JP2011205322A - 可変利得増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】可変利得増幅器において、広帯域性と大きなダイナミックレンジを両立させる。
【解決手段】ベース端子が反転入力端子ＩＣに接続され、コレクタ端子が反転出力端子ＯＣに接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｑ２１と、ベース端子が非反転入力端子ＩＴに接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｑ２２とを設ける。
【選択図】 図１

Description

本発明は、増幅回路技術に関し、特に広帯域かつダイナミックレンジの大きな可変利得差動増幅器に関する。

一般に、差動信号を増幅する際、エミッタ結合された差動トランジスタ対をなす２つのトランジスタからなる可変利得増幅器が用いられる。図８は、従来の可変利得増幅器を示す回路図である。
この可変利得増幅器は、エミッタ端子が相互に接続された２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、これらエミッタ端子と供給電位ＶＥＥとの間に接続された電流源ＩＳ１と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ端子と電源電位ＶＣＣとの間に接続された負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２とから構成されている（例えば、非特許文献１など参照）。

可変利得増幅器の非反転入力端子ＩＴおよび反転入力端子ＩＣから入力された差動信号は、それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース端子に入力されて、電流源ＩＳ１に流れる電流値に応じた利得で増幅され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ端子から反転出力端子ＯＣおよび非反転出力端子ＯＴへ出力される。

このような可変利得増幅器において、非反転入力端子ＩＴと反転入力端子ＩＣとの間の入力端子間信号電圧Ｖｉｄと、非反転出力端子ＯＴと反転出力端子ＯＣとの間の出力端子間信号電圧Ｖｏｄとの関係は、次の式（１）で表される。但し、αとＶＴは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の電流−電圧特性を表現するためのパラメータであり、ＲＣＣは負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２の抵抗値である。

この式（１）において、入力端子間信号電圧Ｖｉｄがゼロに近い場合、次の式（２）のように近似できることから、式（１）は、式（３）のように表わされる。

このため、可変利得増幅器の電圧利得Ｇは、次の式（４）で求められることになる。

つまり、この可変利得増幅器は、電流源ＩＳ１の電流値を変化させることによって、利得Ｇを変更できることが分かる。

P.R.グレイ・R.G.メイヤー著、永田穣監訳、「超LSIのためのアナログ集積回路設計技術（上）」、p.181、培風館、1990年

しかしながら、このような従来技術では、帯域とダイナミックレンジの大きさがトレードオフの関係にあり、広帯域かつダイナミックレンジの大きな可変利得増幅器を実現できないという問題点があった。

この理由は、図８の可変利得増幅器において、トランジスタＱ１１，Ｑ１２を介して、入力端子ＩＴ，ＩＣからそれぞれ出力端子ＯＣ，ＯＴに信号がリークしているためである。
すなわち、非反転入力端子ＩＴと反転出力端子ＯＣとの間には、トランジスタＱ１１のベース−コレクタ端子間容量ＣＢＣｑ１１が存在する。このＣＢＣｑ１１と負荷抵抗ＲＬ１とによって、ハイパスフィルタが形成される。図９は、従来の可変利得増幅器に内在するハイパスフィルタの回路図である。これは、反転入力端子ＩＣと非反転出力端子ＯＴとの間についても同様である。

これにより、非反転入力端子ＩＴの入力信号電圧Ｖｉｔと、反転出力端子ＯＣの出力信号電圧Ｖｏｃとした場合、このハイパスフィルタの伝達特性は、次の式（５）で表される。

したがって、図８の可変利得増幅器の回路構成では、電流源ＩＳ１の電流値の値をゼロとして利得Ｇをゼロとしても、式（５）の伝達特性のカットオフ周波数を超える周波数成分が入力端子ＩＴから出力端子ＯＣへリークすることになる。言い換えると、式（５）の伝達特性のカットオフ周波数を超える周波数成分は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなる差動トランジスタ対の動作状態に依存せず、一定以上の大きさの信号が出力端子ＯＣに出力されてしまうことになる。このため、従来の可変利得増幅器は、式（５）の伝達特性のカットオフ周波数より高い周波数領域では、大きなダイナミックレンジを確保することができない。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、広帯域性と大きなダイナミックレンジを両立する可変利得増幅器を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる可変利得増幅器は、ベース端子が非反転入力端子に接続され、コレクタ端子が反転出力端子に接続された第１のトランジスタと、ベース端子が反転入力端子に接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続された第２のトランジスタと、電源電位と第１のトランジスタのコレクタ端子との間に接続された第１の負荷抵抗と、電源電位と第２のトランジスタのコレクタ端子との間に接続された第２の負荷抵抗と、相互に接続された第１のトランジスタのエミッタ端子および第２のトランジスタのエミッタ端子と、供給電位との間に接続された第１の電流源と、ベース端子が反転入力端子に接続され、コレクタ端子が反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されている第３のトランジスタと、ベース端子が非反転入力端子に接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されている第４のトランジスタとを備えている。

この際、第３のトランジスタのエミッタ端子と第４のトランジスタのエミッタ端子を接続してもよい。
また、第３のトランジスタおよび第４のトランジスタのエミッタ端子と供給電位との間に接続されて、流れる電流値がゼロに設定されている第２の電流源をさらに備えてもよい。

本発明によれば、第１のトランジスタでリークした信号が第４のトランジスタでリークした信号により減衰するとともに、第２のトランジスタでリークした信号が第３のトランジスタでリークした信号により減衰する。このため、入力側から出力側への信号のリーク量を減衰させることができ、結果として、広帯域性と大きなダイナミックレンジを両立する可変利得増幅器を実現することができる。これに加えて、変動幅の小さい良好な群遅延特性も得ることができる。

第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。 第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器に内在するハイパスフィルタの回路図である。 第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器の周波数特性である。 第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器の群遅延特性である。 第２の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。 第２の実施の形態にかかる可変利得増幅器の周波数特性である。 第３の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。 従来の可変利得増幅器を示す回路図である。 従来の可変利得増幅器に内在するハイパスフィルタの回路図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。

この可変利得増幅器１は、エミッタ結合された差動トランジスタ対をなす２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなり、入力端子ＩＴ，ＩＣから入力された差動信号を増幅して出力端子ＯＴ，ＯＣから出力する機能を有している。

本実施の形態は、ベース端子が反転入力端子ＩＣに接続され、コレクタ端子が反転出力端子ＯＣに接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｑ２１と、ベース端子が非反転入力端子ＩＴに接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｑ２２とを設けたものである。

次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる可変利得増幅器の回路構成について詳細に説明する。
この可変利得増幅器１は、ベース端子が非反転入力端子ＩＴに接続され、コレクタ端子が反転出力端子ＯＣに接続されたトランジスタ（第１のトランジスタ）Ｑ１１と、ベース端子が反転入力端子ＩＣに接続され、コレクタ端子が非反転出力端子ＯＴに接続されたトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｑ１２と、電源電位ＶＣＣとＱ１１のコレクタ端子との間に接続された負荷抵抗（第１の負荷抵抗）ＲＬ１と、ＶＣＣとＱ１２のコレクタ端子との間に接続された負荷抵抗（第２の負荷抵抗）ＲＬ２と、相互に接続されたＱ１１，Ｑ１２のエミッタ端子と供給電位ＶＥＥ（ＶＣＣ＞ＶＥＥ）との間に接続された電流源（第１の電流源）ＩＳ１と、ベース端子がＱ１２のベース端子に接続され、コレクタ端子がＱ１１のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｑ２１と、ベース端子がＱ１１のベース端子に接続され、コレクタ端子がＱ１２のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｑ２２とから構成されている。

図２は、第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器に内在するハイパスフィルタの回路図である。
可変利得増幅器１において、反転出力端子ＯＣに注目すると、非反転入力端子ＩＴとの間にはトランジスタＱ１１のベース−コレクタ端子間容量ＣＢＣｑ１１が存在する。一方、反転入力端子ＩＣとの間にもトランジスタＱ２１のベース−コレクタ端子間容量Ｃが存在する。したがって、反転出力端子ＯＣは、容量ＣＢＣｑ１１によって非反転入力端子ＩＴと接続されているとともに、容量Ｃによって反転入力端子ＩＣと接続されていることになる。これは、非反転出力端子ＯＴについても同様である。

一般に、ベース−コレクタ端子間容量は、トランジスタ内部のベース−コレクタ間容量、外部ベース領域でのベース層とコレクタ層との容量、外部ベース領域からコレクタ層の上、もしくは近傍を通過してトランジスタの外部と接続する配線とコレクタ層とによる配線容量、等のベース層とコレクタ層に係る各種の寄生容量成分からなる。これらベース−コレクタ端子間容量を成す各種の寄生容量成分は、トランジスタの材料や構造、配線レイアウトなどにより定まる。

入力端子ＩＴ，ＩＣに相補的な信号、すなわち差動信号が入力されている場合、非反転入力端子ＩＴの入力信号電圧Ｖｉｔと反転入力端子ＩＣの入力信号電圧Ｖｉｃの関係は、Ｖｉｔ＝−Ｖｉｃである。したがって、反転出力端子ＯＣの出力信号電圧Ｖｏｃとした場合、このハイパスフィルタの伝達特性は、次の式（６）で表される。

したがって、この伝達特性によれば、新たに追加された容量Ｃの値をＣＢＣｑ１１と等しく選べば、反転出力端子ＯＣへの出力はゼロとなる。つまり、反転入力端子ＩＣ−反転出力端子ＯＣ間をＣＢＣｑ１１と値の等しい容量Ｃで接続すると、入力側から出力側への信号のリークがなくなることを示している。
この際、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値は、通常、数ｆＦ（ｆ＝１０^-15）と極めて小さい値であり、その値はベース−コレクタ端子間電圧依存性を持つため、一般的な容量素子では実現が難しい。

このため、本実施の形態では、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の容量値に相当する、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量を用いている。
具体的には、トランジスタＱ１１，Ｑ１２と同一仕様であって、かつ、可変利得増幅器の利得が最小となっている場合と同一動作状態、すなわちＯＦＦ状態のトランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量を、そのまま反転入力端子ＩＣ−反転出力端子ＯＣ間、および非反転入力端子ＩＴ−非反転出力端子ＯＴ間に、それぞれ接続している。

これにより、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量に相当する容量を、反転入力端子ＩＣ−反転出力端子ＯＣ間、および非反転入力端子ＩＴ−非反転出力端子ＯＴ間に対して、容易に挿入することができる。この際、トランジスタのベース−コレクタ端子間容量は、トランジスタの個体ごとにばらつきがある可能性があるため、個別のトランジスタ素子による実現よりも、より個体ばらつきが小さくなる集積回路によって実現するのが望ましい。

したがって、例えば反転出力端子ＯＣに対して、トランジスタＱ１１のベース−コレクタ端子間容量を介して非反転入力端子ＩＴからリークする入力信号が、トランジスタＱ２１のベース−コレクタ端子間容量を介して反転入力端子ＩＣからリークする逆位相の入力信号で打ち消される。このことは非反転出力端子ＯＴについても同様であり、結果として入力側から出力側への信号のリーク量を減衰させることができる。

図３は、第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器の周波数特性である。ここでは、シミュレーションにより、入力信号の周波数を１００Ｈｚから１ＴＨｚまで変化させたときに得られた利得が示されている。
図８に示した従来の可変利得増幅器では、１０ＫＨｚ付近で低利得時の周波数特性５１と高利得時の周波数特性５２との差、すなわちダイナミックレンジＧｘが１２０ｄＢを示しているが、２０ＧＨｚ付近では２０ｄＢまで低下している。一方、本実施の形態の可変利得増幅器による低利得時の周波数特性１１と高利得時の周波数特性１２では、ダイナミックレンジＧａが２０ＧＨｚ付近で３０ｄＢ程度あり、従来と比較してダイナミックレンジが１０ｄＢも拡大していることがわかる。

図４は、第１の実施の形態にかかる可変利得増幅器の群遅延特性である。ここでは、シミュレーションにより、入力信号の周波数を１００Ｈｚから１ＴＨｚまで変化させたときに得られた群遅延が示されている。
トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の影響は、群遅延特性にも及ぶと考えられる。振幅の異なる並列化した多数の信号を一括して処理したい場合など、利得の変化に伴う群遅延特性の変動量が小さいことが必要とされるアプリケーションもある。このような場合にも、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の影響を低減できる本発明の手法は有用であると考えられる。

図８に示した従来の可変利得増幅器では、１０ＫＨｚから１０ＧＨｚにかけて、低利得時の群遅延特性５３と高利得時の群遅延特性５４との差、すなわち群遅延変動量Ｄｘが１２ｐｓｅｃ発生している。一方、本実施の形態の可変利得増幅器による低利得時の群遅延特性１３と高利得時の群遅延特性１４では、群遅延変動量Ｄａが２ｐｓｅｃ程度まで大幅に低減していることがわかる。これにより、本実施の形態によれば、群遅延特性に対するトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量が有する電圧依存性の影響を、削減する効果があることがわかる。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、ベース端子が反転入力端子ＩＣに接続され、コレクタ端子が反転出力端子ＯＣに接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｑ２１と、ベース端子が非反転入力端子ＩＴに接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されているトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｑ２２とを設けたものである。

これにより、Ｑ１１でリークした信号がＱ２２でリークした信号により減衰するとともに、Ｑ１２でリークした信号がＱ２１でリークした信号により減衰する。このため、入力側から出力側への信号のリーク量を減衰させることができ、結果として、広帯域性と大きなダイナミックレンジを両立する可変利得増幅器を実現することができる。これに加えて、利得の変化に伴う変動幅の小さい良好な群遅延特性も得ることができる。

［第２の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる可変利得増幅器について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。

第１の実施の形態では、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を開放状態とする場合を例として説明した。この構成によれば、回路が複雑化せず、回路面積もあまり増加しないという利点がある。しかし、トランジスタＱ１１，Ｑ１２がエミッタ端子を共通にして電流源ＩＳ１に接続されているのに対して、Ｑ２１，Ｑ２２は互いにエミッタ端子が接続されておらず、また電流源も接続されていないために、Ｑ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量の値が、Ｑ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値と微妙なずれを生じ、最大限の効果が得られない可能性がある。

前述した図３では、従来と比較してダイナミックレンジが１０ｄＢ程度拡大しているものの、前述した式（６）によれば、更にダイナミックレンジが拡大するはずである。このように、第１の実施の形態においてダイナミックレンジの拡大幅が１０ｄＢ程度に留まっているのは、Ｑ１１，Ｑ１２がエミッタ端子を共通にして電流源ＩＳ１に接続されているのに対して、Ｑ２１，Ｑ２２は互いにエミッタ端子が接続されておらず、また電流源も接続されていないために、Ｑ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量の値が、Ｑ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値と微妙なずれを生じているためである。

本実施の形態では、図５に示すように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を相互に接続するようにしたものである。これにより、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子の接続関係を、トランジスタＱ１１，Ｑ１２に近いものにすることができ、第１の実施の形態と比較して、Ｑ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値に近い、容量をＱ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量で得ることができる。

図６は、第２の実施の形態にかかる可変利得増幅器の周波数特性である。ここでは、シミュレーションにより、入力信号の周波数を１００Ｈｚから１ＴＨｚまで変化させたときに得られた利得が示されている。本実施の形態の可変利得増幅器による低利得時の周波数特性２１と高利得時の周波数特性２２では、ダイナミックレンジＧｂが２０ＧＨｚ付近で４０ｄＢ程度あり、従来と比較してダイナミックが２０ｄＢも拡大していることがわかる。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を相互に接続するようにしたので、高周波帯域におけるダイナミックレンジを大幅に拡大することができる。

［第３の実施の形態］
次に、図７を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる可変利得増幅器について説明する。図７は、第３の実施の形態にかかる可変利得増幅器を示す回路図である。
第１の実施の形態では、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を開放状態とする場合を例として説明した。また、第２の実施の形態では、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を相互に接続する場合を例として説明した。

本実施の形態では、トランジスタＱ１１，Ｑ１２と同様に、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子を相互に接続するとともに、これらエミッタ端子と供給電位ＶＥＥとの間に、電流源（第２の電流源）ＩＳ２を設け、この電流源ＩＳ２の電流値をゼロに設定している。これにより、Ｑ１１，Ｑ１２と同等の周辺回路条件が、Ｑ２１，Ｑ２２にも適用されるため、Ｑ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量の値として、Ｑ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値に極めて近い値を得ることができる。

［第３の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、電流値をゼロに設定した電流源ＩＳ２を、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ端子と供給電位ＶＥＥとの間に接続したので、Ｑ２１，Ｑ２２のベース−コレクタ端子間容量の値として、Ｑ１１，Ｑ１２のベース−コレクタ端子間容量の値に極めて近い値を得ることができる。これにより、前述した式（６）から、極めて大きな帯域とダイナミックレンジを兼ね備える可変利得増幅器を実現することができるとともに、変動幅の極めて小さい良好な群遅延特性も得ることができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。

また、以上の実施の形態では、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２として、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いた場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、これらトランジスタとしてＮ型ＭＯＳＦＥＴに代表されるＮチャンネルＦＥＴを用いてもよい。また、電源電位ＶＣＣと供給電位ＶＥＥの電位を逆にして、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタやＰ型ＭＯＳＦＥＴに代表されるＰチャンネルＦＥＴを用いてもよい。
さらに、以上の実施の形態では、負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２として、トランジスタやＦＥＴを利用した能動負荷を用いてもよい。

１…可変利得増幅器、Ｑ１１…トランジスタ（第１のトランジスタ）、Ｑ１２…トランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｑ２１…トランジスタ（第３のトランジスタ）、Ｑ２２…トランジスタ（第４のトランジスタ）、ＲＬ１…負荷抵抗（第１の負荷抵抗）、ＲＬ２…負荷抵抗（第２の負荷抵抗）、ＩＳ１…電流源（第１の電流源）、ＩＳ２…電流源（第２の電流源）、ＩＴ…非反転入力端子、ＩＣ…反転入力端子、ＯＴ…非反転出力端子、ＯＣ…反転出力端子、ＶＣＣ…電源電位、ＶＥＥ…供給電位。

Claims (3)

1. ベース端子が非反転入力端子に接続され、コレクタ端子が反転出力端子に接続された第１のトランジスタと、
   ベース端子が反転入力端子に接続され、コレクタ端子が非反転出力端子に接続された第２のトランジスタと、
   電源電位と前記第１のトランジスタのコレクタ端子との間に接続された第１の負荷抵抗と、
   前記電源電位と前記第２のトランジスタのコレクタ端子との間に接続された第２の負荷抵抗と、
   相互に接続された前記第１のトランジスタのエミッタ端子および前記第２のトランジスタのエミッタ端子と、供給電位との間に接続された第１の電流源と、
   ベース端子が前記反転入力端子に接続され、コレクタ端子が前記反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されている第３のトランジスタと、
   ベース端子が前記非反転入力端子に接続され、コレクタ端子が前記非反転出力端子に接続され、エミッタ端子が開放されている第４のトランジスタと
   を備えることを特徴とする可変利得増幅器。
2. 請求項１に記載の可変利得増幅器において、
   前記第３のトランジスタのエミッタ端子と前記第４のトランジスタのエミッタ端子が接続されていることを特徴とする可変利得増幅器。
3. 請求項２に記載の可変利得増幅器において、
   前記第３のトランジスタおよび前記第４のトランジスタのエミッタ端子と前記供給電位との間に接続されて、流れる電流値がゼロに設定されている第２の電流源をさらに備えることを特徴とする可変利得増幅器。

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