JP2011176979A - 回転検出装置および直流モータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センサを設けることなくモータ電流の直流成分の大きさに関わらず回転状態を検出できるブラシ付き直流モータの回転状態を、精度良く検出する回転検出装置および直流モータ装置を提供する。
【解決手段】ドライバ制御部１５０は、正転制御の際は、ＳＷ１、４をオンさせてＳＷ２、３をオフさせる。逆回転制御の際は、ＳＷ２、３をオンさせてＳＷ１、４をオフさせる。短絡制動制御時には、ＳＷ３、４をオンさせてＳＷ１、２をオフさせる。ＳＷ１、２、３、４の切り替えにより、モータ電流が流れる通電経路が切り替わる。ドライバ制御部１５０は、ＳＷ１、２をオフにしＳＷ３、４をオンにする短絡制動時にＳＷ１０をオンにする。ＳＷ１０がオンになると、抵抗１６２、１６４、ＳＷ１０を通って電流が流れるので、ＳＷ３に印加されるゲート電圧が低下する。これにより、短絡制動時においてＳＷ３のオン抵抗が大きくなる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシ付き直流モータの回転角、回転方向、回転速度などの回転状態を検出する回転検出装置および直流モータ装置に関する。

ブラシ付き直流モータ（以下単に「直流モータ」とも言う。）は、例えば車両において、空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーおよび吹き出し口切り替え用のモードダンパーの開閉角度位置、ならびにパワーウィンドウの上下位置など、各装置の可動部材の位置を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、直流モータの回転角、回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、検出した回転状態に基づいて各可動部材の位置を精度良く調整する必要がある。

直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。

しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を車載ＥＣＵ等の他の装置へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増およびコストアップを招く。

そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は、種々提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１では、複数相の相コイルからなる電機子コイルのいずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシ間の電気抵抗がモータの回転に伴って周期的に変化する構成を採用している。そして、ブラシを介して電機子コイルに直流電流が供給されると、モータに流れる電流（モータ電流とも言う。）の電流値も電機子の回転に伴って変化する。特許文献１では、モータ電流の変化を検出パルスとして検出することによりモータの回転状態を検出している。

特開２００３−１１１４６５号公報

しかしながら、特許文献１では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、モータを駆動する直流電流値が減少すると、モータ電流の変動も小さくなる。

また、モータを停止させるためにモータを駆動する直流電流の供給を遮断すると、誘導起電力によって電流は流れるものの、その大きさはモータの回転速度が低下するにしたがい小さくなる。そして、モータが停止したときには、誘導起電力によって流れる電流もゼロになる。

このように、直流電流値が減少またはセロになると、直流電流の変動に基づいてモータの回転状態を検出することは困難になる。
本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、センサを設けることなくモータ電流の直流成分の大きさに関わらず回転状態を検出できるブラシ付き直流モータの回転状態を、精度良く検出する回転検出装置および直流モータ装置を提供することを目的とする。

請求項１から６に記載の発明によると、直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続されている複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、を備えており、回転検出装置は、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を一対のブラシ間に印加する電源部と、電源部が直流モータに供給する交流電流に関連した電気量を検出する通電検出手段と、通電検出手段が検出する電気量の交流成分の振幅が電機子の回転に伴い可変機構により周期的に変化することに基づいて、少なくとも直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、直流モータの通電経路を切り替えて直流モータの回転を制御するモータドライバと、モータドライバが通電経路を切り替えることにより発生する、通電検出手段が検出する交流成分の振幅の差を低減する振幅制御手段と、を備える。

このように、直流電圧に交流電圧を重畳してブラシ付き直流モータに電源電圧として印加し、印加した電源電圧の交流成分の振幅が電機子の回転に伴い変化することに基づいて直流モータの回転状態を検出する構成は従来にはなく、新規なものである。

そして、直流電圧に交流電圧を重畳してモータに印加しても、直流モータのトルクは、直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧によってモータに流れるモータ電流のうち直流電流成分により発生し、交流電流成分は直流モータのトルクに影響を与えることはない。

これにより、直流モータの回転状態（加速中、減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、そしてモータのトルクに影響を与えることなく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。

また、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構を直流モータが有しているので、交流成分の振幅も周期的に変化する。したがって、仮に電源部から印加される直流電圧が低下したり、制動時に電源部から印加される直流電圧が０になってモータ電流の直流成分が変動しても、一定の交流電圧を印加し続けることにより、モータ電流の交流成分の振幅の変化に基づいて回転状態を精度良く検出することができる。

そして、電源部が直流モータに供給する交流電流に関連した電気量を通電検出手段が検出し、回転状態検出手段が、その検出された電気量の交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転状態として、少なくとも回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを、エンコーダ等のセンサを設けることなく検出できる。尚、交流電流に関連する電気量としては、例えば、電流、電圧、電力等が考えられる。

ところで、直流モータの回転を制御するためにモータドライバが直流モータの通電経路を切り替えると、通電経路の回路構成の違いにより通電経路毎にインピーダンスに差が生じることがある。通電経路の切り替えにより通電経路毎にインピーダンスに差が生じると、可変機構以外の要因で通電検出手段が検出する交流成分の振幅の大きさが変化するので、直流モータの回転状態を高精度に検出することが困難になる。

そこで、請求項１から６に記載の発明によると、振幅制御手段は、モータドライバが通電経路を切り替えることにより発生する通電検出手段が検出する交流成分の振幅の差を低減する。

これにより、直流モータの回転を制御するために通電経路が切り替わっても、通電検出手段が検出する交流成分の振幅の変化は、電機子の回転に伴いインピーダンスが周期的に変化する可変機構により主に変化する。その結果、交流成分の振幅の変化に基づいて直流モータの回転状態を高精度に検出できる。

請求項２に記載に発明によると、振幅制御手段は、モータドライバが通電経路を切り替えることにより発生する通電経路毎のインピーダンスの差を調整することにより交流成分の振幅の差を低減する。尚、通電経路毎のインピーダンスの差とは、交流電源から供給される交流電流が流れる交流回路毎のインピーダンスの差を表している。交流電源は、直流電圧に重畳される交流電圧を発生する。

この構成によれば、通電経路毎の交流成分の振幅の差の原因となる通電経路毎のインピーダンスの差を調整して通電経路毎の交流成分の振幅の差を低減するので、各通電経路おける可変機構による交流成分の振幅の変化、つまり振幅の大きい期間と振幅の小さい期間との振幅の差が小さくなることを防止できる。その結果、交流成分の振幅の変化に基づいて、直流モータの回転状態を高精度に検出できる。

請求項３に記載に発明によると、モータドライバは通電経路を切り替えるスイッチング素子を有し、振幅制御手段は、通電経路の切り替えに応じて、オンになるスイッチング素子のオン信号を制御することによりスイッチング信号のオン抵抗を調整する。

この構成によれば、スイッチング素子のオン信号を制御してオン抵抗を調整することにより、モータドライバにより切り替えられる通電経路間のインピーダンスの差を容易に低減できる。

請求項４に記載に発明によると、スイッチング素子は電解効果トランジスタであり、振幅制御手段は、通電経路の切り替えに応じて、オンになる電界効果トランジスタのゲート電圧を制御する。

この構成によれば、電界効果トランジスタのゲート電圧を制御してオン抵抗を調整することにより、モータドライバにより切り替えられる通電経路間のインピーダンスの差を容易に低減できる。

請求項５に記載に発明によると、振幅制御手段は、モータドライバにより切り替わる複数の通電経路のうち少なくとも一つに設置した抵抗を有する。
この構成によれば、他の通電経路に対してインピーダンスの低い通電経路に抵抗を設置することにより、モータドライバにより切り替えられる通電経路間のインピーダンスの差を容易に低減できる。

ここで、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する直流モータの可変機構として、例えば相コイルに抵抗を接続することにより、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる構成の場合、モータ電流の直流成分の大きさが変動し、直流モータにトルク変動が生じる。直流モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、あるいは直流モータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。

そこで、請求項６に記載の発明によると、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、を有する直流モータと、請求項１から５のいずれか一項に記載の回転検出装置と、を備えている。

このように、直流モータにおいて、電機子の回転に伴い一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構の構成は、インピーダンスとして抵抗値を周期的に変化させる可変機構に比べ、モータ電流の直流成分の変動を極力小さくすることができる。したがって、直流モータのトルク変動を極力低減できる。

第１実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 モータに印加する電源電圧の特性図。 回転検出装置の回転信号検出部の回路構成を表すブロック図。 （Ａ）はモータが１８０°回転する間の３種類のモータ回路を表す説明図、（Ｂ）は３種類のモータ回路における周波数とインピーダンスとの関係を表す特性図。 直流モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。 （Ａ）はモータ停止時のモータ電流を示すタイムチャート、（Ｂ）はモータ停止時のＨＰＦ通過後の交流成分および検出パルスを示すタイムチャート。 正転時、逆回転時、短絡制動時における交流回路の等価回路図。 （Ａ）は本実施形態のＨＰＦ通過後の交流成分と包絡線検波後の検出信号を示すタイムチャート、（Ｂ）はインピーダンス未調整のＨＰＦ通過後の交流成分と包絡線検波後の検出信号を示すタイムチャート。 第２実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 第３実施形態による直流モータ装置を示す概略構成図。 第４実施形態による回転信号検出部の回路構成を示すブロック図。 （Ａ）は定常回転時と制動から停止前の間との基準電圧の切り替えを示すタイムチャート、（Ｂ）基準電圧切り替えによるＨＰＦ通過後の交流成分と包絡線検波後の検出信号を示すタイムチャート。 第５実施形態による直流モータを示す概略構成図。 第６実施形態による直流モータを示す概略構成図。 直流モータの回転中に流れるモータ電流波形および検出パルスを示すタイムチャート。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、第１実施形態による直流モータ装置２を示す。直流モータ装置２は、直流モータ（以下、単に「モータ」とも言う。）１０と、モータ１０の回転状態を検出する回転検出装置１００とから主に構成されている。

（モータ１０）
モータ１０は、回転方向に１８０°離れ互いに対向して配置された一対のブラシ１２、１４と電機子２０とを備えている。モータ１０は、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、ブラシ１２、１４と接触する３つの整流子片３１、３２、３３からなる整流子３０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３が、それぞれデルタ結線されている。

すなわち、第３整流子片３３と第１整流子片３１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片３１と第２整流子片３２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片３２と第３整流子片３３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３からなる電機子コイルおよび整流子３０により、電機子２０が構成されている。

なお、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は、互いに電気角で２π／３ずつ離れるように配置されている。

整流子片３１、３２、３３の回転方向の長さは等しく、３つの整流子片３１、３２、３３のうちいずれか２つが、ブラシ１２、１４にそれぞれ接触している。モータ１０の回転による整流子３０の回転に伴って、ブラシ１２、１４と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。

本実施形態のモータ１０は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有するとともに、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するように電機子２０が配置されている。

さらに、本実施形態では、モータ１０において、第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続されている。つまり、コンデンサＣ１は、第１整流子片３１と第３整流子片３３とを接続している。

そのため、後述する交流電源１０６から出力されてカップリングコンデンサ１０８により直流電源１０２からの直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧は、ブラシ１２、１４およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ１０内部の各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３およびコンデンサＣ１からなるモータ回路に印加される。そして、このように直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧が印加されることにより、モータ回路には交流電流成分を含む電流が流れる。

コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には電流が流れやすい低リアクタンス特性、つまり低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源１０２からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができる。したがって、直流電源１０２からの直流電流は各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３にのみ流れることとなる。

一方、交流電源１０６からみれば、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３は高リアクタンス、つまり高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態から電機子２０が時計回りに回転し、ブラシ１４に第１整流子片３１が接触するようになると、ブラシ１２、１４間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。すなわち、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成される。この状態では、ブラシ１２、１４間のモータ回路のインピーダンスは図１に示した状態とは異なり、例えば特定の周波数以上の領域では非常に小さいインピーダンスとなる。

つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のみからなる回路とみなせる。それ故、直流電源１０２からの直流電流によって回転するモータ１０の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。

これに対し、交流的にみれば、モータ１０の回転角に応じてブラシ１２、１４と接触する２つの整流子片が切り替わる毎にブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路の構成が変化するので、モータ回路においてリアクタンスとして静電容量値、つまりインピーダンスが変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ１０の電機子２０が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は２段である。これについては後で図４を用いて詳しく説明する。

そして、インピーダンス（リアクタンス）の変化は、モータ１０に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の振幅変化、或いはそのモータ電流が流れる通電経路上の電圧（経路電圧）に含まれる交流成分（交流電圧成分）の振幅変化として現れる。

したがって、回転角に応じて変化するモータ電流または経路電圧の交流成分の振幅変化を検出できれば、モータ１０の回転角を検出することができる。そこで本実施形態の回転検出装置１００では、回転信号検出部１１０がモータ電流に含まれる交流成分の振幅変化を検出する。これにより、交流成分の振幅変化から、ブラシ間におけるモータ回路のリアクタンスの変化を間接的に検出する。そして、検出した交流成分の振幅の変化に基づいて、後述するように検出パルスＳｐを生成する。

（回転検出装置１００）
回転検出装置１００は、モータ１０の回転角を検出するための装置であり、直流電源１０２、交流重畳部１０４、回転信号検出部１１０、回転状態検出部１４０、ドライバ制御部１５０、および振幅制御部１６０等を備えている。回転検出装置１００は、例えば車両の空調装置における各ダンパーを駆動するモータ、あるいはパワーウィンドウを駆動するモータの回転角を検出するために用いられるものである。もちろん、車両の空調装置またはパワーウィンドウへの適用は本発明の実施態様としてのあくまでも一例である。

（電源部）
本実施形態の電源部は、直流電源１０２と交流重畳部１０４とを備えている。直流電源１０２は、モータ１０を回転駆動さるトルクを発生させるための直流電圧を発生する。

交流重畳部１０４は、交流電源１０６とカップリングコンデンサ１０８とから構成されており、モータ１０の定常回転時および短絡制動時の双方ともにブラシ１２、１４間に流れるモータ電流の通電経路となる共通通電経路に電気的に接続している。交流電源１０６は、所定の周波数の交流電圧を発生する。カップリングコンデンサ１０８は、直流電源１０２から出力される直流電圧に交流電源１０６から出力される交流電圧を重畳させる。

このように、直流電源１０２からモータ１０への通電経路のうち、起動から定常回転時および短絡制動時の各制御においてモータ電流が流れる共通電流経路に、交流重畳部１０４および後述する電流検出部１１２が接続されている。

これにより、起動から定常回転時および短絡制動時の各制御において、交流電源１０６からモータ１０に交流電圧を印加し、モータ１０の回転状態を検出できる。
図２に示すように、モータ１０に印加される交流重畳電圧は、直流電圧Ｖｂに、振幅Ｖｓで周波数ｆの交流電圧が重畳された交直混在（脈流の一種）である。この交流重畳電圧がモータ１０に印加されることにより、モータ１０に流れるモータ電流も直流電流に交流電流が重畳された電流となる。

このような電源部の構成により、モータ１０には、単に直流電源１０２から出力される直流電圧が印加されるだけではなく、交流電源１０６から出力される交流電圧が直流電圧に重畳されて印加される。そのため、モータ１０には、直流電圧による直流電流に交流電圧による交流電流が重畳された電流が流れる。

尚、直流電源１０２からの直流電圧の印加を停止し、交流電源１０６からの交流電圧のみをモータ１０に印加することも可能である。
（回転信号検出部１１０）
図１に示す回転信号検出部１１０は、電流検出部１１２と信号処理部１２０とを備えている。回転信号検出部１１０は、交流重畳部１０４からモータ１０に供給される交流電流に関連する電気量を検出し、検出した電気量に基づいてモータ１０の回転角に応じた検出パルスＳｐを生成し出力する。尚、交流電流に関連する電気量としては、例えば、電流、電圧、電力等が考えられる。

電流検出部１１２は、モータ１０の共通通電経路（詳しくはグランド電位側のブラシ１４からグランド電位に至る通電経路上）に接続している。信号処理部１２０は、電流検出部１１２により検出された通電電流（モータ電流）に基づく各種信号処理を行って検出パルスＳｐを生成する。

図３に示すように、電流検出部１１２は、モータ１０の共通通電経路上に接続する電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号として信号処理部１２０へ取り込まれる。モータ電流については後述する。尚、電流検出部１１２において、電流検出抵抗Ｒ１に代えて、コイルを設置してもよい。

信号処理部１２０は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１２２と、増幅部１２４と、包絡線検波部１２８と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３０、比較部１３２とを備えている。
ＨＰＦ１２２は、コンデンサＣ１０および抵抗Ｒ２からなる周知の構成のものである。信号処理部１２０に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ１２２によって、直流電流成分を含む所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされ、交流電源１０６にて生成される交流電圧の周波数を含む、上記遮断周波数より高い周波数成分が抽出されて増幅部１２４に入力される。そのため、検出されたモータ電流（検出信号）のうち、直流電流成分はこのＨＰＦ１２２によって遮断され、交流電流成分のみが増幅部１２４へ入力されることとなる。

尚、ＨＰＦ１２２に代えて、例えば、交流電流成分の周波数を含む所定の帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。
電流検出抵抗Ｒ１により検出され、ＨＰＦ１２２によって抽出された検出信号（交流電流成分）は、増幅部１２４にて増幅される。

増幅部１２４は、オペアンプ１２６と、オペアンプ１２６の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ１２６の反転入力端子とグランド電位との間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、ＨＰＦ１２２から非反転入力端子に入力される検出信号が所定の増幅率にて増幅される。

増幅部１２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部１２８にて包絡線検波される。包絡線検波部１２８は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１１とを備えてなる。ダイオードＤ１のアノードには、増幅部１２４にて増幅された検出信号が入力される。

包絡線検波部１２８により、増幅部１２４から入力された交流の検出信号が包絡線検波され、交流電流成分の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。尚、包絡線検波部１２８から出力される検波信号の立ち下がりのなまりは、抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ１１の時定数に応じて変化する。

包絡線検波部１２８から出力された検波信号は、ＬＰＦ１３０にて高周波成分がカットされた上で、比較部１３２に入力される。ＬＰＦ１３０は、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ１２からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ６にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。

比較部１３２は、コンパレータ１３４と、一端がコンパレータ１３４の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ１３０に接続された抵抗Ｒ７と、コンパレータ１３４の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ８と、一端がコンパレータ１３４の反転入力端子に接続されて他端が抵抗Ｒ１０に接続された抵抗Ｒ９とを備えている。

包絡線検波部１２８から出力された検波信号は、ＬＰＦ１３０を介して比較部１３２に入力され、この比較部１３２において抵抗Ｒ７を介してコンパレータ１３４の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ１３４の反転入力端子には、抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０を介して設定される閾値が入力される。これにより、コンパレータ１３４では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。

比較部１３２に入力される閾値は、本実施形態では、図５に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間での検波信号よりも小さい所定の値が設定されている。

そのため、振幅の小さい期間では、ＬＰＦ１３０を介して包絡線検波部１２８から比較部１３２へ入力される検波信号はコンパレータ１３４の反転入力端子に入力される閾値よりも小さいため、コンパレータ１３４からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、ＬＰＦ１３０を介して包絡線検波部１２８から比較部１３２へ入力される検波信号はコンパレータ１３４の反転入力端子に入力される閾値よりも大きくなるため、コンパレータ１３４からはハイレベルの信号が出力される。

そして、コンパレータ１３４から出力されたローレベル、ハイレベルのパルス信号は、検出パルスＳｐとして、回転状態検出部１４０に入力される。
このように、信号処理部１２０では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して低周波領域のカット、交流電流成分の増幅、包絡線検波といった各種信号処理を行った上で検出パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な検出パルスＳｐが生成される。

（回転状態検出部１４０）
図１に示す回転状態検出部１４０は、主にマイコンにより構成されており、回転信号検出部１１０から出力される検出パルスＳｐをカウントし、パルス数に基づいてモータ１０の回転角を検出する。

回転状態検出部１４０は、コンパレータ１３４からパルス信号が出力される毎にカウントアップする。尚、コンパレータ１３４から出力されるパルス信号を回転状態検出部１４０に入力する前に、適宜波形整形およびレベル調整してもよい。

回転状態検出部１４０は、検出したモータ１０の回転角に基づいて、ドライバ制御部１５０にモータ１０の回転を制御する制御信号を出力する。
（ドライバ制御部１５０）
ドライバ制御部１５０は、回転状態検出部１４０からの制御信号により、図１に示す周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたモータドライバを制御する。尚、ドライバ制御部１５０は、回転状態検出部１４０からの制御信号により回路構成自体でモータドライバを制御してもよいし、あるいは、マイコンで構成され、回転状態検出部１４０からの制御信号に基づいて制御プログラムによりモータドライバを制御してもよい。

（モータドライバ）
モータドライバは、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ（ＳＷ）１、２、３、４を備えている。ハイサイド側のＳＷ１とローサイド側のＳＷ３との接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点）はモータ１０における一方のブラシ１２に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のＳＷ２とローサイド側のＳＷ４との接続点（ブリッジ回路の他方の中点）はモータ１０における他方のブラシ１４に接続されている。

ドライバ制御部１５０は、回転状態検出部１４０が検出するモータ１０の回転角に基づいて、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４のオン、オフを制御する。
正転制御の際は、ＳＷ１およびＳＷ４をオンさせて、他の２つのＳＷ２、ＳＷ３をオフさせる。一方、逆回転制御の際は、ＳＷ２、ＳＷ３をオンさせて、他の２つのＳＷ１、ＳＷ４をオフさせる。

また、モータ１０を制動するときには、モータドライバを構成する４つのＳＷ１〜ＳＷ４のうちローサイド側の２つのＳＷ３、ＳＷ４をオンさせ、ハイサイド側のＳＷ１、２をオフさせることで、モータ１０の端子間（ブラシ１２、１４間）を、これら各ＳＷ３、ＳＷ４を介して短絡させることによりモータ１０を制動させる。

ＳＷ３、ＳＷ４をオンさせ、ＳＷ１、２をオフさせることで、回転中のモータ１０のブラシ１２、１４間を短絡させ、モータ１０と直流電源１０２との接続が遮断されると、モータ１０が発電機として作動し、その発電エネルギーが、ローサイド側のＳＷ３、ＳＷ４、およびモータ１０によって消費される。これによりモータ１０が制動されてやがて停止することになる。

（振幅制御部１６０）
振幅制御部１６０は、抵抗１６２、１６４およびＭＯＳＦＥＴからなるＳＷ１０から構成されている。抵抗１６２はドライバ制御部１５０とＳＷ３のゲートとを接続しており、抵抗１６４はＳＷ３のゲートとＳＷ１０のドレインとを接続している。ＳＷ１０のソース側はグランド電位に接続している。

ドライバ制御部１５０は、ＳＷ１、２をオフにしＳＷ３、４をオンにする短絡制動時にＳＷ１０をオンにする。ＳＷ１０がオンになると、抵抗１６２、１６４、ＳＷ１０を通って電流が流れるので、ＳＷ３に印加されるゲート電圧が低下する。これにより、短絡制動時においてＳＷ３のオン抵抗が大きくなる。

（モータ回路の変化）
次に、モータ１０が１８０°回転する間における、モータ１０内部の結線状態の変化、すなわちブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路の変化を、図４の（Ａ）に示す。図４の（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ１０のモータ回路は、モータ１０が１８０°回転する間に、状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化する。

状態Ａは、直流電源１０２の正極側（以下「Ｖｂ側」とも言う。）のブラシ１２に第１整流子片３１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」とも言う。）のブラシ１４に第２整流子片３２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ１０の等価回路、すなわちブラシ１２、１４間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。なお、Ｖｂとは、図２で説明したように、直流電源１０２から出力される直流電圧を示すものである。

この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１２から他方のブラシ１４に至るまでの経路上には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、回路全体のインピーダンスが高くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。

状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片３１から第３整流子片３３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１４には第２整流子片３２が接触している。

この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１２から他方のブラシ１４に至るまでの経路上には必ずいずれかのコイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでも回路全体のインピーダンスは高く、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。

状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１４に接触する整流子片が、状態Ａ、Ｂのときの第２整流子片３２から第１整流子片３１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１２には第３整流子片３３が接触している。つまり、状態Ｃでは、コンデンサＣ１が接続している一対の第１整流子片３１と第３整流子片３３の両方に一対のブラシ１２、１４が同時に接触している。

この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２および第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、ブラシ１２、１４間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、回路全体のインピーダンスが低くなるので、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は大きくなる。

このように、モータ１０が１８０°回転する間には、ブラシ１２、１４と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴ってブラシ１２、１４間のモータ回路は状態Ａ、Ｂ、Ｃの３種類に切り替わる。しかし前述したように、状態Ａと状態Ｂは回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は２段である。

なお、モータ１０の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスは変化するが、この切り替わり期間はモータ１０が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。

状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片３３から第２整流子片３２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１４には第１整流子片３１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。

この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１４に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片３１から第３整流子片３３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１２には第２整流子片３２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。

この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１２に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片３２から第１整流子片３１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１４には第３整流子片３３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１２とＧＮＤ側のブラシ１４とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。

そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。

つまり、モータ１０は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。

そのため、モータ電流は、図５に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。
しかも、本実施形態では、モータ１０の回転角によって変化するインピーダンスの差が大きくなるよう構成されている。すなわち、図４の（Ａ）で説明したように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のインピーダンスは、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じないために高いインピーダンスとなるのに対し、状態Ｃ、Ｃ’のインピーダンスは、ブラシ１２、１４間にコンデンサＣ１のみの経路が生じて非常に低いインピーダンスとなる。

このように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスと状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスに大きな差があるため、モータ電流中の交流電流成分の振幅も、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときと状態Ｃ、Ｃ’のときとで、図５に示すように大きな差が生じる。なお、図５は、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスが状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスの約４倍の場合の波形を例示している。

そのため、信号処理部１２０において比較部１３２のコンパレータ１３４の反転入力端子に入力すべき閾値を、より高い自由度・範囲内で設定することができる。そして、例えば、閾値を、状態Ａのときの検波信号と状態Ｃのときの検波信号の中間値付近の値に設定すれば、比較部１３２による比較がより正確に行われ、図５に示すように、回転角に応じた正確な検出パルスＳｐを確実に生成することができる。

ここで、前述したように、電機子２０が１８０°回転する間に、モータ回路は状態Ａ、状態Ｂ、および状態Ｃの３種類に変化し、状態Ｃのインピーダンスが状態Ａ、状態Ｂよりも小さくなる。すなわち、電機子２０が１８０°回転する間の１２０°の期間は交流成分の振幅が小さくなり、６０°の期間は振幅が大きくなる。したがって、振幅が大きい期間をＴｏｎ、振幅が小さい期間をＴｏｆｆとすると、定常回転時においては、Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：２なる。

ところで、交流電源１０６から出力される交流電圧の周波数は、本実施形態では、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路における共振周波数をｆ１、状態Ｃ、Ｃ’のモータ回路における共振周波数をｆ２としたとき、これら各共振周波数とはいずれも異なる周波数に設定されている。より具体的には、これら各周波数ｆ１、ｆ２のいずれよりも大きい所定の周波数の交流電流が交流電源１０６から供給されるように構成されている。

図４の（Ｂ）に、図４の（Ａ）に示した各状態におけるインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、共振周波数ｆ１で小さなピーク値が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。

これに対し、状態Ｃ、Ｃ’の場合、各相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆ２を中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’と状態Ｃ、Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆ３を除き、インピーダンスが異なる。特に、共振周波数ｆ１を中心とする所定帯域や、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。そのうち特に、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の領域では、例えば周囲温度の変化によってコンデンサＣ１の静電容量値が変化して共振周波数ｆ１、ｆ２が変化しても、インピーダンス比の変化が少ないため、回路設計上の観点からも、交流電源１０６の交流電圧の周波数として使用しやすい領域である。

そのため、本実施形態では、交流電源１０６の交流電圧の周波数を、周波数ｆ３よりも高い所定の周波数としている。
（モータ停止時のモータ電流）
続いて、回転中のモータ１０が停止する際のモータ電流を図６の（Ａ）に示す。なお、図６の（Ａ）では、インピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図６の（Ｂ）においても同様である。

図６の（Ａ）に示す例では、回転中のモータ１０に制動をかけて停止させる停止制御（制動制御）の際、前述したように、モータドライバのハイサイド側の２つのＳＷ１、ＳＷ２をオフさせ、ローサイド側の２つのＳＷ３、ＳＷ４をオンさせてモータ１０を短絡制動させる。

一方、交流電源１０６からの交流電圧（交流電流）については、モータ１０の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ１０の回転角を検出する目的で供給されるものであるため、回転中か停止制御時かにかかわらず、モータ１０の回転が制御されている間は常時モータ１０へ供給される。

そのため、短絡制動開始後のモータ電流は、図示の如く、誘導起電力によって生じる電流に交流電源１０６からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ１０の回転速度が低くなるほど小さくなるため、この誘導起電力による電流は徐々に小さくなり、モータ１０が停止したときにはこの電流もゼロになる。

一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために常に交流電源１０６から供給されるものであるため、図６の（Ａ）に示すように、モータ１０の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、モータ１０の回転速度に関係なく、モータ１０の回転角を検出することができるのである。

図６の（Ａ）に示した停止制御時における、信号処理部１２０にて生成される検出パルスＳｐの例を、図６の（Ｂ）に示す。図６の（Ｂ）の上側の波形は、ＨＰＦ１２２から出力され増幅部１２４にて増幅された後の検出信号であり、下側の波形が、比較部１３２から出力される検出パルスＳｐである。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の検出パルスＳｐが生成される。

モータ１０が停止するときには、電機子２０の回転速度が遅くなるので、図６の（Ｂ）に示すように、インピーダンスの変化に伴う検出パルスの発生間隔およびパルス幅も長くなる。

そして、本実施形態では、検出パルスＳｐはモータ１０が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この検出パルスＳｐが生成される毎にモータ１０が１８０°回転したものとして、モータ１０の回転角を検出することができる。

（インピーダンスの変化）
モータドライバのＳＷ１、２、３、４のオン、オフを切り替えて、正転制御、逆回転制御、短絡制動制御を切り替えると、モータ電流の通電経路が切り替わる。その結果、図７に示すように交流回路の回路構成が切り替わる。図７は、正転時、逆回転時、および短絡制動時の交流回路の等価回路を示している。尚、回転信号検出部１１０のインピーダンスは大きく回転信号検出部１１０には電流が殆ど流れないので、図７では回転信号検出部１１０のインピーダンスを無視しており図示していない。

正転時には、モータドライバにおいてＳＷ１、４がオンされＳＷ２、３がオフされるため、正転時における交流回路の等価回路は、図７の（Ａ）に示すようになる。尚、図７において、Ｚｖは直流電源１０２の交流インピーダンスであり、Ｚｍはモータ１０の交流インピーダンスであり、Ｚｏは各ＳＷ１〜ＳＷ４の交流インピーダンス（オン抵抗）である。

カップリングコンデンサ１０８のインピーダンスをＺｃとすると、図７の（Ａ）において、Ａ−Ａ’間の負荷側のインピーダンスＺは、次式（１）で表される。尚、下記の式（１）、（３）、（５）で示すインピーダンスは、交流電源１０６から供給される交流電流が流れる交流回路におけるインピーダンスである。

Ｚ＝Ｚｃ＋（Ｚｖ＋Ｚｏ）（Ｚｍ＋Ｚｏ）／（Ｚｖ＋Ｚｍ＋２Ｚｏ） ・・・（１）
そして、交流電圧をＶとすると、Ａ’（ＧＮＤ）−Ｂ（検出点）の電圧Ｖ’は、Ｘ＝Ｚｃ、Ｙ＝（Ｚｖ＋Ｚｏ）（Ｚｍ＋Ｚｏ）／（Ｚｖ＋Ｚｍ＋２Ｚｏ）とすると、次式（２）で表される。

Ｖ’＝｛Ｙ／（Ｘ＋Ｙ）｝｛Ｚｏ／（Ｚｍ＋Ｚｏ）｝Ｖ ・・・（２）
逆回転時には、モータドライバにおいてＳＷ２、３がオンされＳＷ１、４がオフされるため、逆回転時における交流回路の等価回路は、図７の（Ｂ）に示すようになる。図７の（Ｂ）において、Ａ−Ａ’間の負荷側のインピーダンスＺは、次式（３）で表される。

Ｚ＝Ｚｃ＋Ｚｏ（Ｚｍ＋Ｚｖ＋Ｚｏ）／（Ｚｖ＋Ｚｍ＋２Ｚｏ） ・・・（３）
そして、Ａ’（ＧＮＤ）−Ｂ（検出点）の電圧Ｖ’は、Ｘ＝Ｚｃ、Ｙ’＝Ｚｏ（Ｚｍ＋Ｚｖ＋Ｚｏ）／（Ｚｖ＋Ｚｍ＋２Ｚｏ）とすると、次式（４）で表される。

Ｖ’＝
｛Ｙ’／（Ｘ＋Ｙ’）｝｛（Ｚｖ＋Ｚｏ）／（Ｚｍ＋Ｚｖ＋Ｚｏ）｝Ｖ ・・・（４）
さらに、短絡制動時には、モータドライバにおいてＳＷ３、４がオンされＳＷ１、２がオフされるため、短絡制動時における交流回路の等価回路は、図７の（Ｃ）に示すようになる。図７の（Ｃ）において、Ａ−Ａ’間の負荷側のインピーダンスＺは、次式（５）で表される。

Ｚ＝Ｚｃ＋Ｚｏ（Ｚｍ＋Ｚｏ）／（Ｚｍ＋２Ｚｏ） ・・・（５）
そして、Ａ’（ＧＮＤ）−Ｂ（検出点）の電圧Ｖ’は、Ｘ＝Ｚｃ、Ｙ”＝Ｚｏ（Ｚｍ＋Ｚｏ）／（Ｚｍ＋２Ｚｏ）とすると、次式（６）で表される。

Ｖ’＝｛Ｙ”／（Ｘ＋Ｙ”）｝｛Ｚｏ／（Ｚｍ＋Ｚｏ）｝Ｖ ・・・（６）
このように、正転時、逆回転時、短絡制動時のそれぞれで、交流回路の等価回路が異なり、インピーダンスも異なる。その結果、電流検出部１１２による検出結果に含まれる交流成分の振幅レベルが、正転時、逆回転時、および短絡制動時のそれぞれで変化する。

特に、短絡制動時においては、直流電源１０２が交流回路に含まれないので、正転時および逆回転時に比べ、交流回路のインピーダンスが小さくなる。その結果、正転または逆回転しているときの定常回転時に比べ、モータドライバを切り替えて短絡制動が実行されると、電流検出部１１２で検出されるモータ電流の直流成分および交流成分の振幅が大きくなる。

その結果、図８の（Ｂ）に示すように、ＨＰＦ１２２で抽出され増幅部１２４で増幅された交流成分において、振幅が大きい期間Ｔｏｎにおける振幅の大きさはオペアンプ１２６の最大レベルで一定になり変化しないものの、振幅が小さい期間Ｔｏfｆにおいて振幅が増加する。

このように、ＨＰＦ１２２および増幅部１２４を通過後の交流成分において、期間Ｔｏｎにおける振幅が変化せず、期間Ｔｏｆｆにおける振幅が増加すると、交流成分の振幅の変化の差が小さくなる。すると、図８の（Ｂ）に示すように、包絡線検波部１２８通過後の検出信号のレベル差が小さくなるので、比較部１３２で検出パルスを誤検出する恐れがある。

そこで、本実施形態では、前述したように、短絡制動時に振幅制御部１６０のＳＷ１０をオンにすることにより、抵抗１６２、１６４、ＳＷ１０を通って電流を流し、短絡制動時にＳＷ３に印加されるゲート電圧を低下させる構成を採用している。これにより、ＳＷ３のオン抵抗が大きくなるので、ＳＷ１０がオフの状態よりも短絡制動時の交流回路のインピーダンスが増加し、正転時および逆回転時と短絡制動時とのインピーダンスの差が小さくなる。

その結果、短絡制動時において、ＳＷ３に印加されるゲート電圧を低下させない場合に比べ、ＳＷ３に印加されるゲート電圧を低下させる方が電流検出部１１２で検出されるモータ電流の振幅は小さくなる。これにより、ＨＰＦ１２２で抽出され増幅部１２４で増幅された交流成分において、期間Ｔｏｎにおける振幅の大きさはオペアンプ１２６の最大レベルで一定になり変化しないものの、期間Ｔｏｆｆにおいて振幅が増加することを防止できる。したがって、図８の（Ａ）に示すように、短絡制動時における交流成分の振幅の差が、正転時および逆回転時における振幅の差よりも小さくなることを低減できる。

これにより、モータ１０の回転を制御するために通電経路が切り替わっても、モータ１０の回転状態を高精度に検出できる。
ところで、短絡制動時には、正転時および逆回転時に比べ、グランド経由および電源経由でモータ電流が電流検出部１１２に多く回り込む傾向にある。その結果、通電経路の切り替えによるインピーダンスの低下以外にも、短絡制動時において、電流検出部１１２で検出されるモータ電流の振幅は大きくなる傾向にある。

これに対し、前述したように、短絡制動時に振幅制御部１６０のＳＷ１０をオンにしＳＷ３のオン抵抗を増加させると、ＳＷ３で消費されるエネルギーが大きくなるので、グランド経由および電源経由で電流検出部１１２に回り込むモータ電流が低減する。このように、電流検出部１１２へのモータ電流の回り込みが低減されることによっても、ＨＰＦ１２２で抽出され増幅部１２４で増幅された交流成分において、振幅が小さい期間Ｔｏｆｆにおいて振幅が増加することを防止できる。

尚、本発明では、検出パルスではなく、ＨＰＦ１２２から出力される交流成分のまま、交流成分の振幅の大きさの変化に基づいて、モータ１０の回転状態を検出してもよい。
また、本実施形態の回転検出装置１００は、検出パルスの回転数に基づいてモータ１０の回転角を検出したが、単位時間当たりの検出パルス数を算出し、モータ１０の回転速度を検出してもよい。

尚、本実施形態においては、相コイルＬ１に並列にコンデンサＣ１を接続し、電機子２０の回転に伴いブラシ１２、１４間でリアクタンスが周期的に変化する構成が、本発明の可変機構に相当し、直流電源１０２、交流電源１０６およびカップリングコンデンサ１０８が本発明の電源部に相当し、電流検出部１１２および信号処理部１２０を備える回転信号検出部１１０が本発明の通電検出手段に相当する。また、回転状態検出部１４０が本発明の回転状態検出手段に相当し、ＳＷ１、２、３、４が本発明のモータドライバに相当し、振幅制御部１６０が本発明の振幅制御手段に相当する。

［第２実施形態］
本発明の第２実施形態を図９に示す。第２実施形態の直流モータ装置４は、モータ１０と、モータ１０の回転状態を検出する回転検出装置１７０とから主に構成されている。直流モータ装置４では、モータ１０のブラシ１２と、ＳＷ１とＳＷ３との接続点とを抵抗１８２が接続している。そして、この抵抗１８２と並列にＭＯＳＦＥＴからなるＳＷ１２が接続されている。抵抗１８２およびＳＷ１２は振幅制御部１８０を構成している。

ドライバ制御部１５０は、正転時および逆回転時にはＳＷ１２をオンにし、短絡制動時にはＳＷ１２をオフにする。これにより、ＳＷ１２のオン時にはＳＷ１とＳＷ３との中点とモータ１０との間にＳＷ１２と抵抗１８２とが並列に接続した通電経路が形成されるが、ＳＷ１２のオフ時にはＳＷ１とＳＷ３との中点とモータ１０との間に抵抗１８２だけの通電経路が形成される。

その結果、短絡制動時において、ＳＷ１２のオフ時におけるＳＷ１とＳＷ３との中点とモータ１０との間の通電経路のインピーダンスは、ＳＷ１２のオン時における同じ通電経路のインピーダンスよりも大きくなる。これにより、正転時および逆回転時における通電経路のインピーダンスと、短絡制動時における通電経路のインピーダンスとの差を低減できる。

そして、短絡制動時において、ＳＷ１２をオンにするよりもＳＷ１２をオフにした方が、電流検出部１１２で検出されるモータ電流の振幅は小さくなる。これにより、ＨＰＦ１２２で抽出され増幅部１２４で増幅された交流成分において、振幅が大きい期間Ｔｏｎにおける振幅の大きさはオペアンプ１２６の最大レベルで一定になり変化しないものの、振幅が小さい期間Ｔｏｆｆにおいて振幅が増加することを防止できる。

したがって、第１実施形態と同様に、短絡制動時における交流成分の振幅の差が、正転時および逆回転時における振幅の差よりも小さくなることを低減できる。
これにより、モータ１０の回転を制御するために通電経路が切り替わっても、モータ１０の回転状態を高精度に検出できる。

また、ＳＷ１２をオフにする短絡制動時に主に抵抗１８２をモータ電流が流れることにより、ＳＷ１２がオンの場合よりも多くのエネルギーが抵抗１８２で消費されるので、グランド経由および電源経由で電流検出部１１２に回り込むモータ電流が低減する。これによっても、ＨＰＦ１２２で抽出され増幅部１２４で増幅された交流成分において、期間Ｔｏｆｆにおいて振幅が増加することを防止できる。

その結果、モータ１０の回転制御のために通電経路が切り替わっても、通電経路間の交流成分の振幅の大きさの変化を低減できるので、モータ１０の回転状態を高精度に検出できる。

尚、本実施形態では、振幅制御部１８０が本発明の振幅制御手段に相当する。
［第３実施形態］
本発明の第３実施形態を図１０に示す。第３実施形態による直流モータ装置６は、モータ１０と、モータ１０の回転状態を検出する回転検出装置１９０とから主に構成されている。第３実施形態の回転検出装置１９０は、モータ１０の回転を制御するモータドライバの構成が、第１実施形態の回転検出装置１００と異なっている。第３実施形態では、ＳＷ２００およびＳＷ２０２がモータドライバを構成している。

（回転検出装置１９０）
モータ１０に加わる電源電圧を制御してモータ１０を定常回転させるか停止させるかは、ＳＷ２００、２０２のオン、オフによりモータ１０の通電経路を切り切替えることにより行われる。ＳＷ２００、２０２のオン、オフは、ドライバ制御部１９２からの制御信号により切り替わる。定常回転時および制動時において、ＳＷ２００、２０２の一方がオンであれば、他方はオフになる。モータ１０の起動前、停止後には、ＳＷ２００、２０２はオフになる。

ＳＷ２００がオンでＳＷ２０２がオフの場合には、直流電源１０２から直流電圧がモータ１０に加わるので、モータ１０は定常回転する。ＳＷ２００がオフでＳＷ２０２がオンの場合には、ブラシ１２、１４間で回路が短絡される。この通電経路には、ＳＷ２０２と直列に抵抗２０４が設置されている。

ブラシ１２、１４間で回路が短絡されると、モータ１０は発電機として作動し、モータ１０が発生する発電エネルギーが抵抗２０４によって消費される。これにより、モータ１０が制動されてやがて停止する。

ＳＷ２００がオフでＳＷ２０２がオンになる短絡制動時の通電経路には、直流電源１０２が含まれないので、直流電源１０２のインピーダンス分、通電経路のインピーダンスが低下する。

そこで、第３実施形態では、前述したように、ＳＷ２００がオフでＳＷ２０２がオンになる短絡制動時の通電経路に抵抗２０４を設置している。これにより、定常回転時の通電経路のインピーダンスと、短絡制動時の通電経路のインピーダンスとの変化を極力低減している。

これにより、モータ１０の回転を制御するためにドライバ制御部１９２がＳＷ２００、２０２を切り替えて通電経路が変化しても、電流検出部１１２が検出する交流成分の可変機構以外での交流成分の振幅の変化を低減できる。

本実施形態では、ＳＷ２００およびＳＷ２０２が本発明のモータドライバに相当し、抵抗２０４が本発明の振幅制御手段に相当する。
［第４実施形態］
本発明の第４実施形態を図１１および図１２に示す。第４実施形態では、信号処理部２１０において、交流成分の振幅の大きさの変化を低減する構成を採用している。第１実施形態の信号処理部１２０と実質的に同一構成部分には同一符号を付し、説明を省略する。

増幅部２１２は、オペアンプ２１４と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４と、アナログスイッチ２１６とから構成されている。
抵抗Ｒ１１は、ＨＰＦ１２２側とオペアンプ２１４の反転入力端子とを接続している。抵抗Ｒ１２、Ｒ１３はオペアンプ２１４の出力端子と反転入力端子とを接続している。そして、アナログスイッチ２１６は抵抗Ｒ１３と並列に接続している。抵抗Ｒ１４は、オペアンプ２１４の非反転端子に入力する基準電圧を生成している。

アナログスイッチ２１６は、正転時および逆回転時にオンにされ、短絡制動時にオフにされる。これにより、正転時および逆回転時には、オペアンプ２１４の出力端子と反転入力端子とを抵抗Ｒ１２およびアナログスイッチ２１６が接続し、短絡制動時には、オペアンプ２１４の出力端子と反転入力端子とを抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ１３が接続する。したがって、正転時および逆回転時よりも短絡制動時の方が、オペアンプ２１４の増幅率が上昇する。

レベルシフト部２１８は、増幅部２１２にて増幅された交流成分の振幅レベルを所定値低下させ、振幅レベルが低下した信号を増幅する。レベルシフト部２１８は、オペアンプ２２０、２２２と、抵抗Ｒ１５〜Ｒ２０と、アナログスイッチ２２４、２２６とから構成されている。

増幅部２１２にて増幅された交流成分は、抵抗Ｒ１５を介してオペアンプ２２０の非反転入力端子に入力される。抵抗Ｒ１６は、オペアンプ２２０の非反転入力端子とグランド電位側とを接続している。抵抗Ｒ１７は、オペアンプ２２２の出力端子とオペアンプ２２０の反転入力端子とを接続し、抵抗Ｒ１８は、オペアンプ２２０の出力端子と反転入力端子とを接続している。Ｒ１５〜Ｒ１８の抵抗値は、例えば、Ｒ１５＝Ｒ１７、Ｒ１６＝Ｒ１８に設定されている。

オペアンプ２２２は、オペアンプ２２２の非反転端子に印加される電圧を保持する構成となっている。アナログスイッチ２２４または２２６のオン、オフが切り替わることにより、オペアンプ２２２の非反転端子には、抵抗Ｒ１９または抵抗Ｒ２０で設定された異なる基準電圧が印加される。

オペアンプ２２２は、抵抗Ｒ１９または抵抗Ｒ２０で設定された異なる基準電圧を出力し、この出力は、抵抗Ｒ１７を介してオペアンプ２２０の反転入力端子に入力される。
ここで、抵抗Ｒ１９で設定される基準電圧は、抵抗Ｒ２０で設定される基準電圧よりも高く、短絡制動時において、交流成分の振幅が小さい期間Ｔｏｆｆの振幅と同じか、僅かに大きくなるように設定されている。

前述したように、短絡制動時には、正転時および逆回転時に比べてモータ電流の交流成分の振幅が大きくなる。その結果、図１２の（Ａ）の左側のタイムチャートに示すように、増幅部２１２で増幅された交流成分において、交流成分の振幅が大きい期間Ｔｏｎにおける振幅の大きさはオペアンプ２１４の最大レベルで一定になり変化しないものの、期間Ｔｏfｆにおいて振幅が増加する。

そこで、本実施形態では、正転時および逆回転時の定常回転時にはアナログスイッチ２２４をオフにし、アナログスイッチ２２６をオンにする。これにより、定常回転時には抵抗Ｒ２０で設定される基準電圧が選択される。一方、短絡制動時には、アナログスイッチ２２４をオンにし、アナログスイッチ２２６をオフにする。これにより、短絡制動時には抵抗Ｒ１９で設定される基準電圧が選択される。

その結果、図１２の（Ａ）の右側に示すように、短絡制動時において設定される基準電圧は、抵抗Ｒ２０で設定される基準電圧よりも高くなる。したがって、短絡制動時には、正転時および逆回転時の定常回転時よりも、増幅部２１２にて増幅された交流成分の振幅レベルを大きく低下させて、振幅レベルが低下した信号を増幅する。

尚、抵抗Ｒ１９で設定される基準電圧が選択され、増幅部２１２にて増幅された交流成分の振幅レベルを低下させて、振幅レベルが低下した信号を増幅する場合にも、期間Ｔｏｎにおける振幅の大きさはオペアンプ２２０の最大レベルで一定になるようにオペアンプ２２０の増幅率が設定されている。

一方、抵抗Ｒ１９で設定される基準電圧は期間Ｔｏｆｆの振幅と同じか、僅かに大きくなるように設定されているので、交流成分の振幅レベルを低下させ、振幅レベルが低下した信号を増幅しても、増幅された期間Ｔｏｆｆにおける振幅を極力小さくすることができる。これにより、短絡制動時における交流成分の振幅と、定常回転時における交流成分の振幅との差を低減できる。

このように、短絡制動時において、定常回転時との交流成分の振幅の差を低減することにより、包絡線検波部１２８およびＬＰＦ１３０を通過後の検出信号について、比較部１３２において基準電圧に基づいてハイレベルとローレベルとを比較する際に、検出パルスの誤検出を防止できる。

レベルシフト部２１８で振幅レベルを調整された交流成分は、包絡線検波部１２８に入力され、包絡線検波部１２８、ＬＰＦ１３０、比較部１３２において、第１実施形態と同様の処理がなされる。

本実施形態においては、電流検出部１１２（図１１には図示せず）および信号処理部２１０が本発明の通電検出手段に相当し、レベルシフト部２１８が本発明の振幅制御手段に相当する。

［第５実施形態］
本発明の第５実施形態を図１３に示す。上記第１実施形態から第４実施形態では、複数の相コイルをデルタ結線した例について述べたが、第５実施形態のモータ２３０では、３つの相コイルＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３をスター結線している。

そして、コイルＬ１１、Ｌ１２にそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続されている。これにより、電機子２３２の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のリアクタンスが変化し、ＨＰＦ１２２から出力される交流成分の振幅の大きさが変化する。したがって、この交流成分の振幅の変化を検出することにより、モータ２３０の回転状態を検出できる。

本実施形態においては、コイルＬ１１、Ｌ１２にそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２が並列接続され、電機子２３２の回転に伴いブラシ１２、１４間でリアクタンスが周期的に変化する構成が、本発明の可変機構に相当する。

［第６実施形態］
本発明の第６実施形態を図１４および図１５に示す。図１４に示すように、モータ２４０は、ブラシ１２、１４、整流子３０、ハウジング２４２と、このハウジング内に収容された電機子２６０と、回転軸２７０とを備えている。電機子２６０は、ハウジング２４２の軸心に配置されている回転軸２７０に固定され、この回転軸２７０とともに回転する。

第６実施形態のモータ２４０は、コンデンサＣ１を相コイルＬ１に並列に接続していない点と、ハウジング２４２の内周面に凸部２４４を設けている点とが第１実施形態のモータ１０と異なっている。一方、それ以外の構成、つまり、ブラシ１２、１４、整流子３０、相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３の構成、ならびに第１実施形態の図１には図示していないが、ハウジング２４２、永久磁石２５０、２５２、ロータコア２６２、回転軸２７０の構成は、第１実施形態のモータ１０と実質的に同一である。

ハウジング２４２は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの永久磁石２５０、２５２が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの永久磁石が所定間隔を隔てて固定されている。電機子２６０のロータコア２６２と対向する面側の永久磁石２５０、２５２の極性は、一方がＮ極で他方がＳ極である。つまり、本実施形態のモータ２４０は界磁が２極の直流モータとして構成されている。

また、ハウジング２４２は軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの永久磁石２５０、２５２とともにモータ２４０の磁気回路を構成している。

電機子２６０は、ロータコア２６２と電機子コイル２６８とから主に構成されている。ロータコア２６２は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）２６４、２６５、２６６を有し、電機子コイル２６８が巻回されている。具体的には、第１ティース２６４に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース２６５に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース２６６に第３相コイルＬ３が巻回されている。これら３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３はデルタ結線されており、電機子コイル２６８を構成している。

また、回転軸２７０には、整流子３０が固定されており、この整流子３０には、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１２、１４が摺接している。

ハウジング２４２の内周面において、２つの永久磁石２５０、２５２の間に、凸部２４４が設けられている。ハウジング２４２の内周面には、２つの永久磁石２５０、２５２が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において永久磁石２５０、２５２の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。本実施形態では、図１９に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング２４２の内周面から径方向内側へ突出するように凸部２４４が設けられている。また、この凸部２４４は、２つの永久磁石２５０、２５２のいずれとも接触しないよう、周方向において各永久磁石２５０、２５２の双方からそれぞれ所定間隔を隔てて設けられている。

凸部２４４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、かつ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部２４４が設けられていることにより、ロータコア２６２とハウジング２４２により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア２６２の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、ロータコア２６２とハウジング２４２により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。

ここで、モータ２４０における、ロータコア２６２とハウジング２４２とのギャップ、および磁気抵抗について、具体的に説明する。
上述の通り、ロータコア２６２およびハウジング２４２はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ２４０の磁気抵抗は、ロータコア２６２（詳しくは各ティース２６４、２６５、２６６の外周面）とハウジング２４２の内周面または永久磁石２５０、２５２との間のエアギャップ、および各永久磁石２５０、２５２の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。

但し、各永久磁石２５０、２５２については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各永久磁石２５０、２５２は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ２４０の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各永久磁石２５０、２５２の存在は無視することができ、各永久磁石２５０、２５２はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部２４４がないならば、ロータコア２６２とハウジング２４２の内周面とのエアギャップはロータコア２６２が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。

しかし、本実施形態では、ハウジング２４２の内周面に、ハウジング２４２とほぼ同じ透磁率を有する軟磁性の凸部２４４が設けられている。そのため、電機子２６０の回転角によって、すなわちロータコア２６２の各ティース２６４、２６５、２６６の外周面がこの凸部２４４と対向しているか否かによって、モータ２４０の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、電機子２６０の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンス、つまりリアクタンスも変化するため、モータ回路に流れる電流のうち、交流成分については、その振幅が変化する。

図１４の（Ａ）に示すように、凸部２４４がロータコア２６２と対向している状態Ａでは、ロータコア２６２と凸部２４４との間のエアギャップが小さくなるため、モータ２４０の磁気抵抗は全体として小さくなる。一般的にインダクタンスは磁気抵抗の逆数に比例するため、磁気抵抗が変化すればそれに伴ってモータ回路のインダクタンスも変化する。そのため、状態Ａのように磁気抵抗が小さくなると、モータ回路のインダクタンスは大きくなる。

一方、図１４の（Ｂ）に示すように、ロータコア２６２が凸部２４４と対向していない状態Ｂでは、図１９の（Ａ）に比べてエアギャップが大きくなり、モータ２４０の磁気抵抗は全体として大きくなる。そのため、モータ回路のインダクタンスは小さくなる。

このように、モータ回路のインダクタンスは、電機子２６０の回転に伴って周期的に変化する。
本実施形態ではロータコア２６２が３つのティース２６４、２６５、２６６を有していることにより、回転に伴う周期的なインダクタンスの変化は、電機子２６０が１２０°回転する毎に生じる。そのため、上述した交流成分の振幅変化も、電機子２６０が１２０°回転する度に周期的に生じる。

図１５に、モータ電流波形と、比較部１３２から出力される検出パルスの一例を示す。本実施形態では、モータ２４０が１２０°回転する度に回転パルスが生成されることとなる。

そこで本実施形態では、電機子２６０の回転に伴ってインダクタンスが変化し、このインダクタンスの変化によって生じる交流成分の振幅の変化を検出する。そして、その検出した交流成分の振幅の変化に基づいて、モータ２４０の回転状態を検出できる。

本実施形態では、凸部２４４が本発明の可変機構に相当し、電機子２６０の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のインダクタンスが変化する。
尚、ハウジング２４２とは別部材の凸部２４４を可変機構として設置する代わりに、凸部２４４に該当する位置のハウジング自体を内周側に突出させて、電機子２６０の回転に伴い、ブラシ１２、１４間のインダクタンスを変化させてもよい。

［他の実施形態］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態では、正転時および逆回転時と短絡制動時との通電経路におけるインピーダンスの差を低減した。これに対し、正転時および逆回転時と短絡制動時との差ほどではないが、正転時と逆回転時との通電経路においてもインピーダンスの差が生じる。したがって、例えば、第１実施形態の直流モータ装置２において、短絡制動時に加え、逆回転時においても、ＳＷ１０に流れる電流値を調整してＳＷ３のゲート電圧を制御し、正転時と逆回転時と短絡制動時との通電経路におけるインピーダンスの差を低減してもよい。

また、ＦＥＴのゲート電圧を制御して通電経路間のインピーダンスの差を低減する第１実施形態の構成と、通電経路に抵抗を設置して通電経路間のインピーダンスの差を低減する第２実施形態の構成とを組み合わせて使用してもよい。

例えば、上記実施形態のデルタ結線では、直流モータとして、３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルにのみコンデンサＣ１を接続した例を示したが、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。この構成によれば、モータの回転に伴うリアクタンスの変化により交流成分の振幅が３段に変化するので、その振幅変化の順番を検出することにより、回転角および回転速度に加え、回転方向の検出が可能である。

例えば、振幅変化の順番が「大」、「中」、「小」の順番であれば正転し、「小」、「中」、「大」の順番であれば逆転していると検出できる。
なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。

また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。

４相以上のモータにおいて、いずれか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。
また、３相以上のモータにおいて、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターンによる交流成分の変化パターンに基づいて回転方向の検出が可能となる。

また、上記第１実施形態から第３実施形態では、３相のモータ１０において、コンデンサＣ１が一対の整流子片３１、３３を接続し、この一対の整流子片３１、３３の両方と同時にブラシ１２、１４が摺接する可変機構について説明した。これに対し、４相以上のモータにおいて、コンデンサが一対の整流子片を接続している場合、この一対の整流子片の両方と同時にブラシ１２、１４が摺接しないように可変機構を構成してもよい。

この可変機構の構成においても、電機子の回転に伴い一対のブラシ１２、１４間のリアクタンスが変化することにより、交流成分の振幅が変化する。したがって、交流成分の振幅変化に基づいて、直流モータの回転状態を検出できる。

また、上記実施形態で説明した、相コイルにコンデンサを並列に接続する構成、ならびにモータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成に限らず、モータの回転に伴ってブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが変化するのであれば、どのような構成で可変機構を実現してもよい。

例えば、相コイルにコンデンサを並列に接続する構成と、モータハウジングの内周面に磁性を有する凸部を設ける構成とを併用してもよいし、各相コイルにインダクタンスの異なるコイルを設置してもよい。

また、上記実施形態の構成を採用せず、インダクタンスの等しい相コイルで電機子コイルを構成している通常の直流モータであっても、ブラシに接触する整流子片の切り替わり時に２個の整流子片が同時に１個のブラシに接触するときに、モータ回路の構成が変化しリアクタンスが変化する。したがって、通常の直流モータであっても、直流電圧に交流電圧を重畳し、電機子の回転に伴って変化する交流成分の振幅の変化に基づいて、モータの回転状態を検出できる。

上記実施形態では、モータの可変機構のインピーダンスとして、電機子の回転に伴い一対のブラシ間におけるリアクタンスを変化させた。これに対し、可変機構のインピーダンスとして、例えば３つの相コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３のうち１つの相コイルに抵抗を並列に接続し、電機子の回転に伴い一対のブラシ間における抵抗値を変化させてもよい。

この構成においては、抵抗値の変化によりモータ電流の交流成分の振幅とともに、モータ電流の直流成分が変動する。この場合にも、交流成分抽出手段としてＨＰＦを通すことにより、モータ電流から直流成分を除去し交流成分を抽出できる。そして、電機子の回転に伴って変化する交流成分の振幅の変化に基づいて、モータ電流の直流成分の大きさに関わらず、例えば制動中であってもモータの回転状態を検出できる。

また、上記実施形態では、モータへ直流電圧および交流電圧を印加（すなわち直流電流および交流電流を供給）する電源部として、直流電源１０２と交流電源１０６とを別々に設け、各電源１０２、１０６からの電圧（電流）をカップリングコンデンサ１０８を介して重畳させてモータへ印加（供給）するようにしたが、このような電源部の構成はあくまでも一例であり、例えば、直流電流と交流電流とが重畳された交直混在の電流（脈流）を生成して供給する１つの電源部を用いてもよく、結果としてモータを回転させる場合に交流電流および直流電流をモータへ供給し、短絡制動する場合に直流電流の供給を遮断し、交流電流を供給できる限り、電源の具体的構成は特に限定されない。

２、４、６：直流モータ装置、１０、２３０、２４０：モータ、１２、１４：ブラシ、２０、２３２、２６０：電機子、３０：整流子、３１、３２、３３：整流子片、１００、１７０、１９０：回転検出装置、１０２：直流電源（電源部）、１０６：交流電源（電源部）、１０８：カップリングコンデンサ、（電源部）１１０：回転信号検出部、１１２：電流検出部（通電検出手段）、１２０、２１０：信号処理部（通電検出手段）、１２２：ＨＰＦ、１２４、２１２：増幅部、１２８：包絡線検波部、１３０：比較部、１４０：回転状態検出部（回転状態検出手段）、１５０：ドライバ制御部、１６０、１８０：振幅制御部（振幅制御手段）、２００、２０２：スイッチ（モータドライバ）、２０４：抵抗（振幅制御手段）、２１８：レベルシフト部（振幅制御手段）、２４４：凸部（可変機構）、２６８：電機子コイル、Ｃ１、Ｃ２：コンデンサ（可変機構）、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３：相コイル（電機子コイル）、ＳＷ１、２、３、４：スイッチ（モータドライバ）

Claims (6)

1. 直流モータの回転状態を検出する回転検出装置において、
   前記直流モータは、
   少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続されている複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスが周期的に変化する可変機構と、
   を備えており、
   前記回転検出装置は、
   直流電圧に交流電圧が重畳された電源電圧を前記一対のブラシ間に印加する電源部と、
   前記電源部が前記直流モータに供給する交流電流に関連した電気量を検出する通電検出手段と、
   前記通電検出手段が検出する前記電気量の交流成分の振幅が前記電機子の回転に伴い前記可変機構により周期的に変化することに基づいて、少なくとも前記直流モータの回転角と回転方向と回転速度とのうちいずれか一つを検出する回転状態検出手段と、
   前記直流モータの通電経路を切り替えて前記直流モータの回転を制御するモータドライバと、
   前記モータドライバが前記通電経路を切り替えることにより発生する、前記通電検出手段が検出する前記交流成分の振幅の差を低減する振幅制御手段と、
   を備えることを特徴とする。
2. 前記振幅制御手段は、前記モータドライバが前記通電経路を切り替えることにより発生する前記通電経路毎のインピーダンスの差を調整することにより前記交流成分の振幅の差を低減することを特徴とする請求項１に記載の回転検出装置。
3. 前記モータドライバは前記通電経路を切り替えるスイッチング素子を有し、
   前記振幅制御手段は、前記通電経路の切り替えに応じて、オンになる前記スイッチング素子のオン信号を制御することにより前記スイッチング信号のオン抵抗を調整する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の回転検出装置。
4. 前記スイッチング素子は電解効果トランジスタであり、
   前記振幅制御手段は、前記通電経路の切り替えに応じて、オンになる前記電界効果トランジスタのゲート電圧を制御する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の回転検出装置。
5. 前記振幅制御手段は、前記モータドライバにより切り替わる複数の前記通電経路のうち少なくとも一つに設置した抵抗を有することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の回転検出装置。
6. 少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルを有する電機子と、
   前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
   前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
   前記電機子の回転に伴い前記一対のブラシ間においてインピーダンスのリアクタンスが周期的に変化する可変機構と、
   を有する直流モータと、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の回転検出装置と、
   を備えることを特徴とする直流モータ装置。

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