JP2011142719A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 高効率であり、小型で、低価格のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】
直流電圧源１、コイル３、第１のスイッチ１０、第１のスイッチ１０のオンオフを制御するスイッチング電源制御回路９と、スイッチング電源制御回路９等の制御回路に動作のための電源を供給する内部電源回路１１を備えるスイッチング電源装置であって、内部電源回路１１を第２のスイッチ６により制御される降圧型スイッチング電源で構成し、且つ、上記降圧型スイッチング電源を構成する際に必要となるコイル３を、第１のスイッチ１０により制御される主たるスイッチング電源のコイル（当該スイッチング電源装置が絶縁型の場合、トランスの一次巻き線）と共用とした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置、特に、スイッチング電源における制御回路への電源供給手段を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来、商用電源を直接受電し、電子機器のために安定化した直流出力を供給するスイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路への電源供給手段として、商用電源を整流した高い電圧からトランスの１次巻き線、或いはコイルを通してスイッチング電源制御回路へ電圧を供給する方法がある。

特許文献１に開示されている、スイッチング電源制御回路への電源供給手段を含むスイッチング電源装置を図１５に示す。主入力端子２００に商用電源が投入されると、整流器２０１で整流され高い電圧Ｖｉｎとなる。その電圧はトランスの一次巻き線２０２を介して内部回路電流供給回路２０４に印加される。このとき、起動停止回路２０３により、内部回路電流供給回路２０４と補助電源回路２０６内のコンデンサ２０７とはスイッチを介して接続されており、コンデンサ２０７が充電され、補助電源電圧Ｖｃｃの値が上昇する。補助電源電圧Ｖｃｃの値が制御回路２０９の起動電圧に達すると、起動停止回路２０３は内部回路電流供給回路２０４とコンデンサ２０７との接続を切断するとともに、スイッチング素子２１１の電流スイッチング動作が開始される。

ここで、内部回路電流供給回路２０４は一般に定電流源で構成され、且つ、内部回路電流供給回路２０４の両端には商用電源を整流した電圧Ｖｉｎ（商用電源がＡＣ１００Ｖの場合、Ｖｉｎはピークで１４１Ｖに達する）から内部回路の電圧（一般には１０Ｖ程度）の電圧を差し引いた値の電圧が印加される。このため、当該電圧と内部回路電流供給回路２０４に流れる電流（一般には数ｍＡ）との積が内部回路電流供給回路２０４で消費される電力となり、数１００ｍＷ程度の電力損失が発生する。この電力損失を低減するために、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、補助電源回路２０６から動作電流が供給可能になると、内部回路電流供給回路２０４と直列に接続されているスイッチをオフにし、補助電源回路２０６から制御回路２０９の動作に必要な電力を供給することで、制御回路２０９の消費電力を抑えている。

特許第３４３４７８８号明細書

背景技術で既に説明したように、外部電源がＡＣ１００Ｖの商用電源の場合、起動時にスイッチング電源装置の制御回路には１３０Ｖ程度が印加され、数ｍＡ程度の電流が流れるために、制御回路内部で数１００ｍＷ程度の電力損失が生じるという問題がある。

上記問題の解決策として、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、スイッチング電源のトランスに補助巻き線２０８を設けると共に補助電源回路２０６を設け、補助電源回路２０６から、制御回路２０９の動作に必要な電力を供給することで消費電力を抑えている。

しかしながら、トランスに補助巻き線２０８を設けることで、トランスのサイズが大きくなる。更に、補助電源回路２０６が別に必要となることから回路のサイズが大きくなり、電源のコストが増加する。

一方、サイズとコストを重視する目的で内部回路の電流供給を内部回路電流供給回路２０４だけで行うと、例えば電源装置の出力電力が大きくスイッチング素子２１１の駆動に必要な電流が大きい場合、内部回路電流供給回路２０４に流れる電流が多く、消費電力が大きくなり、電力損失と発熱の問題が発生する。特に、内部回路電流供給回路２０４と内部回路とがワンチップ化されている場合、チップ全体の温度が上昇し、内部回路が正常に動作しなくなる虞がある。

本発明は、上記の状況に鑑み、電力損失が少なく高効率であり、回路が小型で、低価格のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電圧源と、コイルと、前記コイルに直列に接続して、前記直流電圧源から前記コイルを経由して流れる直流電流をスイッチングする第１のスイッチと、前記第１のスイッチのオンオフを制御するスイッチング電源制御回路と、前記スイッチング電源制御回路に動作のための電圧を供給する内部電源回路と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記内部電源回路は、逆流防止回路と、第２のスイッチと、電荷蓄積回路と、前記第２のスイッチのオンオフを制御する内部電源制御回路と、を備え、前記逆流防止回路と前記第２のスイッチとの直列回路の一端が、前記電荷蓄積回路の一端と接続され、前記直列回路の一端と前記電荷蓄積回路の一端とを接続する配線上において、前記内部電源制御回路および前記スイッチング電源制御回路の動作に必要な電圧が供給され、前記直流電流が流れる電流経路上の、前記コイルと前記第１のスイッチの中間点に、前記直列回路の他端が接続され、前記スイッチング電源制御回路への供給電圧が前記第２のスイッチがオンされる時間とオフされる時間とに基づいて制御され、前記コイルと直列に接続される負荷、又は、前記コイルと誘導結合する第２のコイルを介して接続される負荷に供給される電力が、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの少なくとも何れか一方がオンされる時間、及び、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの両方がオフされる時間に基づいて制御されることを第１の特徴とする。

上記第１の特徴のスイッチング電源装置に依れば、スイッチング電源制御回路および内部電源制御回路に動作電圧を供給するための内部電源回路を第２のスイッチで制御される降圧型スイッチング電源で構成し、更に、当該降圧型スイッチング電源を構成する際に必要となるコイルを、第１のスイッチで制御される主たるスイッチング電源装置のコイル（当該スイッチング電源装置が絶縁型の場合、トランスの一次巻き線）と共用とした。これにより、スイッチング電源制御回路および内部電源制御回路への電圧供給を主たるスイッチング電源装置のコイルを用いて行うことが可能となり、別途補助巻き線や補助電源回路を設ける必要がないため、部品点数が少なくてすむ。更に、第１および第２のスイッチのオンオフにより、動作に必要十分な電圧のみを制御回路に供給することができるので、電力損失が少なく、高効率であり、発熱を減らすことが可能になる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第１の特徴に加えて、前記負荷が前記コイルと直列に接続される場合において、前記コイルと前記負荷の直列回路に対して並列に接続し、当該直列回路に流れる前記直流電流を前記コイルに循環させるための第２の逆流防止回路を備えることを第２の特徴とする。

上記第２の特徴のスイッチング電源装置に依れば、コイルと負荷の直列回路に逆流防止回路を接続し、当該コイルを内部電源回路の電源供給用のコイルと共用にすることで、部品点数が少なく、電力損失が少なく、高効率であり、発熱が低減された非絶縁型のスイッチング電源装置を実現できる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第１又は第２の特徴に加えて、前記内部電源回路は、前記逆流防止回路と前記第２のスイッチとの直列回路の一端と前記電荷蓄積回路の一端とを接続する配線と接続し、前記内部電源制御回路および前記スイッチング電源制御回路への供給電圧を監視する内部電圧監視回路を更に備え、前記第１のスイッチがオフ、前記第２のスイッチがオンで、且つ前記供給電圧が所定の電圧に達したときに、前記内部電源制御回路が前記第１のスイッチをオンに切り替えるための信号を前記スイッチング電源制御回路に送信することを第３の特徴とする。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第３の特徴に加えて、前記第１のスイッチがオフ、前記第２のスイッチがオンで、且つ前記供給電圧が所定の電圧に達したときに、前記内部電源制御回路が前記第２のスイッチをオフに切り替える制御を行うことを第４の特徴とする。

上記第３又は第４の特徴のスイッチング電源装置に依れば、内部電源制御回路およびスイッチング電源制御回路への供給電圧を監視する内部電圧監視回路を設け、第１のスイッチがオフ、第２のスイッチがオン状態で、且つ当該供給電圧が所定の電圧以上になると少なくとも第１のスイッチをオンに切り替える制御を行うことで、上記コイルを介した内部電源制御回路およびスイッチング電源制御回路への動作電圧の供給を停止する。

これにより、内部電源制御回路およびスイッチング電源制御回路による不必要な電力消費を抑制することができる。更に、例えば入力電圧である直流電圧源の電圧が変動した場合でも内部電源制御回路およびスイッチング電源制御回路への供給電圧を所定の範囲内に保つことが可能となり、制御回路の動作を安定化することが可能となる。

尚、第２のスイッチとコイル、及び電荷蓄積回路とを接続する配線上には逆流防止回路が挿入されているため、第２のスイッチがオンのときに第１のスイッチをオンにしても、当該配線を介した内部電源制御回路およびスイッチング電源制御回路への供給電圧は維持され、制御回路側から第１のスイッチへ、或いは第１のスイッチから制御回路側へ電流が流れ込むことはなく、コイルに流れる電流は全て第１のスイッチ側へ流れる。このため、第２のスイッチがオンのときに第１のスイッチをオンにすることで、第２のスイッチをオフにするのと同様の効果が得られる。勿論、上記第４の特徴のスイッチング電源装置のように、第２のスイッチがオンのときに第１のスイッチをオンにするとともに、第２のスイッチをオフに切り替える制御を行ってもよい。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第３又は第４の特徴に加えて、前記直流電流が流れる電流経路上において、前記第１のスイッチに流れる電流量を検出するスイッチング電流検出回路が接続され、前記第１のスイッチがオンで、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチをオフに切り替えることを第５の特徴とする。

上記第５の特徴のスイッチング電源装置に依れば、第１のスイッチを介して流れるスイッチング電流の電流量を検出する回路を設けることで、コイルに過剰な電流が流れるのを防ぎ、負荷に流れる電流を制限することができる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第５の特徴に加えて、前記第１のスイッチがオフのときに前記第２のスイッチがオンされ、
その後、前記供給電圧が所定の電圧に達したときに前記第２のスイッチがオフされ、同時に前記第１のスイッチがオンされ、その後、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチがオフされることを第６の特徴とする。

上記第６の特徴のスイッチング電源装置に依れば、例えば入力電圧である直流電圧源の電圧が変動した場合であっても、スイッチング電流を所定の範囲内に保つことが可能になり、負荷に供給される電力を一定に保つことが可能になる。

また、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第５の特徴に加えて、前記第１のスイッチがオフのときに前記第２のスイッチがオンされ、その後、前記供給電圧が所定の電圧に達したときに前記第１のスイッチがオンされ、その後、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチがオフされ、前記第１のスイッチがオンされてからオフされるまでの期間内に、前記第２のスイッチがオンからオフに切り替えられることを第７の特徴とする。

上記第７の特徴のスイッチング電源装置に依れば、例えば入力電圧である直流電圧源の電圧が変動した場合であっても、スイッチング電流を所定の範囲内に保つことが可能になり、負荷に供給される電力を一定に保つことが可能になる。更に、第２のスイッチとしてターンオフ時間が長い素子を用いた場合であっても、第１のスイッチを先にオン状態にすることで第２のスイッチをオフするのと同様の効果を得ることができ、負荷に供給される電力を一定に保つことが可能になる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第１乃至第７の何れかの特徴に加えて、前記第２のスイッチはデプレッション型のＦＥＴであることを第８の特徴とする。

上記第８の特徴のスイッチング電源装置に依れば、第２のスイッチであるＦＥＴのゲートにバイアス電圧を印加せずともドレイン電流が流れることから、直流電圧源の高い電圧を分圧するバイアス回路を省くことが可能となる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第８の特徴に加えて、前記第１のスイッチはエンハンスメント型のＮチャンネルＦＥＴ又はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、前記第２のスイッチはデプレッション型のＮチャンネルＦＥＴであることを第９の特徴とする。

上記第８の特徴のスイッチング電源装置に依れば、内部電源制御回路、内部電圧監視回路、スイッチング電源制御回路、スイッチング電流検出回路等の制御回路について、低電位側を基準に回路を構成することが可能となり、前記回路ブロック間にレベルシフタを必要とすることなく信号伝達が可能となる。更に、低電位側を地面に接地することで各制御回路の電圧信号の振幅の基準が地面側になるため、外部からのノイズ耐性が向上する。

また、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第８の特徴に加えて、前記第１のスイッチはエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴ又はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、前記第２のスイッチはデプレッション型のＰチャンネルＦＥＴであることを第１０の特徴とする。

上記第１０の特徴のスイッチング電源装置に依れば、内部電源制御回路、内部電圧監視回路、スイッチング電源制御回路、スイッチング電流検出回路等の制御回路について、高電位側を基準に回路を構成することが可能となり、前記回路ブロック間にレベルシフタを必要とすることなく信号伝達が可能となる。更に、高電位側を地面に接地することで各制御回路の電圧信号の振幅の基準が地面側になるため、外部からのノイズ耐性が向上する。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記第１乃至第１０の何れかの特徴に加えて、少なくとも前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとが同一チップ上に形成されていることを第１１の特徴とする。

上記第１１の特徴のスイッチング電源装置に依れば、高耐圧プロセス（一般的には６００Ｖ耐圧）が必要な回路ブロック（第１のスイッチ、及び、第２のスイッチ等）と、低耐圧プロセス（一般的には２０Ｖ耐圧）で構成可能な回路ブロック（制御回路等）とが分離され、高耐圧プロセスが必要な回路ブロックがひとつにまとめられることから、回路の小型化、低価格化が可能となる。

従って、本発明に依れば、損失が少なく高効率であり、回路が小型で、低価格のスイッチング電源装置を実現することができる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 第２のスイッチをＮチャンネル型のＦＥＴで構成した場合の回路図。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置のスイッチのオンオフのタイミングと回路に流れる電流及び電圧の時間変化を示す図。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置のスイッチのオンオフのタイミングと回路に流れる電流及び電圧の時間変化を示す図。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 本発明の第５実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 第２のスイッチをＰチャンネル型のＦＥＴで構成した場合の回路図。 本発明の第６実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 絶縁型のスイッチング電源装置において、本発明のスイッチング電源装置のスイッチのオンオフのタイミングと回路に流れる電流及び電圧の時間変化を示す図。 絶縁型のスイッチング電源装置において、本発明のスイッチング電源装置のスイッチのオンオフのタイミングと回路に流れる電流及び電圧の時間変化を示す図。 本発明の第６実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 本発明の第６実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 本発明の第６実施形態に係るスイッチング電源装置の構成ブロック図。 本発明のスイッチング電源装置の回路構成図。 本発明のスイッチング電源装置の回路構成図。 従来技術に係るスイッチング電源装置の回路構成図。

〈第１実施形態〉
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１００（以降、適宜「本発明装置１００」と称す）の構成例を図１に示す。尚、以降の実施形態の説明に用いる図面では、同一の構成要素には同一の符号を付すこととし、また、名称及び機能も同一であるので、同様の説明を繰り返すことはしない。図１の回路ブロック図に示されるように、本発明装置１は、直流電圧源１、逆流防止回路２、コイル３、負荷４、スイッチング電源制御回路９、第１のスイッチ１０、及び、内部電源回路１１から構成されている。更に、内部電源回路１１は、逆流防止回路５、第２のスイッチ６、電荷蓄積回路７、及び、内部電源制御回路８から構成されている。

直流電圧源１は、本発明装置１００の入力電力を供給し、第２の電位（ここでは、接地電位）を基準として、例えば、商用の交流１００Ｖを整流したおよそ１４０Ｖの直流電圧を第１の電位として供給する。

コイル３は、第１のスイッチ１０或いは第２のスイッチ６の何れかがオンの場合、負荷４に電流を徐々に増加するように流す。第１のスイッチ１０および第２のスイッチ６の何れもオフの場合には、逆流防止回路２を介した循環電流がコイル３及び負荷４に流れ、負荷４に流れる電流は徐々に減衰していく。負荷４は、例えばＬＥＤ等である。

スイッチング電源制御回路９は、後述する内部電源供給線１２から電源電圧が供給され、内部電源制御回路８からの制御信号を受けて、後述の第１のスイッチ１０をスイッチング制御するための信号を生成する。

第１のスイッチ１０は、本発明装置１００の主たるスイッチ素子であり、スイッチング電源制御回路９からの信号を受けてスイッチングし、コイル３及び負荷４に流れる電流を制限する。第１のスイッチ１０は、例えば、ＦＥＴ、或いはバイポーラトランジスタを用いることが可能である。第１のスイッチ１０は電力を伝達するために、オン抵抗が数Ωから２０Ω程度で小さいものが好ましい。第１のスイッチ１０としてエンハンスメント型のＮチャンネルＦＥＴ或いはＮＰＮ型トランジスタを用いる場合、ＮチャンネルＦＥＴのソース端子、或いはＮＰＮトランジスタのエミッタ端子に第２の電位を印加し、第２の電位を基準として正の電圧を第１のスイッチ１０の制御端子に印加するとオン状態となり、第２の電位と同電位を印加するとオフ状態となる。つまり、スイッチング電源制御回路９は、第２の電位を基準として正の電圧と０Ｖの何れかを出力することで、第１のスイッチ１０のオンオフを制御することができる。

内部電源回路１１において、逆流防止回路５と第２のスイッチ６の直列回路が構成されており、当該直列回路の一端が電荷蓄積回路７の一端と接続している。尚、電荷蓄積回路７の他端は第２の電位と接続している。電荷蓄積回路７は、第２のスイッチ６がオンの際に電荷を貯えることで、当該貯えられた電荷により、上記直列回路の一端が電荷蓄積回路７の一端と接続する配線（内部電源供給線１２）上において、後述の内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９の動作に必要な電圧を供給する役割を有している。更に、電荷蓄積回路７は、内部電源供給線１２の電圧の変動を抑える役割も有している。

一方、逆流防止回路５と第２のスイッチ６の直列回路の他端は配線１５を介してコイル３と第１のスイッチ１０の中間点に接続され、この結果、内部電源回路１１が、コイル３と直列に、且つ、第１のスイッチ１０と並列に接続されている。

これにより、直流電圧源１、コイル３、スイッチング電源制御回路９、及び、第１のスイッチ１０からなる主たるスイッチング電源装置、並びに、直流電圧源１、コイル３、内部電源制御回路８、及び、第２のスイッチ１０からなる内部回路への動作電圧供給用のスイッチング電源装置の、コイル３を共有する２つの降圧型スイッチング電源装置が構成されている。

尚、逆流防止回路５は、第２のスイッチ６がオンで、電荷蓄積回路７に電荷が貯えられ、内部電源供給線１２の電位が高い状態で第１のスイッチ１０がオンした際に、電荷蓄積回路７に貯えられた電荷が第１のスイッチ１０側に放電しないための逆流防止回路として働く。

内部電源制御回路８は、内部電源供給線１２から電源電圧が供給され、第２のスイッチ６をスイッチング制御するための信号を生成し、第２のスイッチ６のオンオフを制御する。好ましい実施形態において、内部電源制御回路８は発振器を備え、発振のタイミングに併せて方形の電圧パルス信号を出力し、第２のスイッチ６のオンオフを制御する。内部電源制御回路８は、例えば、第２のスイッチ６がオン状態の間、出力信号を高レベルに維持する。発振周波数は１０ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚ程度が好ましい。併せて、内部電源制御回路８は、上記信号をスイッチング電源制御回路９にも送り、スイッチング電源制御回路９が第１のスイッチ１０をスイッチング制御できるようにする。

第２のスイッチ６は、内部電源制御回路８からの信号によりスイッチング制御され、内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９に動作に必要な電圧を供給する。第２のスイッチ６は、例えば、ＦＥＴ、或いはバイポーラトランジスタを用いることが可能である。内部電源制御回路８が起動しておらず出力信号が出ていない状態（初期状態）では第２のスイッチ６はオン状態であり、オフにするための制御信号を内部電源制御回路８から受信して初めてオフ状態となる。

第２のスイッチ６の回路構成例について、エンハンスメント型のＮチャンネル型のＦＥＴを用いた場合の回路図を図２（ａ）に、デプレッション型のＮチャンネル型のＦＥＴを用いた場合の回路図を図２（ｂ）に示す。エンハンスメント型のＦＥＴを第２のスイッチ６に用いた場合、直流電圧源１に電圧が発生した起動時には内部電源制御回路８には電圧が供給されていないため、制御スイッチ１９の制御端子に入力される内部電源制御回路８の出力信号は第２の電位を基準として０Ｖとなっている。このため、図２（ａ）に示されるように、内部電源制御回路８の起動時に、内部電源制御回路８の出力信号が０Ｖの状態で第２のスイッチ６をオン状態とするために、バイアス抵抗１７と１８を接続し、ＦＥＴのゲート端子にバイアス電圧を印加する必要がある。特に、バイアス抵抗１７は、印加される電圧が高いため高耐圧の抵抗を必要とする。また、この構成において内部電源制御回路８から第２のスイッチ６をオフにする信号（高レベル）が出力されない場合、内部電源供給線１２の電位は、直流電圧源１の電圧をバイアス抵抗１７と１８により分圧した電圧から第２のスイッチ６の閾値電圧を差し引いた値にまで上昇する虞がある。

これに対し、デプレッション型のＦＥＴを第２のスイッチ６に用いた場合、ＦＥＴのゲート電位をソース電位（即ち、内部電源供給線１２の電位）と等しくすることによって第２のスイッチ６がオン状態となる。図２（ｂ）に示されるように、直流電圧源１に電圧が発生した起動時において、制御スイッチ１９の制御端子に入力される内部電源制御回路８の出力信号は第２の電位を基準として０Ｖ（低レベル）の場合、制御スイッチ１９はオフ状態である。しかしながら、第２のスイッチ６のゲート電位も０Ｖであり、内部電源供給線１２と接続されるソース電位も起動時には第２の電位を基準として０Ｖであるから、高耐圧のバイアス抵抗を設けなくても第２のスイッチ６をオン状態にできる。一方、制御スイッチ１９をオフとし、内部電源供給線１２の電位を基準としてＦＥＴのピンチオフ電圧以下の電圧をゲート端子に印加することで第２のスイッチ６はオフ状態となる。

このため、起動時において、内部電源制御回路８から第２のスイッチ６を制御するための信号が出力されず、或いは信号を受信することができず、制御スイッチ１９がオフ状態のままの場合であっても、内部電源供給線１２の電位が第２のスイッチ６のピンチオフ電圧分上昇すると、第２のスイッチ６は自動的にオフ状態となる。従って、内部電源供給線１２の電位は第２の電位を基準としてＦＥＴのピンチオフ電圧の絶対値以上に上昇することはないため、安全上のメリットがある。一方、起動時において内部電源制御回路８から第２のスイッチ６をオンにするための高レベルの電圧信号が出力されると、制御スイッチ１９がオン状態となり、第２のスイッチ６のソース端子とゲート端子が短絡されオン状態となり、内部電源供給線１２の電位は第２のスイッチ６のピンチオフ電圧の絶対値以上に上昇する。この状態で内部電源制御回路８から第２のスイッチ６をオフにするための低レベルの電圧信号が出力されると、制御スイッチ１９がオフ状態となり、第２のスイッチ６のゲート端子には第２の電位を基準として０Ｖが印加され、第２のスイッチ６はオフとなる。

従って、第２のスイッチ６にデプレッション型のＮチャンネルＦＥＴを用いる場合、低レベルの第２の電位と高レベルの内部電源供給線１２の電位の２つの電圧信号を用いて、第２のスイッチ６のオンオフを制御することができる。更に、第１のスイッチ１０にエンハンスメント型のＮチャンネルＦＥＴ或いはＮＰＮトランジスタを用いる場合には、上記２つの電圧信号を用いて第１のスイッチ１０のオンオフも制御することができるので、第１及び第２のスイッチ間の信号伝達を、レベルシフタを介することなく行うことが可能になる。

次に、本発明装置１００のスイッチング動作について、詳細に説明する。

図３は本発明装置１００のスイッチング動作時において、第１のスイッチ１０と第２のスイッチ６のオンオフのタイミング、及び、コイル３と、第１のスイッチ１０と、第２のスイッチ６の各部に流れる電流変化の様子、及び、内部電源供給線１２の電圧変化の様子を示す図である。尚、図３において、特に各スイッチがオンされる期間が強調され示されており、第１又は第２のスイッチがオンされる期間と、オフされる期間の図面における比率（デューティ比）は、実際のデューティ比とは一致していない。これは以降の実施形態に示すスイッチング動作の説明に係る図面についても同様である。

今、直流電圧源１に直流電圧（第１の電位）が発生すると、その電圧は、コイル３、負荷４、及び、逆流防止回路５を経由して第２のスイッチ６に印加される。電荷蓄積回路７は初期状態では電荷が溜まっていないため、両端の電圧は０Ｖであり、内部電源供給線１２の電位は０Ｖである。第２のスイッチ６は初期状態でオン状態であるため、直流電圧源１からコイル３、負荷４、逆流防止回路５、第２のスイッチ６、内部電源電荷蓄積回路７、及び、一部は内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９を通る電流が流れ始める。この結果、内部電源電荷蓄積回路７に電荷が溜まり、内部電源供給線１２の電位が上昇し始める。

そして、内部電源供給線１２の電位が内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９の起動可能な電圧に達すると、内部電源制御回路８は発振を開始し、第２のスイッチ６をオン状態に切り替えるための信号を出力する。

このとき、直流電圧源１の直流電圧をＶｂ、コイル３のインダクタンスをＬ、直流電圧源１に直流電圧が発生してからの経過時間をｔ１とすると、コイルに流れる電流ＩＬは、下記の数１で表され、時間の経過と共にコイル３に流れる電流ＩＬが増加する。また、第２のスイッチ６がオン、第１のスイッチ１０がオフであるので、コイル３に流れる電流と第２のスイッチ６に流れる電流は等しい。従って時間の経過と共に電荷蓄積回路７、内部電源制御回路８、或いは、スイッチング電源制御回路９に流れる電流も増加し、内部電源供給線１２の電位が上昇する。

［数１］
ＩＬ＝ Ｖｂ・ｔ１／Ｌ

内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９が起動してから期間Ｔｐが経過し、内部電源制御回路８の発振が終了すると、内部電源制御回路８は第２のスイッチ６をオフに切り替えるための信号を出力する。これにより第２のスイッチ６がスイッチングされオフになると、直流電圧源１から内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９への電流供給が絶たれ、電荷蓄積回路７から内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９へ電流が供給されるようになり、その後は時間の経過と共に内部電源供給線１２の電位は低下していく。しかし、内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９の動作に最低限必要な電圧は維持されている。

内部電源制御回路８、及び、スイッチング電源制御回路９に消費される電流は合わせて１０ｍＡ程度であり、また、コイル３のインダクタンスは１０ｍＨ程度の場合、直流電圧源１の電圧Ｖｂは商用電源の交流１００Ｖを平滑した値の１４０Ｖ程度であるので、内部電源制御回路８の発振器が発振しており、第２のスイッチがオン状態である時間Ｔｐは、数１より、０．７μｓｅｃ程度となる。

内部電源制御回路８は予め設定されたオンオフ周期の経過後（発振周波数が数１０ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚなので、６．６μｓｅｃ〜数１０μｓｅｃ後）に第２のスイッチ６をオン状態に切り替える信号を出力し、再び電源起動時と同じ動作が繰り返され、内部電源供給線１２の電位が一定の範囲内に保たれる。

更に、期間Ｔｐが経過後、スイッチング電源制御回路９の動作に十分な電圧が供給されると、スイッチング電源制御回路９は、内部電源制御回路８からの信号を受け、内部電源制御回路８が第２のスイッチ６をオフに切り替える信号タイミングに併せて第１のスイッチ１０をオンに切り替えるための信号を第１のスイッチに出力する。

これにより、直流電圧源１からコイル、負荷４を経由して電流が第１のスイッチ１０に流れる。ここで、第１のスイッチ１０がオンになってからの経過時間をｔ２とすると、定常動作時、期間Ｔｐ経過後において、コイル３に流れる電流ＩＬは、下記の数２で表され、時間の経過と共にコイル３に流れる電流ＩＬ、即ち負荷４に流れる電流が増加する。

［数２］
ＩＬ＝ Ｖｂ・（Ｔｐ＋ｔ２）／Ｌ

スイッチング電源制御回路９は、第１のスイッチ１０がオンになってから予め設定された期間Ｔｓが経過後に第１のスイッチ１０をオフにする。すると、コイル３に流れる電流ＩＬは、コイル３から負荷４、逆流防止回路２を経由して再びコイル３に戻る循環電流となって、徐々に減衰していく。尚、Ｔｓは第１のスイッチのオンオフの繰り返し周期の１／３程度であり、例えば、スイッチング周波数が１００ｋＨｚの場合、３μｓ〜４μｓである。

そして、内部電源制御回路８が再び第２のスイッチ６をオンに切り替える信号を出力し、その後第２のスイッチ６をオフに切り替える信号を出力すると、スイッチング電源制御回路９は、内部電源制御回路８が第２のスイッチ６をオフに切り替える信号タイミングに併せて第１のスイッチ１０をオンに切り替える信号を第１のスイッチに出力する。このようにして第１のスイッチ１０のオンオフが繰り返される。内部電源制御回路８の発振周波数が数１０ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚであるので、この周波数で第１のスイッチ１０がスイッチングされる。

本発明装置１００では、スイッチング電源制御回路９および内部電源制御回路８への電圧供給をコイル３を用いて行い、別途補助巻き線や電源回路を設ける必要がないため、部品点数が少なくてすみ、第１および第２のスイッチのオンオフにより、動作に必要十分な電圧のみを制御回路に供給することができるので、電力損失が少なく、高効率であり、発熱が低減されている。

〈第２実施形態〉
上述の第１実施形態では、本発明装置１００のスイッチング動作について、内部電源制御回路８が第２のスイッチ６をオフに切り替える信号タイミングに合わせて第１のスイッチ１０をオンに切り替えることで、第１のスイッチ１０のオンと同時に第２のスイッチ６をオフにする構成を説明したが、第１のスイッチ１０のオンに切り替え後、第１のスイッチ１０がオン状態で第２のスイッチをオフに切り替える構成も可能である。図４は本発明装置１００の他のスイッチング動作を示す図であり、本発明装置１００のスイッチング動作時において、第１のスイッチ１０と第２のスイッチ６のオンオフのタイミング、及び、コイル３と、第１のスイッチ１０と、第２のスイッチ６の各部に流れる電流変化の様子、及び、内部電源供給線１２の電圧変化の様子を示す図である。

今、直流電圧源１に直流電圧（第１の電位）が発生すると、その電圧は、コイル３、負荷４、及び、逆流防止回路５を経由して第２のスイッチ６に印加される。内部電源供給線１２の電位は０Ｖであり、第２のスイッチ６は初期状態でオン状態であるため、直流電圧源１からコイル３、負荷４、逆流防止回路５、第２のスイッチ６、内部電源電荷蓄積回路７、及び、一部は内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９を通る電流が流れ、時間の経過とともに内部電源電荷蓄積回路７、内部電源制御回路８、或いは、スイッチング電源制御回路９に流れる電流も増加し、内部電源供給線１２の電位が上昇していく。ここまでは第１実施形態と同様である。

内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９が起動してから期間Ｔｐが経過し、内部電源制御回路８の発振が終了すると、内部電源制御回路８は、第１のスイッチ１０をオンに切り替えるための信号をスイッチング電源制御回路９に出力する。これにより、第２のスイッチ６がオン状態のまま、第１のスイッチ１０がオンされる。

このとき、第１のスイッチ１０のオン抵抗は数Ω〜２０Ωと非常に小さいため、図１において逆流防止回路５と第２のスイッチ６の直列回路が第１のスイッチ１０と並列に接続される接続点の電位（図１の配線１５の電位）は、略第２の電位（０Ｖ）となっている。一方、内部電源供給線１２の電位は、電荷蓄積回路７の電荷が残っているために数Ｖ程度となっており、内部電源供給線１２の電位の方が当該接続点の電位よりも高い。このため、第２のスイッチ６がオン状態であっても、コイル３に流れる電流が内部電源供給線１２に流れ込むことはない。また、逆流防止回路５には逆バイアスが印加されるため、内部電源供給線１２から、コイル３或いは第１のスイッチ１０へ電流が流れ込むこともない。

従って、第２のスイッチをオフしたのと同様の効果が得られ、コイル３に流れる電流の全てが第１のスイッチ１０へ流れる。この結果、直流電圧源１から内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９への電流供給が絶たれ、電荷蓄積回路７から電流が供給されるようになり、時間の経過と共に内部電源供給線１２の電圧は低下し、上記第１実施形態と同様の動作が繰り返される。

その後、スイッチング電源制御回路９は、予め設定された期間Ｔｓが経過後に第１のスイッチ１０をオフに切り替える。第２のスイッチ６は第１のスイッチ１０がオフされる前の、設定された期間内にオフされる。そして、内部電源制御回路８が再び第２のスイッチ６をオンに切り替える信号を出力し、その後、スイッチング電源制御回路９が第１のスイッチ１０をオンに切り替える信号を第１のスイッチに出力する。このようにして第１のスイッチ１０のオンオフが繰り返される。

上記のスイッチング動作は、第２のスイッチ６がオン状態からオフ状態に切り替わる時間（ターンオフ時間）が長い場合に特に有用であり、第２のスイッチ６としてターンオフ時間が長いデバイスを用いる場合であっても、内部電源供給線１２の電位を各制御回路の動作に必要十分な電圧に制限することができる。

〈第３実施形態〉
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１０１（以降、適宜「本発明装置１０１」と称す）の構成例を図５の回路ブロック図に示す。本発明装置１０１は、上記第１又は第２実施形態に係る本発明装置１００に、更に、内部電源供給線１２の電圧を監視する内部電圧監視回路１４を備えている。

内部電圧監視回路１４は、内部電源供給線１２から電源電圧が供給され、当該内部電源供給線１２からの供給電圧が予め設定された電圧を上回ると過電圧信号を内部電源制御回路８に出力する。内部電源制御回路８は、第２のスイッチ６をオン状態に維持する信号を出力中に過電圧信号を受け取ると、第１のスイッチをオンに切り替えるための信号を生成してスイッチング電源制御回路９へ出力する。更に、内部電源制御回路８は、第２のスイッチがオンであるときに過電圧信号を受け取ると、第２のスイッチをオフに切り替える制御を行う。

これにより、少なくとも第１のスイッチがオン状態となり、既に説明したように直流電圧源１から内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９、及び内部電圧監視回路１４への電流供給が絶たれ、その後の内部電源供給線１２の電圧は低下していく。このため、内部電源供給線１２の電圧は内部電圧監視回路１４内で予め設定された電圧以上に上昇することはない。

尚、上記第１のスイッチのオン及び第２のスイッチのオフを、内部電源制御回路８の発振器の出力信号を利用せず、内部電圧監視回路１４からの過電圧信号のみに基づいて制御してもよい。

上記本発明装置１０１では、内部電圧監視回路１４、内部電源制御回路８、及び、スイッチング電源制御回路９の各制御回路による不要な電力消費を抑制することができるとともに、更に、例えば直流電圧源１の電圧が変動した場合でも各制御回路への供給電圧を所定の範囲内に保つことが可能となり、制御回路の動作を安定化することが可能となる。

〈第４実施形態〉
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１０２（以降、適宜「本発明装置１０２」と称す）の構成例を図６の回路ブロック図に示す。本発明装置１０２は、上記第３実施形態に係る本発明装置１０１に、更に、第１のスイッチ１０に流れる電流量を検出するスイッチング電流検出回路１６を備えている。

スイッチング電流検出回路１６は、例えば、第１のスイッチ１０に流れる電流を電圧に変換し、当該電圧が予め内部で設定された電圧を上回ると過電圧信号を出力する回路で、例えば、１Ω程度の小さな抵抗と基準電圧源と電圧比較器（コンパレータ）で構成される。

図３又は図４のスイッチング動作図に示されるように、コイル３に流れる電流は第２のスイッチ６のオン後、直線的に増加する。その後、第１のスイッチがオンになると、コイル３に流れる電流は更に増加するとともに、当該電流はスイッチング電流検出回路１６にも流れる。スイッチング電流検出回路１６に流れる電流は電圧信号に変換され、変換後の電圧がスイッチング電流検出回路１６内部で予め設定された基準電圧を上回ると、スイッチング電流検出回路１６は第１のスイッチ１０をオフにするための信号をスイッチング電源制御回路９に送信し、スイッチング電源制御回路９により第１のスイッチ１０はオフにされる。これにより、コイル３に流れる電流は減衰する。

以上の動作により、コイル３、及び負荷４に流れる電流が電流検出回路１６で制限され、電流が流れ過ぎることを防ぐことができ、負荷に流れる電流の精度を上げることができる。

〈第５実施形態〉
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１０３（以降、適宜「本発明装置１０３」と称す）の構成例を図７の回路ブロック図に示す。本発明装置１０３は、上述の実施形態に係る本発明装置１００〜１０２と異なり、第１のスイッチ１０がエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴ或いはＰＮＰ型トランジスタで、第２のスイッチ６がデプレッション型のＰチャンネルＦＥＴで構成されている。

本発明装置１０３は、基本的な構成は本発明装置１００〜１０２と同様であるが、基準となる電位が本発明装置１００〜１０２では第２の電位（低電位側）であったのに対して、本発明装置１０３では第１の電位（高電位側）となっている。

本発明装置１００〜１０２では、低電位側の第２の電位を接地することで、内部電源制御回路８或いはスイッチング電源制御回路９等の各制御回路が地面の電位を基準として動作するため、外部からのノイズ耐性を向上させることができる。しかしながら、接続する直流電圧源１によっては第１の電位が接地されている場合があり、その場合、第２の電位を接地することはできない。

その場合であっても、高電位側の第１の電位を接地する本構成を採用することで、内部電源制御回路８或いはスイッチング電源制御回路９等の各制御回路が地面の電位を基準として動作するため、外部からのノイズ耐性を向上させることができる。

本実施形態における第２のスイッチ６の回路構成例を図８に示す。図２（ｂ）と同様、起動時において第２のスイッチ６はオン状態、制御スイッチ１９はオフ状態であり、制御スイッチ１９がオフ状態で、内部電源供給線１２の電位が第２のスイッチ６のピンチオフ電圧分低下すると、第２のスイッチ６は自動的にオフ状態となる。従って、内部電源供給線１２の電位は第１の電位を基準としてＦＥＴのピンチオフ電圧以下に低下することはないため、安全上のメリットがある。一方、内部電源制御回路８から第２のスイッチ６をオンにするための低レベルの電圧信号が出力されると、制御スイッチ１９がオン状態となり、第２のスイッチ６のソース端子とゲート端子が短絡されオン状態となり、内部電源供給線１２の電位は第２のスイッチ６のピンチオフ電圧以下に低下する。この状態で内部電源制御回路８から第２のスイッチ６をオフにするための高レベルの電圧信号が出力されると、制御スイッチ１９がオフ状態となり、第２のスイッチ６のゲート端子には第１の電位が印加され、第２のスイッチ６はオフとなる。

従って、第２のスイッチ６にデプレッション型のＰチャンネルＦＥＴを用いる場合、低レベルの内部電源供給線１２の電位と高レベルの第１の電位の２つの電圧信号を用いて、第２のスイッチ６のオンオフを制御することができる。更に、第１のスイッチ１０にエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴ或いはＰＮＰトランジスタを用いる場合には、上記２つの電圧信号を用いて第１のスイッチ１０のオンオフも制御することができるので、第１及び第２のスイッチ間の信号伝達をレベルシフタを介することなく行うことが可能になる。尚、第１のスイッチ１０にエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴを用いる場合、内部電源制御回路８から高レベルの第１の電位を出力することで第２のスイッチ６がオフし、内部電源制御回路８から低レベルの内部電源供給線１２の電位を出力することで第２のスイッチ６がオンする。

〈第６実施形態〉
上述の第１〜第５実施形態では、コイル３に負荷４が直列に接続されている被絶縁型のスイッチング電源装置の構成について詳細に説明したが、本発明は当該構成に限られるものではない。トランスを介して電力を伝達する絶縁型の構成についても、本発明を適用することができる。

図９の回路ブロック図に示される本発明に係るスイッチング電源装置１０４（以降、「本発明装置１０４」と称す）は、直流電圧源１、コイル３、コイル３と誘導結合する第２のコイル２１、負荷４、スイッチング電源制御回路９、第１のスイッチ１０、及び、内部電源回路１１を備える。更に、内部電源回路１１は、逆流防止回路５、第２のスイッチ６、電荷蓄積回路７、及び、内部電源制御回路８から構成されている。

コイル３と第２のコイル２１によりトランス２０が構成されている。トランス２０は、第１のスイッチ１０によりスイッチングされ、コイル（一次巻き線）３に印加される直流電圧を変換し、第２のコイル（二次巻き線）２１により出力する。整流平滑回路２２は、トランス２０により出力された電圧を整流し、平滑する。整流平滑回路２２より整流され、平滑された電流及び電圧が負荷４に供給される。

逆流防止回路５、第２のスイッチ６、電荷蓄積回路７、内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９、及び、第１のスイッチ１０の構成とその動作については、上述の第１実施形態に係る本発明装置１００と同様であるので説明を割愛する。

絶縁型の本発明のスイッチング電源装置のスイッチング動作時において、第１のスイッチ１０と第２のスイッチ６のオンオフのタイミング、及び、コイル（一次巻き線）３と、第１のスイッチ１０と、第２のスイッチ６の各部に流れる電流変化の様子、及び、内部電源供給線１２の電圧変化の様子を図１０及び図１１に示す。図１０は第１のスイッチ１０のオンと同時に第２のスイッチ６をオフにする場合、図１１は第１のスイッチ１０のオンに切り替えた後、第１のスイッチ１０がオン状態で第２のスイッチをオフに切り替える場合のスイッチング動作を示す図である。トランス２０の一次巻き線３に流れる電流は、第２のスイッチ６をオン後、第１のスイッチ１０がオンからオフに切り替えられるまで増加するが、第１のスイッチ１０がオフに切り替わることで遮断される点を除くと、図１０及び図１１に示されるスイッチング動作は、夫々、上述の第１実施形態に係る図３、及び、上述の第２実施形態に係る図４に示されるスイッチング動作と同様となる。

図１２の回路ブロック図に示される、本発明に係るスイッチング電源装置（本発明装置１０５）は、本発明装置１０４の構成に加えて、更に、内部電圧供給線１２の電圧を監視する内部電圧監視回路１４を備える。内部電圧監視回路１４の構成とその動作については、上記第３実施形態に係る本発明装置１０１と同様であるので説明を割愛する。

図１３の回路ブロック図に示される、本発明に係るスイッチング電源装置（本発明装置１０６）は、本発明装置１０５の構成に加えて、更に、第１のスイッチ１０に流れる電流量を検出するスイッチング電流検出回路１６を備える。スイッチング電流検出回路１６とその動作については、上記第４実施形態に係る本発明装置１０２と同様であるので説明を割愛する。

この構成において、トランス２０の一次巻き線であるコイル３に流れる電流は、予め設定された制限電流値を越えないように、スイッチング電流検出回路１６により第１のスイッチ１０のオンオフが繰り返される。トランス２０の一次巻き線側からみたインダクタンスをＬ、当該制限電流値をＩｐｋ、スイッチング周波数をｆとすると、トランス２０に入力される電力Ｐは下記の数３で表される。

［数３］
Ｐ＝Ｌ（Ｉｐｋ）^２ｆ／２

従って、Ｉｐｋの値がスイッチング電流検出回路１６の働きで一定になることから入力電力Ｐが一定となり、負荷４に流れ込む電力を一定に維持できる。

また、図１４の回路ブロック図に示される、本発明に係るスイッチング電源装置（本発明装置１０７）は、本発明装置１０６の構成において、上記第５実施形態に係る本発明装置１０３と同様、第１のスイッチ１０をエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴ或いはＰＮＰ型トランジスタで、第２のスイッチ６をデプレッション型のＰチャンネルＦＥＴで構成した例である。

〈具体的な回路構成についての説明〉
次に、本発明のスイッチング電源装置１００〜１０７の具体的な回路構成例について説明する。一例として、本発明装置１０２の具体的な回路構成の例を図１５に示す。

直流電圧源１は、平滑用コンデンサ６３と、ダイオードブリッジ６４からなり、Ｖａｃ端子より入力される交流電圧を全波整流し、第２の電位を基準として第１の電位を供給する。平滑用コンデンサ６３はダイオードブリッジ６４の脈流出力を平滑する。

制御スイッチ１９は、ソース電位よりも高い電位がゲート端子に印加されるとオンするスイッチであり、ここでは、エンハンスメント型のＮチャンネルＦＥＴである。

内部電源制御回路８は、発振回路５５と、ＲＳフリップフロップ５６からなり、発振回路５５は、第２のスイッチ６をスイッチング制御するための信号を生成するとともに第１のスイッチ１０のスイッチングのための制御信号も生成する。発振周波数はおよそ数１０ｋＨｚから１５０ｋＨｚである。ＲＳフリップフロップ５６は、Ｓ（セット）端子の電圧の立ち上がりで“Ｈｉｇｈ”を出力し、Ｒ（リセット）端子の電圧の立ち上がりでＳ端子の状態に関わらず“Ｌｏｗ”を出力するリセット・セット・フリップフロップである。

スイッチング電源制御回路９は、インバータ５７と、ＲＳフリップフロップ５８と、増幅器５９からなり、インバータ５７は、入力レベルを反転した値を出力する。ＲＳフリップフロップ５８は、Ｓ（セット）端子の電圧の立ち上がりで“Ｈｉｇｈ”を出力し、Ｒ（リセット）端子の電圧の立ち上がりでＳ端子の状態に関わらず“Ｌｏｗ”を出力する。増幅器５９は、ＲＳフリップフロップ５８の出力を、第１のスイッチ１０を駆動するのに必要な電力に増幅する。

内部電圧監視回路１４は、分圧抵抗５１と５２、電圧比較器５３、及び、基準電圧源５４からなる。分圧抵抗５１と５２は、内部電源供給線１２の電圧を分圧し、電圧比較器５３は、当該分圧された電圧が基準電圧源５４の電圧を上回ると“Ｈｉｇｈ”レベルを出力する。尚、電圧比較器５３が“Ｈｉｇｈ”レベルを出す時の内部電源供給線１２の電圧は、第２のスイッチ６のピンチオフ電圧以上となる様に分圧抵抗５１と５２、基準電圧源５４の電圧が設定されている。

スイッチング電流検出回路１６は、電流検出抵抗６０と、電圧比較器６１と、基準電圧源６２からなる。電流検出抵抗６０は、第１のスイッチ１０に流れるスイッチング電流を電位差に変換し、電圧比較器６１は、電流検出抵抗６０の一端の電圧と基準電圧源６２の電圧とを比較し、当該電流検出抵抗６０の一端の電圧が基準電圧源６２の電圧を上回ると“Ｈｉｇｈ”レベルを出力する。

〈各回路の動作についての説明〉
以下に、本発明のスイッチング電源装置における各回路の具体的な動作について、図１５を参照して詳細に説明する。

Ｖａｃ端子に交流電圧が印加されるとダイオードブリッジ６４によって全波整流され、平滑用コンデンサ６３によって平滑され、平坦な直流電圧が第１の電位として現れる。当該直流電圧は、一般的な商用電源の場合、１４０Ｖ程度である。

Ｖａｃ端子に交流電圧が印加された直後は、第１の電位は、コイル３、負荷４、逆流防止回路５を介して第２のスイッチ６に印加される。内部電源電荷蓄積回路７には電荷が溜まっておらず電圧は０Ｖであり、内部電源供給線１２の電位は０Ｖで、また、ＲＳフリップフロップ５６も電圧が印加されていないために出力は“Ｌｏｗ”（０Ｖ）となっている。

このため、制御スイッチ１９はオフ状態であり、第２のスイッチ６のゲート端子はバイアス抵抗１８により０Ｖとなっている。ここで、第２のスイッチ６はデプレッション型のＦＥＴであり、ソース端子の電位とゲート端子の電位が共に０Ｖであるのでオン状態となり、コイル３、負荷４、逆流防止回路５、及び、第２のスイッチ６を通って電荷蓄積回路７が充電されるとともに内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９、内部電圧監視回路１４にも電流が流れ始める。これにより、制御スイッチ１９がオフで、第２のスイッチのゲート電位が０Ｖのまま、内部電源供給線１２の電位が上昇するが、第２のスイッチ６のピンチオフ電圧の絶対値以上に上昇することはない。

内部電源供給線１２の電位が内部電源制御回路８及びスイッチング電源制御回路９が起動可能な電圧に達すると、発振回路５５が発振を開始し、ＲＳフリップフロップ５６はＳ端子の立ち上がり信号を受け“Ｈｉｇｈ”を制御スイッチ１９に出力する。これにより制御スイッチ１９はオンとなるが、第２のスイッチ６のゲート電位とソース電位が等しくなり、第２のスイッチ６はオンを持続する。内部電源供給線１２の電位は更に上昇する。

更に、内部電源供給線１２の電位が第２のスイッチ６のピンチオフ電圧の絶対値以上に上昇し、分圧抵抗５１と分圧抵抗５２で分圧された電圧が基準電圧源５４の電圧を上回ると、電圧比較器５３は“Ｈｉｇｈ”を出力し、その出力はＲＳフリップフロップ５６のＲ端子に入力される。するとＲＳフリップフロップ５６はリセットされ“Ｌｏｗ”を出力し、その出力は制御スイッチ１９に入力される。これにより制御スイッチ１９はオフとなり、第２のスイッチ６のゲート電位はバイアス抵抗１８により０Ｖとなる。第２のスイッチ６のゲート電位がソース電位を基準としてピンチオフ電圧以下となるので第２のスイッチ６はオフされ、内部電源供給線１２の電位は下降し始める。これにより、内部電源供給線１２の電位は内部電圧監視回路１４で予め設定された電圧以上に上昇しないようになっている。

一方、ＲＳフリップフロップ５６が“Ｌｏｗ”を出力すると、その信号はインバータ５７で反転され、“Ｈｉｇｈ”の信号がＲＳフリップフロップ５８のＳ端子に入力される。

ＲＳフリップフロップ５８は、当該“Ｈｉｇｈ”信号の立ち上がりによって“Ｈｉｇｈ”を出力し、増幅器５９はその信号を増幅し、第１のスイッチ１０をオンにするための信号を第１のスイッチ１０へ出力する。これにより第１のスイッチ１０はオンし、ダイオードブリッジ６４からの直流電流はコイル３、負荷４、第１のスイッチ１０、スイッチング電流検出回路１６内部の電流検出抵抗６０を通って再びダイオードブリッジ６４に戻っていく。

上記直流電流はコイル３を通って流れるために時間と共に電流値が増大し、電流検出抵抗６０の電圧が上昇する。電流検出抵抗６０の電圧が基準電圧源６２の電圧を上回ると電圧比較器６２の出力は“Ｈｉｇｈ”となり、ＲＳフリップフロップ５８のＲ端子に“Ｈｉｇｈ”が入力される。するとＲＳフリップフロップ５８の出力は“Ｌｏｗ”になり、増幅器５９を通して第１のスイッチ１０に“Ｌｏｗ”が入力されるため第１のスイッチ１０はオフする。コイル３の誘導起電力のために、コイル３から負荷４、逆流防止回路２を通ってコイル３に戻る循環電流が流れ、やがて減衰していく。

これにより、負荷に流れる電流はスイッチング電流検出回路１６で予め設定されている電流値以上の電流は流れないようになっている。

尚、第２のスイッチ６のターンオフ時間が長い場合、第２のスイッチ６がオフになるより前に第１のスイッチ１０がオンになり、コイル３と第１のスイッチ１０の中間点１５の電位が内部電源供給線１２の電位よりも下がるが、逆流防止回路５が接続されているために電荷蓄積回路７の電荷を放電してしまうことはなく、内部電源供給線１２の電圧は内部電源制御回路８、スイッチング電源制御回路９、内部電圧監視回路１４、及び、スイッチング電流検出回路１６の電流消費によって徐々に下がっていく。

発振回路５５は発振しており、その発振周波数で再びＲＳフリップフロップ５６はセットされて“Ｈｉｇｈ”を出力し、再び第２のスイッチ６がオンし、上記動作が繰り返される。

尚、以上の例はコイル３を用いた降圧型で非絶縁型のスイッチング電源装置に関する説明であったが、コイル３と逆流防止回路２の変わりにトランス２０と整流平滑回路２２を用いた絶縁型のスイッチング電源についても上記と同様の回路構成及び動作になる。一例として、本発明装置１０６の具体的な回路構成例を図１６に示す。回路構成、及び、その動作については、図１５と略同様であるので詳細な説明は省略する。

尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施形態の一例である。本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変形実施が可能である。

本発明は、小型で高効率が要求される商用電源を用いた製品に利用可能であり、特に、電球型ＬＥＤ照明やアダプタに本発明の電源を用いることによって、製品の小型化、高効率化が可能となる。

１： 直流電圧源
２、５： 逆流防止回路
３： コイル
４： 負荷
６： 第２のスイッチ
７： 電荷蓄積回路
８： 内部電源制御回路
９： スイッチング電源制御回路
１０： 第１のスイッチ
１１： 内部電源回路
１２： 内部電源供給線
１３： 制御信号線
１４： 内部電圧監視回路
１５： 配線
１６： スイッチング電流検出回路
１７，１８： バイアス抵抗
１９： 制御スイッチ
２０： トランス
２１： 第２のコイル（トランスの二次巻き線）
２２： 整流平滑回路
５１，５２： 分圧抵抗
５３，６１： 電圧比較器
５４，６２： 基準電圧源
５５： 発振回路
５６，５８： ＲＳフリップフロップ
５７： インバータ
５９： 増幅器
６０： 電流検出抵抗
６３： 平滑用コンデンサ
６４： ダイオードブリッジ
１００〜１０７： 本発明に係るスイッチング電源装置
２００： 入力端子
２０１： 整流器
２０２： トランスの一次巻き線
２０３： 起動停止回路
２０４： 内部回路電流供給回路
２０５： 発振器
２０６： 補助電源回路
２０７： コンデンサ
２０８： 補助巻き線
２０９： 制御回路
２１０： 出力端子
２１１： スイッチング素子
Ｖａｃ： 入力端子

Claims (11)

1. 直流電圧源と、コイルと、
   前記コイルに直列に接続して、前記直流電圧源から前記コイルを経由して流れる直流電流をスイッチングする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチのオンオフを制御するスイッチング電源制御回路と、
   前記スイッチング電源制御回路に動作のための電圧を供給する内部電源回路と、を備えるスイッチング電源装置であって、
   前記内部電源回路は、
   逆流防止回路と、第２のスイッチと、電荷蓄積回路と、前記第２のスイッチのオンオフを制御する内部電源制御回路と、を備え、
   前記逆流防止回路と前記第２のスイッチとの直列回路の一端が、前記電荷蓄積回路の一端と接続され、
   前記直列回路の一端と前記電荷蓄積回路の一端とを接続する配線上において、前記内部電源制御回路および前記スイッチング電源制御回路の動作に必要な電圧が供給され、
   前記直流電流が流れる電流経路上の、前記コイルと前記第１のスイッチの中間点に、前記直列回路の他端が接続され、
   前記スイッチング電源制御回路への供給電圧が前記第２のスイッチがオンされる時間とオフされる時間とに基づいて制御され、
   前記コイルと直列に接続される負荷、又は、前記コイルと誘導結合する第２のコイルを介して接続される負荷に供給される電力が、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの少なくとも何れか一方がオンされる時間、及び、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの両方がオフされる時間に基づいて制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記負荷が前記コイルと直列に接続される場合において、
   前記コイルと前記負荷の直列回路に対して並列に接続し、当該直列回路に流れる前記直流電流を前記コイルに循環させるための第２の逆流防止回路を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記内部電源回路は、
   前記逆流防止回路と前記第２のスイッチとの直列回路の一端と前記電荷蓄積回路の一端とを接続する配線と接続し、前記内部電源制御回路および前記スイッチング電源制御回路への供給電圧を監視する内部電圧監視回路を更に備え、
   前記第１のスイッチがオフ、前記第２のスイッチがオンで、且つ前記供給電圧が所定の電圧に達したときに、前記内部電源制御回路が前記第１のスイッチをオンに切り替えるための信号を前記スイッチング電源制御回路に送信することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１のスイッチがオフ、前記第２のスイッチがオンで、且つ前記供給電圧が所定の電圧に達したときに、前記内部電源制御回路が前記第２のスイッチをオフに切り替える制御を行うことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記直流電流が流れる電流経路上において、前記第１のスイッチに流れる電流量を検出するスイッチング電流検出回路が接続され、
   前記第１のスイッチがオンで、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチをオフに切り替えることを特徴とする請求項３又は４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１のスイッチがオフのときに前記第２のスイッチがオンされ、
   その後、前記供給電圧が所定の電圧に達したときに前記第２のスイッチがオフされ、同時に前記第１のスイッチがオンされ、
   その後、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチがオフされることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１のスイッチがオフのときに前記第２のスイッチがオンされ、
   その後、前記供給電圧が所定の電圧に達したときに前記第１のスイッチがオンされ、
   その後、前記第１のスイッチに流れる電流量が所定の電流値に達したときに前記第１のスイッチがオフされ、
   前記第１のスイッチがオンされてからオフされるまでの期間内に、前記第２のスイッチがオンからオフに切り替えられることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第２のスイッチはデプレッション型のＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜７の何れか一項に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記第１のスイッチはエンハンスメント型のＮチャンネルＦＥＴ又はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、
   前記第２のスイッチはデプレッション型のＮチャンネルＦＥＴであることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 前記第１のスイッチはエンハンスメント型のＰチャンネルＦＥＴ又はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、
    前記第２のスイッチはデプレッション型のＰチャンネルＦＥＴであることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
11. 少なくとも前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとが同一チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１〜１０の何れか一項に記載のスイッチング電源装置。

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