューティ比を表すパルスの立上りと立下りのタイミングに、前記駆動回路から負荷に流れる電流をサンプリングして測定するようになっており、かつ、デューティ比が予め設定された上下限値の範囲内にあるときはパルスの立上りと立下りのタイミングでサンプリングして、測定電流の平均値を出力し、前記下限値以下又は前記上限値以上のときは立上りのタイミングでサンプリングして測定電流を出力する測定電流演算手段を備えたことを特徴とする電流測定装置。
測定電流演算手段は、上下限値として、サンプリングしたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する変換処理が終了しないうちに次のサンプリングのタイミングになる境界のデューティ比を用いることを特徴とする請求項３記載の電流測定装置。