JP2011020306A - 駆動信号生成回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】原駆動信号の電圧変化に応じて容量性負荷を充放電する電流増幅回路と、電流増幅回路への電源電圧を上昇させる第1チャージポンプ回路であって、一端に電源電圧が印加される第1コンデンサーと、エミッタが第1コンデンサーの他端と接続され、コレクタに電源電圧が印加される第1バイポーラトランジスタと、第1バイポーラトランジスタのベース電圧を制御する第1チャージポンプ制御部と、を有する第1チャージポンプ回路と、第1チャージポンプ回路と電流増幅回路との間に設けられた第2チャージポンプ回路であって、一端に第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加される第2コンデンサーと、エミッタが第2コンデンサーの他端と接続され、コレクタに第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加され、制御信号に基づいて動作する第2バイポーラトランジスタと、を有する第2チャージポンプ回路と、を備えた。
【選択図】図10
Description
そこで、本発明は、消費電力を低減する構成を提供することを目的とする。加えて本発明では低コスト化を図ることを目的とする。
(A)原駆動信号が入力され、前記原駆動信号の電圧変化に応じて容量性負荷を充放電する電流増幅回路と、
(B)前記電流増幅回路への電源電圧を上昇させる第1チャージポンプ回路であって、
(B1)一端に前記電源電圧が印加される第1コンデンサーと、
(B2)エミッタが前記第1コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記電源電圧が印加されるNPN型の第1バイポーラトランジスタと、
(B3)前記原駆動信号に応じた制御信号の電圧が前記電源電圧よりも低い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記制御信号の電圧にし、前記制御信号の電圧が前記電源電圧よりも高い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記電源電圧にする第1チャージポンプ制御部と、
を有する第1チャージポンプ回路と、
(C)前記第1チャージポンプ回路と前記電流増幅回路との間に設けられた第2チャージポンプ回路であって、
(C1)一端に前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加される第2コンデンサーと、
(C2)エミッタが前記第2コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加され、前記制御信号に基づいて動作するNPN型の第2バイポーラトランジスタと、
を有する第2チャージポンプ回路と、
(D)を備えたことを特徴とする駆動信号生成回路である。
(B)前記電流増幅回路への電源電圧を上昇させる第1チャージポンプ回路であって、
(B1)一端に前記電源電圧が印加される第1コンデンサーと、
(B2)エミッタが前記第1コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記電源電圧が印加されるNPN型の第1バイポーラトランジスタと、
(B3)前記原駆動信号に応じた制御信号の電圧が前記電源電圧よりも低い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記制御信号の電圧にし、前記制御信号の電圧が前記電源電圧よりも高い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記電源電圧にする第1チャージポンプ制御部と、
を有する第1チャージポンプ回路と、
(C)前記第1チャージポンプ回路と前記電流増幅回路との間に設けられた第2チャージポンプ回路であって、
(C1)一端に前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加される第2コンデンサーと、
(C2)エミッタが前記第2コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加され、前記制御信号に基づいて動作するNPN型の第2バイポーラトランジスタと、
を有する第2チャージポンプ回路と、
(D)を備えたことを特徴とする駆動信号生成回路が明らかとなる。
このような駆動信号生成回路によれば、消費電力をおさえつつ、コストの低減を図ることができる。
このような駆動信号生成回路によれば、原駆動信号の電圧の上昇が停止した後においても、制御信号の電圧を上昇させることができる。
このような駆動信号生成回路によれば、各バイポーラトランジスタのベース電圧を制御することができる。
このような駆動信号生成回路によれば、容量性負荷の放電時の電荷を放出することができる。
このような駆動信号生成回路によれば、容量性負荷の放電時の電荷を回生することができる。
このような駆動信号生成回路によれば、効率よく回生することができる。
<インクジェットプリンターの構成について>
図1は、プリンター1の全体構成のブロック図である。また、図2Aは、プリンター1の全体構成の概略図である。また、図2Bは、プリンター1の全体構成の横断面図である。以下、プリンターの基本的な構成について説明する。
なお、駆動信号生成回路65の詳細については後述する。
コントローラー60は、コンピューター110から印刷命令及び印刷データを受信すると、印刷データに含まれる各種コマンドの内容を解析し、各ユニットを用いて、以下の処理を行う。
<第1参考例>
図4は第1参考例の駆動信号生成回路65の構成の説明図である。なお、ピエゾ素子は容量性負荷として機能するので、図ではピエゾ素子がコンデンサー(C1)として記載されている。また、プリンター1には、各ノズルに対してそれぞれピエゾ素子が設けられているが、図中ではピエゾ素子を示すコンデンサーを1個で省略記載している。
第1参考例の駆動信号生成回路65は、D/Aコンバータ(以下DACともいう)651と電流増幅回路652を有している。
ピエゾ素子C1の充電時には、DAC651からの原駆動信号OCOMの電圧が徐々に高くなる。これにより、充電側トランジスタQ1がオンとなって、図に示すように電流I1が流れてピエゾ素子C1が充電される。このときの、充電側トランジスタQ1の発熱量(消費電力)は、充電側トランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間の電圧と電流I1との積で表される。つまり、図5の左側斜線部(右上がり線のハッチング部分)と電流I1の積になる。
ホールド時には、原駆動信号OCOMの電圧が変化しない。これにより、充電側トランジスタQ1と放電側トランジスタQ2は共にオフとなる。よって、電流が流れず駆動信号COMは同じ電圧を維持する。
ピエゾ素子C1の放電時には、DAC651からの原駆動信号OCOMの電圧が徐々に低くなる。これにより、放電側トランジスタQ2がオンとなって、図に示すように電流I2が流れてピエゾ素子が放電される。このときの、放電側トランジスタQ2の発熱量は、放電側トランジスタQ2のコレクタ−エミッタ間の電圧と電流I2との積で表される。つまり、図5の右側斜線部(右下がり線のハッチング部分)と電流I2の積になる。
第1参考例では、斜線部の面積(コレクタ−エミッタ間の電圧差)が大きく、発熱量が大きい。これに対し、第2参考例では、コレクタ−エミッタ間の電圧差を小さくし、発熱量を低減させている。
また、第1参考例では、ピエゾ素子に充電された電荷が全てグランドに放電されてしまう。これに対し、第2参考例では、ピエゾ素子に充電された電荷の一部を放電時に回生している。
コンデンサーC2は、チャージポンプ用のコンデンサーであり、コンデンサーC1(全てのピエゾ素子の容量の合計)よりも容量が大きい。コンデンサーC2の高圧側端子は、充電側トランジスタQ1のコレクタと接続され、コンデンサーC2の低圧側端子は、放電側トランジスタQ2のコレクタと接続されている。
第2参考例の電圧調整部661は、相補的に接続されたNチャンネル型FET(Q3)と、Pチャンネル型FET(Q4)によるソースフォロア構成である。この構成により、電圧調整部661の出力電圧(B点電圧)が、入力電圧(制御信号の電圧)と同じになるように制御される。
Pチャンネル型FET(以下、P型FETともいう)Q4のゲートにはDAC651からの制御信号が印加される。P型FETQ4のドレインはグランド(GND)に接続されており、P型FETQ4のソースは、N型FETQ3のソースと接続されている。また、N型FETQ3のソース及びP型FETQ4のソースは、電流増幅回路652の放電側トランジスタQ2のコレクタと、コンデンサーC2の低圧側端子に接続されている。
B点の電圧が制御信号の電圧よりも低くなる場合にはN型FETQ3がオンし、B点の電圧が制御信号の電圧よりも高くなる場合にはP型FETQ4がオンする。こうして、電圧調整部661は、制御信号と同じ電圧になるようにB点の電圧を調整する。
図7は、第2参考例の原駆動信号OCOM(駆動信号COM)、制御信号及び各ポイントでの電圧の時間変化の説明図である。
まず、時刻T0では、原駆動信号OCOMに変化がなく、充電側トランジスタQ1、放電側トランジスタQ2は共にオフである。A点電圧(コンデンサーC2の高圧側端子、電流増幅回路652の充電側トランジスタQ1のコレクタ)は電源V1により21Vになる。また、このとき制御信号はGND電圧であり、これにより、B点電圧(コンデンサーC2の低圧側端子)は、GND電圧になる。よって、コンデンサーC2が21Vで充電される。
また、このとき、制御信号はGND電圧である。つまり、図のB点の電圧がGND電圧になっている。
なお、放電側トランジスタQ2から放出される電荷は、P型FETQ4を介してGNDに放出されるが、駆動信号が21Vまでは、電荷の一部がダイオードD2を介してコンデンサーC3に移動する(回生)。
以下、同じ動作を繰り返す。
図8は、第3参考例の駆動信号生成回路65の構成の説明図である。この第3参考例では、チャージポンプ回路が2段構成になっている。
第3参考例の駆動信号生成回路65は、第1チャージポンプ回路66aと第2チャージポンプ回路66bを有している。
図9は、第4参考例の駆動信号生成回路65の構成の説明図である。この第4参考例では、第3参考例の各電圧調整部(第1電圧調整部661a、第2電圧調整部661b)を構成するFETをバイポーラトランジスタに変更している。
具体的には、第1電圧調整部661Aは、相補的に接続されたNPN型トランジスタQ15とPNP型トランジスタQ16によるエミッタフォロア構成である。また、第2電圧調整部661Bは、相補的に接続されたNPN型トランジスタQ25とPNP型トランジスタQ26によるエミッタフォロア構成である。
このように、FETの代わりに安価なバイポーラトランジスタを用いることで、コスト削減を図ろうとしている。
しかし、この第4参考例では制御信号を電源電圧(14V)以上にできない。なぜなら、ピエゾ素子C1の充電時に制御信号が14V以上になると、NPNトランジスタQ15がオンし、NPNトランジスタQ15のエミッタ→ダイオードD12→E点→電源V2の経路で電源V2(14V)に電流が流れてしまうからである。
図10は、本実施形態の駆動信号生成回路65の構成の説明図である。
本実施形態の駆動信号生成回路65は、DAC651、電流増幅回路652、第1チャージポンプ回路66A、第2チャージポンプ回路66B、回生用のコンデンサーC3、及び、14V電源V2、抵抗R1を有している。
電流増幅回路652は、前述の参考例と同様の構成である。電流増幅回路652の充電側トランジスタQ1のコレクタの接続先は、第2チャージポンプ回路66BのコンデンサーC22の高圧側端子(A点)である。また、放電側トランジスタQ2の接続先は、第2チャージポンプ回路66BのコンデンサーC22の低圧側端子(B点)である。
第2チャージポンプ回路66Bは、コンデンサーC22、第2電圧調整部661B、抵抗R3、及び、ダイオードD21〜D24、を有している。第2チャージポンプ回路66Bは、電流増幅回路652の高圧側電源電圧端子に原駆動信号OCOMよりも高い電圧を印加するとともに(A点)、電流増幅回路652の低圧側電源電圧端子に原駆動信号OCOMよりも低い電圧を印加する(B点)。
第2電圧調整部661Bは、相補的に接続されたNPN型トランジスタ(Q25)と、PNP型トランジスタ(Q26)によるエミッタフォロア構成である。
第1チャージポンプ回路66Aは、コンデンサーC12、第1電圧調整部661A、抵抗R2、及び、ダイオードD11〜D14を有している。第1チャージポンプ回路66Aは、第2チャージポンプ回路66Bの充電用端子に制御信号よりも高い電圧を印加するとともに(C点)、第2チャージポンプ回路66Bの放電用端子に制御信号よりも低い電圧を印加する(D点)。なお、第1チャージポンプ回路66Aは、第2チャージポンプ回路66Bと同様の構成である。
図11は、本実施形態の原駆動信号OCOM(駆動信号COM)、制御信号及びA点での電圧の時間変化の説明図である。
時刻t0において、原駆動信号OCOMは最低電圧(約0V)である。時刻t1〜t4では、原駆動信号OCOMの電位が徐々に高くなる。なお、途中の時刻t2において、原駆動信号OCOMが14Vに達する。また時刻t3において原駆動信号OCOMが28Vに達する。時刻t4において、原駆動信号OCOMは最高電圧になる。時刻t4〜t5では、原駆動信号OCOMは一定電圧である。この時間をホールド時間と呼ぶ。時刻t5〜t8では、原駆動信号OCOMの電位が徐々に低くなる。なお、途中の時刻t6において原駆動信号COMが14Vに達する。そして時刻t7において、原駆動信号OCOMは最低電圧になる。このような原駆動信号OCOMをDAC651は出力する。なお、駆動信号生成回路65から出力される駆動信号COMは、原駆動信号OCOMとほぼ同じ電圧変化になる。
時刻t1までは、制御信号は最低電圧(GND以下の電圧)である。原駆動信号OCOMの電圧が徐々に高くなる時刻t1から、制御信号の電圧は、原駆動信号OCOMの電圧変化と同じ傾きで、徐々に高くなる。そして時刻t2の直前で0V以上になる。その後も、制御信号の電圧は、原駆動信号OCOMの電圧変化と同じ傾きで徐々に高くなり、時刻t3直前で14Vに達し、時刻t4で28Vになる。そして、さらに制御信号は高くなって時刻t4と時刻t5の間で最高電圧になる。その後時刻t5まで、制御信号は一定電圧である。時刻t5以降、制御信号の電圧は、原駆動信号OCOMの電圧変化と同じ傾きで、徐々に低くなり最低電圧になる。このような制御信号をDAC651は出力する。
時刻t0では、原駆動信号OCOMに変化がないので、充電側トランジスタQ1、放電側トランジスタQ2は共にオフである。A点電圧(コンデンサーC22の高圧側端子、電流増幅回路652の充電側トランジスタQ1のコレクタ)は電源V2により14Vになる。また、C点電圧(コンデンサーC12の高圧側端子)も電源V2により14Vになる。また、このとき制御信号はGND以下の電圧であり、これにより、B点電圧(コンデンサーC22の低圧側端子)及びD点電圧(コンデンサーC12の低圧側端子)は、GND電圧になる。よって、コンデンサーC12及びコンデンサーC22が14Vで充電される。
一実施形態としてのプリンター等を説明したが、上記の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物が含まれることは言うまでもない。特に、以下に述べる実施形態であっても、本発明に含まれるものである。
前述の実施形態のプリンターは、ヘッドが移動方向に移動するドット形成動作(パス)と、用紙を搬送方向に搬送する搬送動作とを交互に繰り返すプリンター(いわゆるシリアルプリンター)であった。しかし、プリンターの種類は、これに限られるものではない。例えば、ヘッドを固定して、ヘッドと対向させて用紙を搬送させながらヘッドからインクを吐出させて印刷を行うプリンター(いわゆるラインプリンター)であっても良い。
前述の実施形態では、液体噴射装置の一例としてインクジェットプリンターが説明されている。但し、液体噴射装置はインクジェットプリンターに限られるものではなく、インク以外の液体(液体以外にも、機能材料の粒子が分散されている液状体、ジェルのような液状体も含む)や液体以外の流体(流体として噴射できる固体、例えば粉体)を噴射する流体噴射装置にも適用可能である。例えば、液晶ディスプレイ、ELディスプレイ及び面発光ディスプレイの製造などに用いられる液状の色剤や電極材などを噴射する噴射装置や、バイオチップ製造に用いられる液状の生体有機物を噴射する噴射装置に、前述の実施形態を適用しても良い。
前述の実施形態は、プリンターの実施形態だったので、インクをノズルから噴射しているが、このインクは水性でも良いし、油性でも良い。また、ノズルから噴射する流体は、インクに限られるものではない。例えば、金属材料、有機材料(特に高分子材料)、磁性材料、導電性材料、配線材料、成膜材料、電子インク、加工液、遺伝子溶液などを含む液体(水も含む)をノズルから噴射しても良い。
前述の実施形態では、ピエゾ素子を用いてインクを吐出していた。しかし、駆動される素子が容量性負荷の機能があれば、ピエゾ素子に限られず、他の圧電素子でも良い。
前述の実施形態では、原駆動信号OCOMや制御信号を、DAC(D/Aコンバーター)を用いて生成したが、これに限られない。デジタルデータからアナログ信号に変換することなく、直接アナログ信号として原駆動信号OCOMや制御信号を出力しても良い。
本実施形態では、コンデンサーC3によって、ピエゾ素子C1の放電時の電荷を回生していたが、コンデンサーC3を用いなくてもよい(回生しなくてもよい)。ただし、この場合、ピエゾ素子C1の放電時にPNP型トランジスタQ26及びPNP型トランジスタQ16をオンさせて放電側トランジスタQ2から放電された電荷をGNDに放出する必要がある。
20 搬送ユニット、21 給紙ローラー、22 搬送モーター(PFモーター)、
23 搬送ローラー、24 プラテン、25 排紙ローラー、
30 キャリッジユニット、31 キャリッジ、
32 キャリッジモーター(CRモーター)、
40 ヘッドユニット、41 ヘッド、
50 センサー群、51 リニア式エンコーダー、52 ロータリー式エンコーダー、
53 紙検出センサー、54 光学センサー、
60 コントローラー、61 インターフェイス部、62 CPU、
63 メモリー、64 ユニット制御回路、
65 駆動信号生成回路、651 DAC、652 電流増幅回路、
66 チャージポンプ回路、66A 第1チャージポンプ回路、
66B 第2チャージポンプ回路、661A 第1電圧調整部、
661B 第2電圧調整部、71 フレキシブルケーブル、
Q1 充電用トランジスタ、Q2 放電用トランジスタ、
Q3 N型FET、Q4 P型FET、Q6 N型FET、
Q7 P型FET、Q8 N型FET、Q9 N型FET、
Q13 N型FET、Q14 P型FET、Q23 N型FET、Q24 P型FET、
C1 ピエゾ素子、C2〜C4,C12,C22 コンデンサー、
D1,D2,D11,D12,D21,D22 ダイオード、
V1 電源(21V)、V2 電源(14V)
Claims (6)
- (A)原駆動信号が入力され、前記原駆動信号の電圧変化に応じて容量性負荷を充放電する電流増幅回路と、
(B)前記電流増幅回路への電源電圧を上昇させる第1チャージポンプ回路であって、
(B1)一端に前記電源電圧が印加される第1コンデンサーと、
(B2)エミッタが前記第1コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記電源電圧が印加されるNPN型の第1バイポーラトランジスタと、
(B3)前記原駆動信号に応じた制御信号の電圧が前記電源電圧よりも低い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記制御信号の電圧にし、前記制御信号の電圧が前記電源電圧よりも高い場合には、前記第1バイポーラトランジスタのベース電圧を前記電源電圧にする第1チャージポンプ制御部と、
を有する第1チャージポンプ回路と、
(C)前記第1チャージポンプ回路と前記電流増幅回路との間に設けられた第2チャージポンプ回路であって、
(C1)一端に前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加される第2コンデンサーと、
(C2)エミッタが前記第2コンデンサーの他端と接続され、コレクタに前記第1チャージポンプ回路の出力電圧が印加され、前記制御信号に基づいて動作するNPN型の第2バイポーラトランジスタと、
を有する第2チャージポンプ回路と、
(D)を備えたことを特徴とする駆動信号生成回路。 - 請求項1に記載の駆動信号生成回路であって、
前記第2チャージポンプ回路は、前記制御信号の電圧が前記第1チャージポンプ回路の出力電圧よりも低い場合には、前記第2バイポーラトランジスタのベース電圧を前記制御信号の電圧にし、前記制御信号の電圧が前記前記第1チャージポンプ回路の出力電圧よりも高い場合には、前記第2バイポーラトランジスタのベース電圧を前記第1チャージポンプ回路の出力電圧にする第2チャージポンプ制御部を有する
ことを特徴とする駆動信号生成回路。 - 請求項2に記載の駆動信号生成回路であって、
前記第1チャージポンプ制御部は、
カソード側に前記制御信号が印加され、アノード側が前記第1バイポーラトランジスタのベースに接続された第1ダイオードと、
電源と前記第1バイポーラトランジスタのベースとの間に接続された第1抵抗と、
を有し、
前記第2チャージポンプ制御部は、
カソード側に前記制御信号が印加され、アノード側が前記第2バイポーラトランジスタのベースと接続された第2ダイオードと、
前記第1チャージポンプ回路の出力と前記第2バイポーラトランジスタのベースとの間に接続された第2抵抗と、
を有することを特徴とする駆動信号生成回路。 - 請求項1〜3の何れかに記載の駆動信号生成回路であって、
前記第1チャージポンプ回路、及び、前記第2チャージポンプ回路は、前記各NPN型のバイポーラトランジスタと相補的に接続されてエミッタフォロアを構成し、前記容量性負荷の放電時に動作するPNP型のバイポーラトランジスタをそれぞれ有する
ことを特徴とする駆動信号生成回路。 - 請求項4に記載の駆動信号生成回路であって、
前記容量性負荷の放電時の電荷を蓄積する蓄電素子をさらに備える
ことを特徴とする駆動信号生成回路。 - 請求項5に記載の駆動信号生成回路であって、
前記第1チャージポンプ制御部及び前記第2チャージポンプ制御部は、それぞれ、前記容量性負荷の放電時の所定期間、前記各PNP型のバイポーラトランジスタをオンさせないことによって、前記容量性負荷からの電荷を前記蓄電素子に回生させる
ことを特徴とする駆動信号生成回路。
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