JP2011101482A - モータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正することによって、三相関係の不平衡をなくす。
【解決手段】補正係数演算部１０は、ダイナミックブレーキ抵抗回路切替部７がＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへと経路を切り替えたときにおけるＵ相とＶ相のモータ電流の検出値に基づき、Ｕ相とＶ相に発生する誘起電圧を利用して、Ｖ相のモータ電流の検出値の補正係数を演算する。乗算器１２は、Ｖ相のモータ電流の検出値の補正係数に基づき、Ｖ相のモータ電流の検出値を補正して、Ｕ相とＶ相のモータ電流の検出値のアンバランスを補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相インバータと三相インバータの出力によって駆動される三相の永久磁石内蔵型同期モータを備え、少なくとも二相のモータ電流を検出し、少なくとも二相のモータ電流のフィードバック制御を行なうモータシステムに関するものである。

図４は、従来のモータシステムの一例を示すブロック図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各モータ電流は、後述するフィードバック処理の出力と電流指令部４からの電流指令とに基づく電流制御部５の制御にしたがって、ＰＷＭ方式三相インバータ１から三相の永久磁石内蔵型同期モータであるサーボモータ３に出力される。

また、この例では、サーボモータ３に出力される三相のうちＵ相とＶ相のモータ電流を検出しており、Ｕ相およびＶ相の送電経路上には電流検出回路２ａおよび２ｂが設けられている。電流検出回路２ａおよび２ｂは、各相のモータ電流値を検出し、減算器６ａおよび６ｂへと送る。減算器６ａおよび６ｂは、電流指令部４からの電流指令値と電流検出回路２ａおよび２ｂからの電流検出値の差分を計算して電流制御部５へと送る。

一方、サーボモータ３への通電を遮断した時には、ダイナミックブレーキ抵抗回路切替部７がＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替える。これによって、サーボモータ三相がダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃを介し接続される。従って、サーボモータ３が回転している状態でＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替えた場合には、サーボモータ３が発電機となるため、ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃに電流が流れる。

このようなモータシステムでは、それぞれの電流検出値が電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を含んでいた。例えば、実際にはこれら二相に全く同じ大きさのモータ電流が流れていたとしても、前述の誤差の影響によって異なる電流値が検出される場合があった。このような二相間の電流検出値の誤差があると、結果的に三相関係の不平衡が生じる。

電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を補正する技術として、トルク指令値をモニタし、電気角３６０度あたり２周期の脈動成分を前記電流検出値の誤差と判定して、前記脈動成分が小さくなるようにゲインバランス補正値の調整を行なう方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、他の技術として、電流検出値を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）から二相（ｄ軸、ｑ軸）へと変換した後、ｄ軸電流をモニタし、電気角３６０度あたり２周期の脈動成分を前記電流検出値の誤差と判定して、前記脈動成分が小さくなるように電流検出値を補正する方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。

また、他の技術として、ある一相を基準相とし、この基準相および他の一相にのみ所定の電流が流れるようにし、このときの各電流検出値から、基準相の電流検出ゲインと他の一相の電流検出ゲインの比を求めて電流検出値を補正する方法が知られている（例えば、特許文献３，４，５参照）。

また、他の技術として、モータ運転中にある一相と他の一相の電流検出値の比を求めて電流検出値を補正する方法が知られている（例えば、特許文献６参照）。

特開平６−１２１５６９号公報 特開２００３−２５９６９８号公報 特開平５−９１７８０号公報 特開平９−２１６７７５号公報 特開２００４−１３５４０７号公報 特開平７−１８７５２９号公報

上述した背景技術によって、モータ運転中もトルク指令値、または、ｄ軸電流、または、電流検出値の脈動成分が検出され補正が行われる。このため、加工負荷や機械共振等の外乱がない状態においては、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正することが可能となる。しかし、実際には、加工負荷や機械共振等の外乱があるため、その外乱によってトルク指令値、または、ｄ軸電流、または、電流検出値が脈動し、その脈動が誤って検出される可能性がある。加工負荷や機械共振等の外乱による脈動が誤って検出された場合には、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正できない。

また、ある一相を基準相とし、この基準相および他の一相にのみ所定の電流が流れるようにした場合には、その電流によってトルクが発生する。このため、モータの巻線と磁石との位置（位相）関係によってはモータが不用意に動いてしまう場合が生じる。

本発明の目的は、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正することによって、三相関係の不平衡をなくすことにある。

本発明に係るモータシステムは、三相インバータと前記三相インバータの出力によって駆動される三相の永久磁石内蔵型同期モータを備え、少なくとも二相のモータ電流を検出し、前記少なくとも二相のモータ電流のフィードバック制御を行なうモータシステムであって、前記モータに対する通電を遮断するときに、前記モータの前記少なくとも二相を、抵抗を介し接続するブレーキ抵抗回路と、前記三相インバータと前記モータを接続する経路と、前記モータと前記ブレーキ抵抗回路を接続する経路と、を相互に切り替える経路切替部と、前記経路切替部により前記モータと前記ブレーキ抵抗回路を接続する経路へと経路を切り替えたときにおける前記少なくとも二相のモータ電流の検出値に基づき、前記モータの前記少なくとも二相に発生する誘起電圧を利用して、前記少なくとも二相のモータ電流の検出値の補正係数を演算する補正係数演算部と、前記補正係数演算部が演算した前記補正係数に基づき、前記少なくとも二相のモータ電流の検出値を補正する検出値補正部と、を備え、前記少なくとも二相のモータ電流の検出値のアンバランスを補正することを特徴とする。

本発明により、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正することによって、三相関係の不平衡をなくすことができる。したがって、モータ電流のフィードバック制御をより正確に行なうことが可能となる。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 本発明の補正係数演算部の実施形態を示すブロック図である。 本発明の補正係数演算部の他の実施形態を示すブロック図である。 背景技術を示すブロック図である。

図１は、本発明のモータシステムの一例を示すブロック図である。なお、図４に示した従来例と同一要素には同一番号を付してあり、その説明は省略する。

電流検出回路２ａは、Ｕ相のモータ電流の値を検出し、減算器６ａへと送る。電流検出回路２ｂは、Ｖ相のモータ電流の値を検出し、乗算器１２へと送る。乗算器１２は、前記Ｖ相電流検出値と補正係数保持部１１に保持されている補正係数Ｇとを乗算し、減算器６ｂへと送る。減算器６ａは、電流指令部４からの電流指令値と、電流検出回路２ａからの電流検出値と、の差分を計算して、電流制御部５へと送る。減算器６ｂは、電流指令部４からの電流指令値と、電流検出回路２ｂからの電流検出値と補正係数保持部１１からの補正係数Ｇの乗算値と、の差分を計算して、電流制御部５へと送る。

一方、サーボモータ３への通電を遮断した時には、ダイナミックブレーキ抵抗回路切替部７がＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替える。これによって、サーボモータ三相がダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃを介し接続される。従って、サーボモータ３が回転している状態でＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替えた場合には、サーボモータ３が発電機となるため、電流がダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃに流れる。なお、ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃには、抵抗の許容差の範囲内で、テスタ等で測定した抵抗の実測値が同一のものを選別して使用する。

切替判定部９は、サーボモータ３が回転している状態でＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替えた場合には、補正係数演算部１０へ補正係数演算開始の信号を送る。補正係数演算部１０は、切替判定部９からの補正係数演算開始の信号を受けて、電流検出回路２ａおよび２ｂからの電流検出値を取得し、電流検出回路のゲイン比（補正係数Ｇ）を演算し、補正係数保持部１１へと送る。

以下では、補正係数演算部１０にて補正係数Ｇを演算する一例を示した図２を参照しながら、本発明の主要構成部分について説明する。電流計測部１３ａおよび１３ｂは、入力されたＵ相電流検出値およびＶ相電流検出値を計測して包絡線振幅算出部１４ａおよび１４ｂへと送る。包絡線振幅算出部１４ａおよび１４ｂは、電流計測部１３ａおよび１３ｂからの計測結果から包絡線を作成し、任意の時間ｔ１の時の振幅ＩｕおよびＩｖを算出してゲイン比算出部１５へと送る。ゲイン比算出部１５は、式（１）の補正係数Ｇを出力する。

［数１］
Ｇ＝Ｉｕ／Ｉｖ （１）

ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃは、全て同一の抵抗値であることから、各相とも電流が１２０度の位相差をもって均等に流れ、前記補正係数Ｇが電流検出回路のゲイン比そのものになる。従って、前記補正係数Ｇを使用して電流検出値を補正することによって、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を補正することができる。

ロータ回転に伴う各相の誘起電圧は、基本的に大きさが同一であり、基本的に位相が相互に１２０度異なる。すなわち、各相のコイルは、ロータに対して基本的に同一の大きさの力を印加するように設計されており、ロータ回転に伴う各相の誘起電圧は、位相が相互に１２０度異なるのみであり、基本的に大きさが同一である。

三相の永久磁石内蔵型同期モータにおいて、通電遮断時における各相の誘起電圧は基本的に大きさが同一で位相が相互に１２０度異なっており、各相のブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃの値が同一であれば、各相の電流も大きさが同一で位相が相互に１２０度異なっている。従って、モータへの通電時において、補正係数Ｇを電流検出部２ｂで検出したＶ相のモータ電流値に乗算することで、検出したＶ相のモータ電流値をＵ相基準のモータ電流値に換算できる。そこで、Ｕ相のモータ電流の検出値とＶ相のモータ電流の検出値を同一の基準の値にすることができ、電流検出値のばらつきに基づく、各相モータ駆動電流の不平衡を効果的に防止することができる。

なお、図２の説明では、任意の時間ｔ１の時の振幅ＩｕおよびＩｖを算出したが、例えば、任意の複数の時間ｔｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）の時の振幅Ｉｕｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）およびＩｖｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）を算出し、ＩｕｎおよびＩｖｎから式（２）の複数の補正係数Ｇｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）を算出し、Ｇｎから式（３）の補正係数の平均値Ｇ’を算出し使用しても良い。

［数２］
Ｇｎ＝Ｉｕｎ／Ｉｖｎ （２）

［数３］
Ｇ’＝（Ｇ１＋Ｇ２＋Ｇ３＋・・・＋Ｇｎ）／ｎ （３）

以下では、補正係数Ｇを演算する別の例を示した図３を参照しながら、本発明の主要構成部分について説明する。電流計測部１３ａおよび１３ｂは、入力されたＵ相電流検出値およびＶ相電流検出値を計測して実効値算出部１６ａおよび１６ｂへと送る。実効値算出部１６ａおよび１６ｂは、電流計測部１３ａおよび１３ｂからの計測結果から任意の時間ｔ１およびｔ２の期間の実効値ＩｕおよびＩｖを算出してゲイン比算出部１５へと送る。ゲイン比算出部１５は、式（４）の補正係数Ｇを出力する。

［数４］
Ｇ＝Ｉｕ／Ｉｖ （４）

ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃは、全て同一の抵抗値であることから、各相とも電流が１２０度の位相差をもって均等に流れ、前記補正係数Ｇが電流検出回路のゲイン比そのものになる。従って、前記補正係数Ｇを使用して電流検出値を補正することによって、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を補正することができる。

なお、図３の説明では、任意の時間ｔ１およびｔ２の期間の実効値ＩｕおよびＩｖを算出したが、例えば、任意の複数の時間ｔ１ｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）およびｔ２ｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）の期間の実効値Ｉｕｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）およびＩｖｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）を算出し、ＩｕｎおよびＩｖｎから式（５）の複数の補正係数Ｇｎ（ｎ＝１，２，３，・・・）を算出し、Ｇｎから式（６）の補正係数の平均値Ｇ’を算出し使用しても良い。

［数５］
Ｇｎ＝Ｉｕｎ／Ｉｖｎ （５）

［数６］
Ｇ’＝（Ｇ１＋Ｇ２＋Ｇ３＋・・・＋Ｇｎ）／ｎ （６）

なお、図１の説明では、サーボモータ３の制御対象（駆動対象）については、特に明記しなかったが、制御対象が外乱要素となりうるシステムである場合には、制御対象をサーボモータ３から切り離すことによって、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差をより正確に補正することが可能となる。

また、図１の説明では、Ｖ相の電流検出回路２ｂからのＶ相電流検出値だけに補正係数Ｇを乗算したが、少なくとも２つの異なる補正係数Ｇを保持し、各相の電流検出値にそれぞれの補正係数Ｇを乗算しても良い。すなわち、Ｕ相の電流検出値にＵ相の補正係数Ｇを乗算した値と、Ｖ相の電流検出値にＶ相の補正係数Ｇを乗算した値と、が平衡するように、Ｕ相とＶ相の電流検出値を別々に補正しても良い。

さらに、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を補正するタイミングについては、サーボモータ３への通電を遮断する毎に実施しても良いし、例えば、通常のモータ運転モードとは別に電流検出回路のゲインアンバランスの補正のみを行なう専用の動作モード（ゲインアンバランス補正モード）を設け、サーボモータ３を任意の速度で運転している状態から任意のタイミングでＰＷＭ方式三相インバータ１からダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃへ経路を切り替えた時に実施しても良い。

また、前記ゲインアンバランス補正モードを設ける別の例として、３つのダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃのうちＵ相およびＶ相のダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂへ経路を切り替えることによって、Ｕ相およびＶ相だけに電流が流れるようにしても良い。この場合には、前記２つのダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂの抵抗の実測値の差に関係なく、さらには、サーボモータ３の各相の巻線抵抗値の差に関係なく、電流検出回路２ａおよび２ｂに同じ大きさの振幅と正反対の極性を持つ電流が流れるため、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差をより正確に補正することが可能となる。加えて、テスタ等で測定した抵抗の実測値が同一のものを選別して使用する必要がなくなり、コストダウンすることが可能となる。

なお、上述の例では、Ｕ相、Ｖ相の二相の電流を検出したが、どの二相の電流を検出してもよい。また、三相の電流をすべて検出して、三相の電流の検出値が平衡するように補正係数Ｇを決定してもよい。

ここで、ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃはその抵抗値が同一であることが重要であり、これによってダイナミックブレーキ抵抗回路切り替え時における各相の電流が１２０度の位相差をもって均等に流れ、各相の電流検出値のばらつきを補正することができる。

一方、ダイナミックブレーキ抵抗８ａ，８ｂ，８ｃのそれぞれの抵抗値が正確にわかっていれば、必ずしも同一でなくても、各相の電流検出値のばらつきを補正することが可能である。特に、サーボモータ３の二相のコイル端のみを接続する例によれば、その二相間を結ぶ抵抗は１つでもかまわず、異なる抵抗値の２つの抵抗の直列接続でもかまわない。

以上説明した様に、本実施形態によれば、モータを不用意に動かすことなく、また、加工負荷や機械共振等の外乱による影響を受けることなく、電流検出回路に用いられている素子のばらつきに起因する誤差を正しく補正することができ、従って三相関係の不平衡をなくすことができる。

１ ＰＷＭ方式三相インバータ、２ａ，２ｂ 電流検出回路、３ サーボモータ、４ 電流指令部、５ 電流制御部、６ａ，６ｂ 減算器、７ ダイナミックブレーキ抵抗回路切替部、８ａ，８ｂ，８ｃ ダイナミックブレーキ抵抗、９ 切替判定部、１０ 補正係数演算部、１１ 補正係数保持部、１２ 乗算器、１３ａ，１３ｂ 電流計測部、１４ａ，１４ｂ 包絡線振幅算出部、１５ ゲイン比算出部、１６ａ，１６ｂ 実効値算出部。

Claims (1)

1. 三相インバータと前記三相インバータの出力によって駆動される三相の永久磁石内蔵型同期モータを備え、少なくとも二相のモータ電流を検出し、前記少なくとも二相のモータ電流のフィードバック制御を行なうモータシステムであって、
   前記モータに対する通電を遮断するときに、前記モータの前記少なくとも二相を、抵抗を介し接続するブレーキ抵抗回路と、
   前記三相インバータと前記モータを接続する経路と、前記モータと前記ブレーキ抵抗回路を接続する経路と、を相互に切り替える経路切替部と、
   前記経路切替部により前記モータと前記ブレーキ抵抗回路を接続する経路へと経路を切り替えたときにおける前記少なくとも二相のモータ電流の検出値に基づき、前記モータの前記少なくとも二相に発生する誘起電圧を利用して、前記少なくとも二相のモータ電流の検出値の補正係数を演算する補正係数演算部と、
   前記補正係数演算部が演算した前記補正係数に基づき、前記少なくとも二相のモータ電流の検出値を補正する検出値補正部と、
   を備え、
   前記少なくとも二相のモータ電流の検出値のアンバランスを補正することを特徴とするモータシステム。

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