JP2011127926A

JP2011127926A - 移動物体検出装置

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Publication number: JP2011127926A
Application number: JP2009284403A
Authority: JP
Inventors: Fumihiro Kasano; 文宏笠野; Susumu Katayama; 進片山; Hidehiko Fujikawa; 英彦藤川; Toru Mugiuda; 徹麦生田; Kazushi Goto; 和士後藤; Motohiro Minamino; 元宏南野
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2009-12-15
Filing date: 2009-12-15
Publication date: 2011-06-30

Abstract

【課題】監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供する。
【解決手段】送受波器２は、超音波振動子２０と、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２を反転させた信号により超音波振動子２０を駆動するインバータ２２とを備え、超音波振動子２０は、インバータ２２からの送波信号により超音波を監視空間にするとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波して受波信号を出力する。差動回路３は、超音波振動子２０に入力される信号と、超音波振動子２０から出力される信号との差分を出力する。送波信号にはインバータ２２の電源ノイズが重畳され、電源ノイズの重畳した送波信号に受波信号が加わった信号が超音波振動子２０から出力される場合でも、差動回路３により電源ノイズが重畳された送波信号を打ち消して、受波信号のみが出力される。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波を監視空間に送波するとともに監視空間内に存在する物体で反射された反射波の周波数偏移を検出することにより、監視空間内において移動する物体の存在を検出する移動物体検出装置に関するものである。

近年、自動車の盗難並びに車上盗難などが増加しており、駐車中の自動車の車内に不審者が侵入した場合に警報音を鳴動する車載用盗難警報装置が普及してきている。このような車載用盗難警報装置には、監視空間である車内において移動物体（人）の存否を検出するための移動物体検出装置を搭載したものがある（特許文献１参照）。

図４に特許文献１に開示されている従来の移動体検出装置の一例を示す。この移動体検出装置は、送波と受波を１つの超音波振動子で兼用する送受波器１０２を備えている。送受波器１０２は、超音波振動子と、発振回路１０１が発振する所定周波数の送波信号により超音波振動子をドライブするインバータを備えている。発振回路１０１からの送波信号によりインバータが超音波振動子を駆動して、発振回路１０１の発振周波数と同周波数の超音波が監視空間に送波されると、監視空間内に存在する物体Ｏに超音波が反射して生じる反射波を送受波器１０２で受波する。送受波器１０２では受波した反射波を受波信号Ｅｉｎに変換し、この受波信号Ｅｉｎを第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂにそれぞれ入力して発振回路１０１の発振周波数と同周波数の基準信号Ｅ０１，Ｅ０２と混合（ミキシング）する。

ここで、一方の基準信号Ｅ０１は移相回路１１０の出力であって、両基準信号Ｅ０１，Ｅ０２の位相が互いに異なるように設定される。したがって、第１及び第２のミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は、それぞれ、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂで増幅された後に信号処理部１０８に取り込まれる。

信号処理部１０８では、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をサンプリング回路１８５において所定のサンプリング周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値からディジタル値に変換し、さらに変換したディジタル値を不揮発性のメモリ１８１に順次格納する。ここで、一方のドップラー信号Ｅ１をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＸ_ｎ、他方のドップラー信号Ｅ２をサンプリング回路１８５で変換したディジタル値（ディジタルデータ）をＹ_ｎ（ｎは正の整数）とし、二次元直交座標系の原点を始点とし且つ（Ｘ_ｎ，Ｙ_ｎ）を終点とするベクトルＲ_ｎを定義する。なお、ベクトルＲ_ｎの大きさはドップラー信号Ｅ１，Ｅ２の振幅に対応する。

そして、信号処理部１０８のベクトル回転角演算回路１８６が、前回のサンプリングで得られてメモリ１８１に格納されているベクトルＲ_ｎ−１と、今回のサンプリングで得られたベクトルＲ_ｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φ_ｎを演算する。なお、ベクトル回転角演算回路１８６では下記式により回転角φ_ｎを演算する。

φ_ｎ＝arctan｛（Ｘ_ｎ−１Ｙ_ｎ−Ｙ_ｎ−１Ｘ_ｎ）／（Ｘ_ｎ−１Ｘ_ｎ＋Ｙ_ｎ−１Ｙ_ｎ）｝ …（１）
従って、物体Ｏが近付く場合はベクトルＲｎが反時計回りに回転するから回転角φ_ｎの極性は正となり、物体Ｏが遠ざかる場合はベクトルＲ_ｎが時計回りに回転するから回転角φｎの極性は負となる。

そして、ベクトル回転角演算回路１８６で求めた回転角φｎを累積加算手段１８７で積算すれば、その積算値（＝φ_１＋φ_２＋…＋φ_ｎ＋…）が物体Ｏの移動距離に比例することになる。したがって、信号処理部１０８では、累積加算手段１８７で積算した積算値を比較手段１８８で所定の閾値と比較し、積算値が閾値を越えたときに比較手段１８８が検出信号を出力する。この検出信号は報知器駆動回路１１１に入力され、移動物体Ｏの存在が適宜報知器（図示せず）により報知される。

特開２００８−１５１５０６号公報

上述した従来の移動物体検出装置では、超音波振動子をドライブするインバータの電源にノイズ成分が含まれていると、超音波振動子が受波手段も兼用しているため、電源に含まれるノイズ成分が受波信号に重畳されてしまう。受波信号に重畳されたノイズ成分は、ミキサ回路１０６Ａ，１０６Ｂを通して増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂにも入力されるので、第１及び第２の増幅回路１１３Ａ，１１３Ｂの増幅率を高めに設定することができず、監視空間を広くとることができないという問題があった。

本願発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、監視空間を広げることで死角を少なくした移動物体検出装置を提供することにある。

請求項１の発明は、所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段から出力される送波信号により超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波して受波信号を出力する送受波手段と、送受波手段に入力される信号と送受波手段から出力される信号との差分を出力する差分出力手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と差分出力手段の出力信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、送受波手段が送波と受波とを兼用しているので、送受波手段を駆動する素子の電源ノイズが送波信号に重畳した信号が送受波手段に入力されるとともに、電源ノイズが重畳した送波信号に受波信号が加わった信号が送受波手段から出力されることになるが、差分出力手段は、送受波手段に入力される信号（すなわち電源ノイズが重畳した送波信号）と、送受波手段から出力される信号（すなわち電源ノイズが重畳した送波信号に受波信号が加わった信号）との差分を出力しており、電源ノイズおよび送波信号が打ち消され、受波信号のみが位相検波手段に出力されるから、位相検波手段の出力を増幅する場合には増幅率をより高い値に設定することができ、監視空間を広くとることで、死角を減らした移動物体検出装置を実現することができる。

本実施形態の要部を示すブロック回路図である。同上の全体構成を示すブロック図である。同上の要部を示す回路図である。従来例の移動物体検出装置のブロック図である。

以下に、本発明の実施の形態を図１乃至図３に基づいて説明する。

本実施形態の移動物体検出装置は、例えば自動車の車内に設置されて、車内への侵入者の有無を検出し、侵入者を検出すると警報音を鳴動する車載用盗難警報装置に用いられるものである。

本実施形態のブロック図を図２に示す。但し、移動物体検出装置の基本的な構成及び動作は、背景技術で説明した図４の移動体検出装置と同様であるので、共通する部分については詳細な説明は省略する。

この移動物体検出装置は、図２に示すように所定の周波数のパルス信号を発振する発振回路１（発振手段）と、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２により超音波を監視空間に送波するとともに、超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波する送受波器２（送受波手段）と、送波信号Ｅ０２の位相をずらした基準信号Ｅ０１を発生する移相回路１０と、送受波器２に入力される信号と送受波器２から出力される信号との差分Ｅ０３を出力する差動回路３（差分出力手段）と、送波信号Ｅ０２と同周波数で互いに位相の異なる基準信号Ｅ０１，Ｅ０２と、差動回路３から出力される信号Ｅ０３とを混合することで、基準信号Ｅ０１，Ｅ０２との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を得る位相検波回路６と、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂと、増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅されたドップラー信号Ｅ１，Ｅ２に基づいて、移動物体の存否を判定する信号処理部８とを備えている。

位相検波回路６は、送波信号Ｅ０２と同周波数で送波信号Ｅ０２と位相をずらした基準信号Ｅ０１と差動回路３の差分信号Ｅ０３とを混合（ミキシング）する第１のミキサ回路６Ａと、送波信号Ｅ０２からなる基準信号と差動回路３の差分信号Ｅ０３とを混合する第２のミキサ回路６Ｂとを備えている。

ここで、一方の基準信号Ｅ０１は移相回路１０の出力であり、両基準信号Ｅ０１，Ｅ０２の位相が所定角度（例えば９０度）ずれるように設定されている。したがって、第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの出力にビート信号として得られる一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２も位相が互いに異なったものとなる。そして、一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２は各々増幅回路１３Ａ，１３Ｂで増幅された後に信号処理部８に取り込まれる。

図３は第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂの具体回路図であり、ミキサ回路６Ａ，６Ｂは、差動回路３からの差分信号Ｅ０３が入力される入力端子６０と、ドップラー信号Ｅ１又はＥ２を出力する出力端子６１と、基準信号Ｅ０１又はＥ０２が入力される基準信号入力端子６２と、入力端子６０と出力端子６１を接続する信号線とグランドの間に挿入され基準信号入力端子６２がゲートに接続された電界効果トランジスタＱ１とを有している。また、入力端子６０及び基準信号入力端子６２には直流カット用のコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ接続され、電界効果トランジスタＱ１のゲートとグランドの間には放電用の抵抗Ｒ３が接続され、電界効果トランジスタＱ１のドレインには抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電界効果トランジスタＱ１と出力端子６１の間には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の積分回路からなるローパスフィルタが接続されている。基準信号入力端子６２に入力する基準信号Ｅ０１又はＥ０２がグランドに対して正極性の期間（正の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオンし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されるために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力されず、基準信号Ｅ０１又はＥ０２がグランドに対して負極性の期間（負の半波の期間）では電界効果トランジスタＱ１がターンオフし、入力端子６０と出力端子６１間の信号線が短絡されないために出力端子６１にドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力される。

その動作は、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と差動信号Ｅ０３の位相差がπ（＝１８０度）の時、差動信号Ｅ０３がグランドに対して正極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、差動信号Ｅ０３の振幅をＡとすると、出力端子６１にはＡ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。一方、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と差動信号Ｅ０３の位相差が０又は２ｎπ（ｎ＝１，２，…）の時、差動信号Ｅ０３がグランドに対して負極性の期間のみ出力端子６１に信号が出力される。このとき、差動信号Ｅ０３の振幅をＡとすると、出力端子６１には−Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。また、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と差動信号Ｅ０３の位相差がπ若しくは２ｎπ（ｎ＝０，１，２，…）以外の場合、出力端子６１には−Ａ／π〜Ａ／πの電圧レベルを有する信号が出力される。つまり、基準信号Ｅ０１又はＥ０２と差動信号Ｅ０３の周波数が異なれば、その周波数差の周波数で位相差が０〜２πの範囲で変化するドップラー信号Ｅ１又はＥ２が出力端子６１から出力されることになる。

また信号処理部８は、第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂによって増幅された第１、第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２を所定の周期でサンプリングし且つ量子化することでアナログ値のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれディジタル値に変換した値Ｘ_ｎ，Ｙ_ｎ（ｎは正の整数）を得るサンプリング回路８５と、サンプリング回路８５により変換されたディジタル値Ｘ，Ｙを順次記憶する不揮発性のメモリ８１と、二次元直交座標系において原点を始点とし且つ点（Ｘ_ｎ，Ｙ_ｎ）を終点とするベクトルＲ_ｎを求めてメモリ８１に逐次記憶させるとともに、前回のサンプリングで得られてメモリ８１に格納してあるベクトルＲ_ｎ−１と今回のサンプリングで得られたベクトルＲ_ｎとがなす角度（この角度をベクトルの回転角と呼ぶ。）φ_ｎを上述の式（１）を用いて演算するベクトル回転角演算手段８６と、ベクトル回転角演算手段８６で演算されたベクトル回転角φ_ｎを累積加算する累積加算手段８７と、累積加算手段８７により算出された累積加算値Σφ_ｎを所定の閾値と比較する比較手段８８とを備えている。尚、信号処理部８は例えばマイクロコンピュータを用いて構成され、マイクロコンピュータが制御プログラムを実行することによって、ベクトル回転角演算手段８６、累積加算手段８７、比較手段８８が実現される。

ここにおいて、移動物体が近付く場合はベクトルＲ_ｎが反時計回りに回転するから、ベクトル回転角φ_ｎの極性は正になり、移動物体が遠ざかる場合はベクトルＲ_ｎが時計回りに回転するから、ベクトル回転角φ_ｎの極性は負になる。そして、このベクトル回転角φ_ｎを累積加算手段８７で積算すれば、その積算値（＝φ_１＋φ_２＋…＋φ_ｎ＋…）は移動物体の移動距離に比例することになるので、この累積加算値Σφ_ｎが閾値を越えた時に比較手段８８が物体検知信号を出力する。この物体検知信号は報知器駆動回路１１に入力され、報知器駆動回路１１が例えばランプやブザーからなる報知器（図示せず）を駆動することによって、移動物体の存在を報知する。

送受波器２は、図１に示すように、例えば圧電素子を用いて構成され送波と受波の両方を行う一つの超音波振動子２０と、超音波の送波方向および受波方向を規制するホーン２１と、発振回路１から出力される送波信号Ｅ０２のハイ／ローを反転させた信号を出力するインバータ２２と、インバータ２２の出力端と超音波振動子２０の間に接続された直流カット用のコンデンサ２３と、超音波振動子２０における受波信号の出力端とグランドとの間に接続された抵抗２５とを備えている。

差動回路３は、オペアンプ３０と、超音波振動子２０における受波信号の出力端とオペアンプ３０の反転入力端子の間に接続されたコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２の直列回路と、オペアンプ３０の反転入力端子と出力端子との間に接続されたコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の並列回路と、インバータ２２の出力端子とオペアンプ３０の非反転入力端子との間に接続されたコンデンサＣ４及び抵抗Ｒ４の直列回路と、オペアンプ３０の非反転入力端子とグランドとの間に接続されたコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３の並列回路とで構成されている。ここで、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２の直列回路のインピーダンスをＺ１、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の並列回路のインピーダンスをＺ２、コンデンサＣ４及び抵抗Ｒ４の直列回路のインピーダンスをＺ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３の並列回路のインピーダンスをＺ４とし、コンデンサＣ２に入力される電圧をＶ１、コンデンサＣ４に入力される電圧をＶ２とすると、差動回路３の出力信号Ｅ０３は下記の式（２）で表される。

ここにおいて、インバータ２２の出力に、インバータ２２を動作させる電源のノイズ成分Ｅｎが重畳していると、送波信号Ｅ０２’にノイズ成分Ｅｎが重畳した信号が超音波振動子２０に入力されるため、電圧Ｖ２＝Ｅ０２’＋Ｅｎとなる。また超音波振動子２０から出力される信号は、ノイズ成分Ｅｎが重畳された送波信号Ｅ０２’が分圧された信号に受波信号Ｅｉｎが加わった信号となるため、Ｖ１＝ａ×（Ｅ０２’＋Ｅｎ）＋Ｅｉｎとなる（但し、ａは分圧比）。したがって、差動回路３によって、電源のノイズ成分Ｅｎ及び送波信号Ｅ０２’が打ち消されるように、差動回路３の正転側及び反転側の増幅度を設定しておけば、差動回路３からは位相検波回路６へ受波信号Ｅｉｎのみが出力されるので、位相検波回路６（つまり第１及び第２のミキサ回路６Ａ，６Ｂ）から出力される一対のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２には、電源のノイズ成分Ｅｎや送波信号Ｅ０２’が含まれることがない。よって、ノイズ成分が増幅されることはないから、第１及び第２のドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂの増幅率をより高い値に設定することができ、また差動回路３においてもある程度増幅することができるから、移動物体検出装置の監視空間を広くとることができ、その結果、移動体検出装置の死角を減らすことができる。

また差動回路３は、図１に示すような回路構成を有しており、コンデンサＣ１〜Ｃ４及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４の定数を調整することによって、超音波の周波数を通過帯域とするバンドパスフィルタとして動作させることができ、矩形波のパルス信号からなる送波信号Ｅ０２’の高調波成分や、インバータ２２を動作させる電源の電源ノイズに含まれる低周波成分を取り除くことができる。したがって、上述と同様に、位相検波回路６から出力されるドップラー信号Ｅ１，Ｅ２に含まれるノイズ成分を低減できるので、ドップラー信号Ｅ１，Ｅ２をそれぞれ増幅する第１及び第２の増幅回路１３Ａ，１３Ｂの増幅度をさらに高い値に設定することができ、それによって移動物体検出装置の監視空間を広くとることができるとともに、死角をさらに減らすことができる。

１発振回路（発振手段）
２送受波器（送受波手段）
３差動回路（差分出力手段）
６位相検波回路（位相検波手段）
８６ベクトル回転角演算手段
８７累積加算手段（積分手段）
８８比較手段
２０超音波振動子
２２インバータ
Ｅ０２送波信号

Claims

所定の周波数で発振する発振手段と、発振手段から出力される送波信号により超音波を監視空間に送波するとともに、前記超音波が監視空間に存在する物体に反射して生じる反射波を受波して受波信号を出力する送受波手段と、送受波手段に入力される信号と送受波手段から出力される信号との差分を出力する差分出力手段と、送波信号と同周波数で互いに位相の異なる基準信号と差分出力手段の出力信号とを混合することで、基準信号との位相差に応じた振幅を有し且つ互いに位相の異なる一対のドップラー信号を得る位相検波手段と、二次元直交座標系において原点を始点とし一対のドップラー信号の振幅レベルの数値を終点とするベクトルが時間の経過に伴って回転するときの回転角を演算する回転角演算手段と、回転角演算手段で演算された回転角を積算する積算手段と、積算手段で積算された回転角の積算値を所定の閾値と比較する比較手段とを備えたことを特徴とする移動物体検出装置。