JP2011007810A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＵＳＩＣ法やＥｓｐｒｉｔ法などによって到来波数の推定を行うレーダ装置において、精度良く到来波数の推定が行えるようにする。
【解決手段】到来波数を任意の初期値に固定しておき、この初期値に基づいて仮の到来波数を求めたのち、仮の到来波の各方位の受信パワーがスレッショルドを超えているか否か判定し、超えていないものを到来波から除くことで、実際の到来波数を求める。これにより、実際の到来波数を正確に求めることが可能となる。
【選択図】図１０

Description

本発明は、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体と自分自身との位置関係を求めるレーダ装置に関し、例えば、車両などの移動体の衝突防止等に使用されるレーダ装置に適用して好適である。

従来、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。このレーダ装置は、周波数変調されたレーダ波を送受信することにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する情報を取り出すことで、例えば前方車両と自車両との関係を検出するようになっている。このようなレーダ装置では、周波数変調されたレーダ波を送受信したときに、自車両の前方にどれだけ他車両等の目標物体が存在し、その目標物体がどの方位に存在するかを求める必要がある。その方位を求める手段として、ビームフォーマー法やMUSIC法、Esprit法などが一般に知られている。この中で、MUSIC（Multiple Signal Classification）法やEsprit法を用いる場合、高い方位分解能が得られるという特徴があるが、到来波方向を演算する過程で到来波数を正確に推定する必要がある。

この到来波数の推定方法としてＡＩＣ（Akaike Information Criteria）やＭＤＬ（Minimum Description Length）などがある。これらの手法では、複数回のデータ収集を行い、その分散を評価することで到来波数の推定を行っている。

また一方で、一定の閾値を設け固有値が雑音電力相当か信号電力相当かを区別する手法があり、この手法を閾値法と呼ぶ。例えば、特許文献２において、このＭＵＳＩＣ法の場合の閾値法による到来波数の推定手法が示されている。

このＭＵＳＩＣ法の場合の閾値法による到来波数の推定について、図１３を参照して説明する。

図１３は、複数のアンテナが等間隔にアレイ状に並べられたアダプティブアンテナに対して、到来波が入力されるときの様子を示した図である。

この図に示されるように、等間隔に並べられたＫ個のアンテナが車両に搭載されている場合に、各アンテナに車両遠方から複数の電波が到来波として入力された場合を想定する。この場合、各アンテナと到来波の発信源となる目標物体との距離が各アンテナの間隔より十分に長いため、各アンテナに到来波が同じ角度で入力されると想定できる。また、各アンテナに入力される到来波の位相は到来波の方位によって変化する。

このため、各アンテナに入力された到来波の受信データ（ベクトル）がｘｉ（ｔ）、（ｉ＝１〜ｋ）で表されたとすると、各到来波を出力電圧Ｐｏｕｔに変換したときにその出力電圧Ｐｏｕｔが最小となる場合のウェイトＷｍｉｎは次式のように表される。

ただし、Ｒｘｘは到来波の受信データｘｉ（ｔ）の自己相関行列を示している。また、Ｗはウェイト、Ｗ^HはＷの共役転換行列を示しており、Ｗ^HＷ＝１である。

ここで、Lagrangeの未定係数法により、固有値λを用いて次式が定義できる。

（数２）
ＲｘｘＷ＝λＷ
そして、この数式の両辺にＷ^Hを掛け合わせることで、次式が導出される。

（数３）
Ｗ^HＲｘｘＷ＝λＷ^HＷ＝λ
このとき、λはウェイトＷを掛けたときの出力電圧Ｐｏｕｔの２倍に相当する。つまり、到来波の方向に指向性のヌル点（零点）が向けられ、到来波の方向の出力電圧Ｐｏｕｔが最小値となるようなＷが設定できた場合、すべての到来波からの信号を打ち消すことができるため、λは雑音に等しくなる。逆に、ヌル点が向けられない到来波がある場合には、ヌル点が向けられなかった到来波からの信号を打ち消すことができず、λは値を持つ。したがって、自己相関行列Ｒｘｘの固有値λを表すと、Ｋ本のアンテナそれぞれで得た受信データから求まる固有値λ１〜λＫは次のような関係となる。

なお、σ²は、熱雑音電力に相当する。

このため、自己相関行列Ｒｘｘの固有値を求め、熱雑音電力σ²より大きい固有値の数から到来波数Ｌを推定することができる。つまり、数４に示されるλＬとλＬ＋１との間にスレッショルドを設定し、固有値λがスレッショルドλＴＨを超えるか否かにより、到来波数Ｌを推定することが可能となる。また、スレッショルドλＴＨを超える領域は、すべての到来波からの信号を打ち消すことができた雑音空間、λＴＨよりも下回る領域は、少なくとも１つの到来波からの信号を打ち消すことができなかった信号空間となる。したがって、すべての到来波からの信号を打ち消せた雑音空間は、到来波数分の信号を打ち消すことができたものであるため、これに基づいて到来波の方位の算出を行うことが可能となる。

特開平１１−０３０６６３号公報 特開２０００−１２１７１６号公報

菊間信良、アダプティブアンテナ技術、オーム社、Ｐ．１３８−Ｐ．１３９（MUSIC）、Ｐ．１４５−Ｐ．１５０（Esprit）

これらに示した手法はいずれの手法も、データ収集の回数（スナップショット）が多ければ多いほど、また受信信号のSN比（信号−ノイズ比）が大きければ大きいほど、到来波数をより正確に推定できる。つまり、データ数が少ない場合、正確な到来波数推定ができない。

しかしながら、車載用レーダ装置にMUSIC法やEsprit法を適用する場合のように、ターゲットとレーダの相対関係の動きが速く、また使用できるデバイスの演算能力が低い場合、同じ状況でのデータを数多く収集することは不可能である。また更に、周囲に複数の反射物体が存在する場合は、マルチパスの影響などにより安定したSN比を確保することも困難である。これらのような状況では、正確な到来波数推定を行うことは困難であり、ターゲットの誤検出や未検出の原因となるという問題があった。

本発明は上記点に鑑みて、MUSIC法やEsprit法など、固有値分解を用いて到来波推定を行った上で、到来波方向を推定するレーダ装置において、精度良く到来波数の推定が行えるようにすることを目的とし、新たなる手法を提案するものである。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、到来波数推定手段は、到来波の数の初期値（Ｌ０）を記憶し、該初期値に基づいて固有値（λ）を信号空間の固有値（λ１〜λＬ）と雑音空間の固有値（λＬ＋１〜λＬＫ）に分別することで仮の到来波数を推定する仮到来波数推定手段（１３０）と、仮到来波数推定手段によって推定された仮の到来波数に基づいて到来波の方位（Ｄ１〜ＤＬ）を求める到来波方位検出手段（１５０）と、到来波方向検出手段で求められた到来波の各方位での受信パワー（Ｐ１〜ＰＬ）を求める受信パワー検出手段（１６０）と、受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）を設定するスレッショルド設定手段（７１０、７２０）とを有し、受信パワー検出手段にて求められた受信パワーがスレッショルド設定手段にて設定されたスレッショルドを超えているか否かを判定し、到来波のうち受信パワーがスレッショルドを超えているものの数を実際の到来波の数として、該実際の到来波の方位と受信パワーを検出するようになっていることを特徴としている。

このように、到来波数を任意の初期値に固定しておき、この初期値に基づいて仮の到来波数を求めたのち、仮の到来波の各方位の受信パワーがスレッショルドを超えているか否か判定し、超えていないものを到来波から除くことで、実際の到来波数を求めるようにしている。これにより、実際の到来波数を正確に求めることが可能となる。

例えば、請求項２に示されるように、受信パワー検出手段は、ＭＵＳＩＣ法に基づき算出するＭＵＳＩＣスペクトルから受信パワーを求めることができる。また、請求項３に示されるように、受信パワー検出手段は、信号相関行列の対角成分から受信パワーを求めることも可能である。

さらに、この場合において、請求項４に示されるように、ビート信号の周波数であるビート周波数ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶しておき、この記憶内容に基づいて、スレッショルド設定手段による受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）の設定を行うことができる。また、請求項５に示されるように、ビート信号の位相ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶しておき、この記憶内容に基づいて、スレッショルド設定手段による受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）の設定を行うこともできる。また、請求項６に示されるように、ビート信号の遅延時間ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶しておき、この記憶内容に基づいて、スレッショルド設定手段による受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）の設定を行うこともできる。

そして、請求項７に示されるように、ビート信号に基づいて、ターゲットの距離および相対速度を求め、それらを履歴情報として記憶する履歴情報記憶手段を備えることもできる。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

本発明の第１実施形態におけるレーダ装置のブロック構成を示す図である。 図１に示すレーダ装置の信号処理部が実行するＭＵＳＩＣの処理のフローチャートである。 図１に示すレーダ装置の信号処理部が実行する到来波数推定処理のフローチャートである。 （ａ）は、ビート周波数［ｂｉｎ］と固有値λとの相関関係を示した図であり、（ｂ）は、ビート周波数に応じた雑音とビート信号との関係を示した図である。 送信アンテナから出力されるミリ波帯の電波の出力方位エリアとそのエリア内において車両が並走できる最大数との関係を示した模式図である。 第２実施形態におけるレーダ装置の信号処理部が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。 前回のサイクルと今回のサイクルの自車両と他車両との位置関係を示した模式図である。 第３実施形態におけるレーダ装置の信号処理部が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。 第４実施形態におけるレーダ装置の信号処理部が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。 第５実施形態における到来歯数推定処理のフローチャートである。 正しい到来波数の判定とその到来波の方向および受信パワーを求める処理のフローチャートである。 第６実施形態における正しい到来波数の判定とその到来波の方向および受信パワーを求める処理のフローチャートである。 複数のアンテナが等間隔にアレイ状に並べられたアダプティブアンテナに対して、到来波が入力されるときの様子を示した図である。

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。

（第１実施形態）
本発明の一実施形態を適用した車載用のレーダ装置をブロック構成を図１に示す。以下、この図を参照して本実施形態のレーダ装置の構成について説明する。

レーダ装置は、車両の進行方向、例えば前方に向けてミリ波帯の電波を出射すると共に、先行車両などの目標物体によって反射した電波を到来波として受信することで、その到来波の数および方位を求めると共に、目標物体までの距離および自車両に対する相対速度を求めるものである。

図１に示されるように、レーダ装置には、変調信号生成部１、電圧制御発振器２、分配器３、送信アンテナ４、受信部５、ミキサ６、Ａ／Ｄコンバータ７、および、信号処理部８が備えられている。

変調信号生成部１は、例えば、時間に対して直線的に周波数が増減するような変調を行わせる所定周期の三角波状の変調信号を生成するものである。この変調信号生成部１が生成する変調信号が電圧制御発信器２に出力されるようになっている。

電圧制御発振器２は、送信信号となるミリ波帯の高周波信号を生成するものである。この電圧制御発振器２は、変調信号生成部１から出力された変調信号に基づいて高周波信号の周波数を変調信号に応じて制御し、分配器３に出力するようになっている。

分配器３は、電圧制御発振器２から出力された送信信号を電力分配し、ローカル信号を生成するもので、この分配器３からのローカル信号がミキサ６に入力されるようになっている。

送信アンテナ４は、分配器３を経て、電圧制御発振器２から出力された送信信号で示されるミリ波帯の電波を車両の進行方向、例えば前方に向けて出力するものである。

受信部５は、ｋ本のアンテナ５ａが等間隔にアレイ状に並べられたアダプティブアンテナを構成すると共に、複数のアンテナ５ａに入力された到来波の受信データ（受信信号）となるｘｉ（ｔ）、（ｉ＝１〜Ｋ）を得る受信部５ｂと、受信部５ｂが得た各受信データｘｉ（ｔ）それぞれを結合して高周波ミキサ６に伝えるためのスイッチ５ｃを備えた構成となっている。

ミキサ６は、受信部５から伝えられる受信データｘｉ（ｔ）の結合と、分配器３から伝えられるローカル信号とを混合し、これらの信号の差の周波数成分であるビート信号を生成するものである。このとき生成されるビート信号の周波数がビート周波数と呼ばれるもので、送信信号の周波数が増加する時のビート周波数を上り変調時のビート周波数、送信信号の周波数が減少する時のビート周波数を下り変調時のビート周波数と呼び、ＦＭＣＷ方式による目標物体の距離および相対速度の演算に用いられる。

Ａ／Ｄコンバータ７は、ミキサ６から出力されたアナログ値として示されるビート信号をデジタル値に変換するためのものである。

信号処理部８は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏなどを備えた周知のマイクロコンピュータによって構成され、ＲＯＭなどに記憶されたプログラムにしたがった処理を実行するものである。具体的には、信号処理部８は、Ａ／Ｄコンバータ７によってデジタル値に変換されたビート信号に基づいてＭＵＳＩＣの処理に基づく到来波の数および方位の推定（算出）を行うと共に、ＦＭＣＷによる距離や相対速度の算出を行うようになっている。なお、この信号処理部８で算出された到来波の数および方位、目標物体の距離や相対速度に関する情報は、例えばＲＡＭに逐次記憶され、少なくとも次の算出サイクルまで履歴情報として残されるようになっている。なお、信号処理部８のうち、この履歴情報を記憶する部分が履歴情報算出手段に相当する。

次に、上記のように構成されるレーダ装置が実行する処理について、図２および図３に示される処理のフローチャートを参照して説明する。

図２は、ＭＵＳＩＣの処理に基づく到来波の数や方位の推定を示したものであり、図３は、ＭＵＳＩＣの処理中に実行される到来波数推定処理の詳細を示したものである。これら各図に示される処理はレーダ装置における信号処理部８で実行されるもので、レーダ装置の使用期間中、例えば、オートクルーズ制御を実行するためのスイッチ（図示せず）が押下されたときに実行される。

まず、ステップ１００では、受信データｘｉ（ｔ）の取得処理が実行される。この処理は、ビート信号から受信データｘｉ（ｔ）を抽出することによって行われる。

続く、ステップ１１０では、受信データｘｉ（ｔ）に基づいて自己相関行列Ｒｘｘが算出され、ステップ１２０では、ステップ１１０で算出された自己相関行列Ｒｘｘとなるときの固有値λ（λ１〜λＫ）および固有ベクトルＥｎ、Ｅｓが算出される。なお、ここでいう固有ベクトルＥｎとは、それぞれ上述した雑音空間の固有値λを算出する上で掛けたウェイトＷに相当するもので、固有ベクトルＥｓとは、信号空間の固有値λを算出する上で掛けたウェイトＷに相当するものである。これら自己相関行列Ｒｘｘの算出手法、固有値λおよび固有ベクトルＥｎ、Ｅｓの算出手法に関しては従来と同様であるため、ここでは説明を省略する。このように、信号処理部８における自己相関行列Ｒｘｘを算出する部分が自己相関行列算出手段に相当するもので、固有値を算出する部分が固有値算出手段に相当するものである。

ステップ１３０では、到来波数推定処理が実行される。この到来波数推定処理では、図３のフローチャートに示される各処理が実行される。信号処理部８のうち、この到来波数推定処理を実行する部分が到来波数推定手段に相当するものである。

到来波数推定処理が実行されると、まず、ステップ２００において、ビート周波数ごとのスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６の読み出しが行われる。ここでいうビート周波数ごとのスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６とは、図４（ａ）で示されるビート周波数［ｂｉｎ］と固有値λとの相関関係から求められるものであり、例えば予め行った実験結果から求められる。例えば、ビート周波数に応じた雑音として、図４（ｂ）に示されるようにＦＭ−ＡＭ変換雑音や１／ｆ雑音、熱雑音、路面からの反射などの不要信号が発生する。これらがビート周波数と相関関係があることから、各不要信号を足し合わせた値とビート信号との間に線を引くと、図４（ａ）に示されるスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６が求まる。このスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６は、例えば、信号処理部８のＲＯＭなどにマップとして記憶されている。したがって、ステップ２００において、このマップとして記憶されているスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６の読み出しが行われる。

続くステップ２１０では、信号処理部８に入力されたビート信号のビート周波数に応じたスレッショルドλＴＨがマップに記憶されたビート周波数とスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６との相関関係から読み取られ、そのときのビート周波数に応じたスレッショルドλＴＨとして設定される。以上のようなスレッショルドの設定を行う部分がスレッショルド設定手段に相当する。

そして、ステップ２２０にて、上述したステップ１２０で求められた固有値λ（λ１〜λＫ）を入力し、ステップ２３０において、固有値λ（λ１〜λＫ）それぞれがスレッショルドλＴＨよりも大きいか否かが求められる。これにより、ステップ２４０およびステップ２５０に示されるように、各固有値λ（λ１〜λＫ）が信号空間の固有値λｌ〜λＬと雑音空間の固有値λＬ＋１〜λＫとに分別される。なお、図３に示されるフローチャート中では、任意（ｘ本目）の受信アンテナ５ａの受信データをから求められた固有値λｘがスレッショルドλｔｈよりも大きいか否かとして示してあるが、これは、各固有値λ（λ１〜λＫ）を代表的に表したものである。

そして、ステップ２６０において、信号空間の固有値λ１〜λＬの数から到来波数Ｌを推定する。これにより、雑音などの不要信号を考慮にいれた正確な到来波数Ｌの推定を行うことが可能となる。

このように到来波数の推定が行われると、ここで求められた到来波数に基づき、ステップ１４０において、ＭＵＳＩＣスペクトルが算出される。このＭＵＳＩＣスペクトルの算出手法に関しても従来と同様である。

続いて、ステップ１５０において、ステップ１４０で求められた本来の到来波のピーク波に基づいて到来波の方位が算出される。すなわち、到来波のピーク波の分布を見れば、到来波のピーク波に対応する受信アンテナの持つビームが指向する方位を求めることが可能となる。この方位が目標物体の存在する方位として算出される。

ステップ１６０では、受信パワーの算出が行われる。この受信パワーの情報を、FMCWにおける上り／下り両変調時のビート周波数のペアを探索する処理（ペアリング処理という名称で周知）の情報として用い、目標物体からの距離、相対速度を算出する。

以上説明したように、本実施形態では、到来波数推定処理の際に、雑音などの不要信号を考慮してスレッショルドλＴＨを設定し、このスレッショルドλＴＨに基づいて到来波の固有値λ１〜λＫが信号空間の固有値λ１〜λＬか雑音空間の固有値λＬ＋１〜λＫかを分別するようにしている。

これにより、雑音を考慮に入れた上で、信号空間の固有値λ１〜λＬの数から到来波数Ｌを正確に推定することができる。したがって、正確に推定された到来波数Ｌに基づいて、オートクルーズ制御を実行することが可能となり、より適切なオートクルーズ制御の実行が可能となる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態のレーダ装置は、第１実施形態に対して信号処理部８が実行する到来波数推定処理を変更したものであり、その他は第１実施形態と同様であるため、異なる部分についてのみ説明する。

本実施形態は、上記のように、雑音を考慮した到来波推定に加えて、送信アンテナ４から出力されるミリ波帯の電波の出力方位エリアに応じて推定される到来波数の最大値を制限するものである。これについて、図５を参照して説明する。

図５は、送信アンテナ４から出力されるミリ波帯の電波の出力方位エリアとそのエリア内において車両が並走できる最大数との関係を示した模式図である。

この図に示されるように、出力方位エリアの横幅は自車両からの距離から一義的に決まるため、その出力方位エリア内で並走可能な車両（ターゲット）の数が必然的に決まってくる。例えば、出力方位エリアの角度が車両前方を中心とした左右１０度程度であった場合、車両の横幅が１．７ｍ程度、並走している車両間のピッチが３．１ｍ程度であると想定すると、自車両から１７〜１８ｍ程度先であれば３台までしか複数の車両が並走できない。したがって、出力方位エリアごとに到来波数の最大値Ｌｍａｘが決まり、それを超えるような到来波数が推定されるような場合には、それは適切であるとは言えない。このため、本実施形態では、出力方位エリアごとに到来波数の最大値Ｌｍａｘを制限する。

図６は、本実施形態のレーダ装置における信号処理部８が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。

まず、ステップ２００〜２５０において、上記第１実施形態と同様の処理が実行される。そして、ステップ３００において、出力方位エリアごとの到来波数の最大値Ｌｍａｘ（Ｌｍａｘ１、Ｌｍａｘ２・・・）の読み出しが行われる。この最大値Ｌｍａｘは、上述したような考察に基づいて自車両からの距離に応じて決められており、マップとして信号処理部８に記憶されている。このため、信号処理部８に記憶されたマップの読み出しが行われる。

続く、ステップ３１０において、読み出したマップに基づいて、最大値Ｌｍａｘが設定される。具体的には、レーダ装置では、図２に示したように受信パワーに基づいてＦＭＣＷ方式による距離および相対速度の演算が行われている。このため、ここでの演算結果をターゲットとなる目標物体のエリア情報（距離情報）として用い、そのエリア情報に応じた最大値Ｌｍａｘが設定される。以上のような、到来波の数の最大値を設定する部分が到来波最大値設定手段に相当する。

そして、ステップ３２０において、ステップ２４０のように分別された信号空間の固有値λ１〜λＬから求められる到来波数Ｌが最大値Ｌｍａｘ以下になっているか否かが判定される。ここで肯定判定された場合には、到来波数Ｌが物理的に並走しうる車両の数以下になっており、矛盾していないものとして、ステップ２６０において、そのときの到来波数Ｌがそのまま到来波数Ｌとして出力される。

逆に、ここで否定判定された場合には、到来波数Ｌが物理的に並走しうる車両の数以上になっており、矛盾しているものとして、ステップ３３０に進む。そして、このステップでＬｍａｘが到来波数Ｌとして設定され、ステップ２６０において出力される。

以上説明したように、本実施形態では、出力方位エリア内に物理的に並走しうる車両の数を到来波数Ｌの最大値Ｌｍａｘとして制限し、それを超えるような到来波数が推定されるような場合には、矛盾しているものとして、最大値Ｌｍａｘを到来波数Ｌとして設定するようにしている。これにより、より正確に到来波数Ｌの推定を行うことが可能となる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態のレーダ装置は、第１実施形態に対して信号処理部８が実行する到来波数推定処理を変更したものであり、その他は第１実施形態と同様であるため、異なる部分についてのみ説明する。

本実施形態は、上記第２実施形態に加え、レーダ装置の履歴情報から次サイクルで並走するか否かを予測し、その予測結果に応じた到来波数推定を行うものである。これについて図７を参照して説明する。

図７は、複数の先行車両がある場合に、前回のサイクルにおいて、自車両から近い側に位置していた他車両が遠い側に位置していた他車両から離れていたものの、今回のサイクルにおいて、その近い側に位置していた他車両が遠い側に位置していた他車両と並走するような場合を示したものである。

前回のサイクルの時には、自車両と各他車両との距離および相対速度で決まるビート周波数が異なるため、それぞれの他車両からの到来波は違うエリアからのものとして検出され、それぞれのエリアでそれぞれの到来波数が推定されることになる。つまり、自車両から近い側の他車両が存在するエリアにおいて到来波数が１、自車両から遠い側の他車両が存在するエリアにおいて到来波数が１という形態で到来波数が推定される。

これに対し、今回のサイクルの時には、自車両と２台の他車両が両方との距離および相対速度で決まるビート周波数が一致し、２台の他車両からの到来波が同じエリアのものとして到来波数が推定されることになる。

したがって、前回のサイクルの時に求められた先行車両の距離および相対速度から、今回のサイクルの時には、先行車両が他の先行車両と並走するであろうと予測される場合には、それを到来波数推定に用いるようにする。

図８は、本実施形態のレーダ装置における信号処理部８が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。

まず、ステップ２００〜２５０およびステップ３００〜３３０において、上記第２実施形態と同様の処理が実行される。そして、ステップ４００において、レーダ装置で前回のサイクルの時に求められたターゲット（先行車両）の履歴情報から、今回のサイクルにおけるターゲットの位置予測が行われる。これにより、前回のサイクルで並走していなかった他車両同士が今回のサイクルで並走すると予測される場合には、前回の到来波数を１つ加算したものが予測された到来波数として設定されることになる。なお、このようなターゲット位置の予測を行う部分がターゲット位置予測手段に相当するものである。

そして、ステップ４１０において、前回の到来波数に対して１つ加算した値が設定されているかが判定されると共に、ステップ３２０もしくはステップ３３０で設定された到来波数Ｌが前回の到来波数に対して１つ加算された値になっていないか否かが判定される。これにより、前回の到来波数に対して１つ加算した値が設定されており、かつ、到来波数Ｌが前回の到来波数に対して１つ加算された値になっていない場合には、ステップ３２０もしくはステップ３３０で設定された到来波数Ｌが誤っているものとして、ステップ４２０に進んで到来波数ＬがＬ＋１に変えられる。また、前回の到来波数に対して１つ加算した値が設定されていない場合、もしくは、前回の到来波数に対して１つ加算した値が設定されていても、到来波数Ｌが前回の到来波数に対して１つ加算された値になっている場合には、ステップ３２０もしくはステップ３３０で設定された到来波数Ｌが正しいものとして、そのままステップ２６０に進む。そして、到来波数Ｌがステップ２６０において出力される。

以上説明したように、本実施形態では、前回のサイクルの時に得られたターゲットの履歴情報に基づいて、前回のサイクルの時に並走していなかったターゲット同士が今回のサイクルの時に並走するかを予測し、その予測に基づいて到来波数Ｌを修正するようにしている。これにより、より正確に到来波数Ｌの推定を行うことが可能となる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態のレーダ装置は、第３実施形態と同様に、前回のサイクルの時に得られたターゲットの履歴情報に基づいて、前回のサイクルの時に並走していなかったターゲット同士が今回のサイクルの時に並走するかを予測し、その予測に基づいて到来波数Ｌを求めるものであるが、ここではスレッショルドλＴＨを下げることで、その予測に基づく到来波数推定を行う。

図９は、本実施形態のレーダ装置における信号処理部８が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。

まず、ステップ２００〜２１０において、上記第１実施形態と同様の処理が実行される。そして、ステップ５００において、レーダ装置で前回のサイクルの時に求められたターゲット（先行車両）の履歴情報から、今回のサイクルにおけるターゲットの位置予測が行われる。これにより、前回のサイクルで並走していなかった他車両同士が今回のサイクルで並走すると予測される場合には、前回の到来波数を１つ加算したものが予測された到来波数として設定されることになる。

そして、ステップ５１０において、前回の到来波数に対して１つ加算した値が設定されているかが判定される。このステップで肯定判定された場合には、ステップ５２０に進み、スレッショルドλＴＨをαだけ下げたのちステップ２３０に進み、否定判定された場合には、そのままステップ２３０に進む。

ここでいうαは、信号空間の固有値λ１〜λＬの数が１つ分増えると想定される程度の値に設定されるもので、例えば実験的に求められる。

この後は、ステップ２３０において、固有値λ（λ１〜λＫ）それぞれがスレッショルドλＴＨよりも大きいか否かが求められる。これ以降は、第２実施形態と同様の処理が実行される。

以上説明したように、本実施形態も、前回のサイクルの時に得られたターゲットの履歴情報に基づいて、前回のサイクルの時に並走していなかったターゲット同士が今回のサイクルの時に並走するかを予測し、その予測に基づいてスレッショルドλＴＨを修正することで、到来波数Ｌを修正するようにしている。これにより、より正確に到来波数Ｌの推定を行うことが可能となる。

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態のレーダ装置は、第３実施形態とほぼ同様であるが、到来波数を任意の初期値（Ｌ＝Ｌ０、例えばＬ０＝２、３）に固定しておき、その初期値に基づいて仮の到来波数Ｌを求めると共に、受信パワーに基づいて仮の到来波数Ｌから実際の到来波数Ｌを最終的に求めるものである。

図１０は、本実施形態のレーダ装置における信号処理部８が実行する到来波数推定処理のフローチャートを示したものである。本実施形態の場合、この到来波数推定処理によって、まず仮の到来波数Ｌが求められることになる。なお、信号処理部８のうち、この処理を実行する部分が仮到来波数推定手段に相当する。

ステップ２２０では、上記第３実施形態と同様に、固有値λ（λ１〜λＫ）が入力される。そして、ステップ６００にて、到来波数Ｌの初期値が設定され、到来波数Ｌ＝Ｌ０として到来波数Ｌの初期値が固定される。これに基づき、ステップ６１０では、上述した図３に示したステップ２４０、２５０と同様に、信号空間の固有値λ（λ１〜λＬ）と雑音空間の固有値λ（λＬ＋１〜λＫ）とが求められる。

この後、第３実施形態で示したステップ３００〜３３０およびステップ４００から４２０およびステップ２６０の処理が実行されることで、到来波数Ｌが推定される。そして、このようにして求められた値が仮の到来波数Ｌとされる。これにより、到来波数推定処理が終了となる。

そして、この到来波数推定処理が完了すると、図２のステップ１４０に示されるように、求められた仮の到来波数に基づき、従来の手法を用いてＭＵＳＩＣスペクトルが算出される。なお、信号処理部８のうち、この処理を実行する部分がＭＩＳＩＣスペクトル算出手段に相当する。

図１１は、本実施形態のレーダ装置における正しい到来波数Ｌの判定とその到来波の方向および受信パワーを求める処理のフローチャートである。この処理は、図２におけるステップ１５０およびステップ１６０の各処理に相当するものとして実行されるものである。なお、信号処理部８のうち、この処理を実行する部分が方位検出手段および受信パワー検出手段に相当する。

まず、ステップ７００では、ステップ１４０で求められたＭＵＳＩＣスペクトルから確認される到来波のピーク波の方位（以下、ピークサーチ方位という）Ｄ１〜ＤＬと受信パワーＰ１〜ＰＬが検出される。なお、ここでは、上述したステップ２６０において、仮の到来波数Ｌとされていることから、ピーク波の数もそれと同じＬとされる。なお、ピークサーチ方位Ｄ１〜ＤＬと受信パワーＰ１〜ＰＬの算出手法に関しては、上述したステップ１５０、１６０と同様である。

次に、ステップ７１０では、ビート周波数ごとの受信パワーのスレッショルドＰＴＨ１〜ＰＴＨ２５６の読み出しが行われる。ここでいうビート周波数ごとの受信パワーのスレッショルドＰＴＨ１〜ＰＴＨ２５６とは、ビート周波数［ｂｉｎ］と受信パワーとの相関関係から求められるものであり、例えば予め行った実験結果から求められる。

続くステップ７２０では、信号処理部８に入力されたビート信号のビート周波数に応じた受信パワーのスレッショルドＰＴＨがマップに記憶されたビート周波数と受信パワーのスレッショルドＰＴＨ１〜ＰＴＨ２５６との相関関係から読み取られ、そのときのビート周波数に応じた受信パワーのスレッショルドＰＴＨとして設定される。以上のようなスレッショルドの設定を行う部分がスレッショルド設定手段に相当する。

そして、ステップ７３０において、ステップ７００で求められた受信パワーＰ１〜ＰＬがステップ７２０で設定されたビート周波数に応じた受信パワーのスレッショルドＰＴＨを超えているか否かが判定され、受信パワーＰ１〜ＰＬのうちスレッショルドＰＴＨを超えていたもののみが実際に存在する到来波であるものとされる。そして、その実際の到来波の方位と受信パワーとの情報を用いて、目標物体の存在する方位および目標物体からの距離、相対速度が求められる。

以上説明したように、本実施形態では、到来波数Ｌを任意の初期値に固定しておき、この初期値に基づいて仮の到来波数Ｌを求めたのち、仮の到来波の各方位の受信パワーがスレッショルドＰＴＨを超えているか否か判定し、超えていないものを到来波から除くことで、実際の到来波数Ｌを求めるようにしている。これにより、実際の到来波数Ｌを正確に求めることが可能となり、上記第１実施形態と同様の効果を得ることが可能となる。

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態について説明する。本実施形態のレーダ装置は、第５実施形態に対して、図１１に示した処理に変えて図１２に示す処理を実行するものである。その他に関しては第５実施形態と同様であるため、説明を省略する。

図１２は、本実施形態のレーダ装置における正しい到来波数Ｌの判定とその到来波の方向および受信パワーを求める処理のフローチャートである。この処理は、図２におけるステップ１５０およびステップ１６０の各処理に相当するものとして実行されるものである。

まず、ステップ７００では、上記ステップ１４０で求められたＭＵＳＩＣスペクトルからピークサーチ方位Ｄ１〜ＤＬが検出される。

次に、ステップ７４０では、各ピークサーチ方位Ｄ１〜ＤＬでの受信パワーＰ１〜ＰＬが算出される。具体的には、受信パワーＰ１〜ＰＬは次式により求められ、Ｓの対角成分から抽出される（菊間信良、アダプティブアンテナ技術、オーム社、Ｐ．１３７−Ｐ．１４１参照）。

（数５）
Ｓ＝（Ａ^HＡ）^-1Ａ^H（Ｒｘｘ−σ²Ｉ）Ａ（Ａ^HＡ）^-1
ただし、Ｓは信号（波源）相関行列、Ａは方向行列、Ｒｘｘは到来波の受信データｘｉ（ｔ）の自己相関行列、Ｉは単位行列である。

また、ステップ７１０および７２０にて、第５実施形態と同様の処理が行われる。そして、ステップ７３０において、ステップ７５０で求められた受信パワーＰ１〜ＰＬがステップ７２０で設定されたビート周波数に応じた受信パワーのスレッショルドＰＴＨを超えているか否かが判定され、受信パワーＰ１〜ＰＬのうちスレッショルドＰＴＨを超えていたもののみが実際に存在する到来波であるものとされる。その実際の到来波の方位と受信パワーとの情報を用いて、目標物体の存在する方位および目標物体からの距離、相対速度が求められる。

以上説明したように、本実施形態でも、第５実施形態と同様に、到来波数Ｌを任意の初期値に固定しておき、この初期値に基づいて仮の到来波数Ｌを求めたのち、仮の到来波の各方位の受信パワーがスレッショルドＰＴＨを超えているか否か判定し、超えていないものを到来波から除くことで、実際の到来波数Ｌを求めるようにしている。これにより、実際の到来波数Ｌを正確に求めることが可能となり、上記第１実施形態と同様の効果を得ることが可能となる。

（他の実施形態）
上記第１〜第４実施形態では、車載用のレーダ装置を例に挙げて説明したが、他のレーダ装置に対しても本発明を適用することができる。ただし、高速で移動する車両に搭載され、かつ、高いデバイス性能が期待できない車載用のレーダ装置に本発明を適用すると特に好適である。

第３、第４実施形態では、前回のサイクルの時に得られたターゲットの履歴情報に基づいて、前回のサイクルの時に並走していなかったターゲット同士が今回のサイクルの時に並走するかを予測し、その予測に基づいて到来波数Ｌを修正するようにしている。これに対し、前回のサイクルの時に得られたターゲットの履歴情報に基づいて、前回のサイクルの時に並走していたターゲット同士が今回のサイクルの時に並走しないことを予測し、その予測に基づいて到来波数Ｌを修正することも可能である。

この場合、第３実施形態では到来波数ＬがＬ−１に修正され、第４実施形態ではスレッショルドλＴＨが上げられることで固有値λの数が減らされることになる。

もちろん、ここでは並走するターゲットの数が１つ増減する場合についてのみ説明しているが、複数の場合にはその数分だけ増減することになる。

つまり、今回のサイクルの際に到来波推定の際に並ぶと予測されるターゲットの数を求め、この数と前回のサイクルの際に並んでいたターゲットの数との差を求める。そして、前回のサイクルの際に推定された到来波の数と今回のサイクルの際に推定された到来波の数との差と一致していない場合には、前回のサイクルの際に推定された到来波の数に対して、今回のサイクルの際に並ぶと予測されるターゲットの数と前回のサイクルの際に並んでいたターゲットの数との差を加算もしくは減算する。これにより、並走するターゲットの数に応じた到来波の数の推定を行うことが可能となる。

また、上記各実施形態では、MUSIC法を例に挙げて説明したが、固有値分解を用いて到来波数の推定を行った上で、到来波方向を推定するレーダ装置、例えばEsprit法、ユニタリMUSIC法、ユニタリEsprit法などが用いられるレーダ装置についても本発明を適用することが可能である。

さらに、上記実施形態では、FMCWにてビート信号から距離や相対速度を求める場合について例示したが、これに限るものではなく、２周波CWやパルス方式、スペクトラム拡散方式を採用することも可能である。そして、ＦＭＣＷ方式が適用される場合には、ビート周波数ごとのスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６が設定されることになるが、２周波方式や多周波ＣＷ方式が適用される場合には、ビート信号の位相ごとに、パルス方式やスペクトラム拡散方式が適用される場合には、ビート信号の遅延時間、すなわち物標までの距離ごとにスレッショルドが設定されることになる。

そして、上記実施形態では、ビート周波数ごとのスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨ２５６、ＰＴＨ１〜ＰＴＨ２５６というように、２５６個のスレッショルドλＴＨ、ＰＴＨを設定する場合について説明したが、スレッショルドλＴＨ、ＰＴＨの数は任意の数ｎであり、ビート周波数ごとのスレッショルドλＴＨ１〜λＴＨｎ、ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎとすることができる。

なお、各図中に示したステップは、各種処理を実行する手段に対応するものである。

１…変調信号生成部、２…電圧制御発振器、３…分配器、４…送信アンテナ、５…受信部、６…ミキサ、７…Ａ／Ｄコンバータ、８…信号処理部。

Claims (7)

1. 送信アンテナ（４）を通じて送信信号を送信すると共に、互いに異なる位置に配設された複数のアンテナ（５ａ）を介して複数の方向から到来する複数の到来波を受信し、各アンテナ毎の受信信号から、前記送信信号を反射したターゲットからの到来波の方向の推定を行うレーダ装置において、
   前記送信信号と前記受信信号の差の周波数成分であるビート信号を生成するビート信号生成手段（６）と、
   前記ビート信号に基づいて自己相関行列（Ｒｘｘ）を算出する自己相関行列算出手段（１１０）と、
   前記自己相関行列算出手段で算出された自己相関行列から固有値（λ）を算出する固有値算出手段（１２０）と、
   前記到来波の数の推定を行う到来波数推定手段（１３０〜１６０）とを備え、
   前記到来波数推定手段は、前記到来波の数の初期値（Ｌ０）を記憶し、該初期値に基づいて前記固有値（λ）を信号空間の固有値（λ１〜λＬ）と雑音空間の固有値（λＬ＋１〜λＬＫ）に分別することで仮の到来波数を推定する仮到来波数推定手段（１３０）と、
   前記仮到来波数推定手段によって推定された仮の到来波数に基づいて前記到来波の方位（Ｄ１〜ＤＬ）を求める到来波方位検出手段（１５０）と、
   前記到来波方向検出手段で求められた前記到来波の各方位での受信パワー（Ｐ１〜ＰＬ）を求める受信パワー検出手段（１６０）と、
   前記受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）を設定するスレッショルド設定手段（７１０、７２０）とを有し、
   前記受信パワー検出手段にて求められた前記受信パワーが前記スレッショルド設定手段にて設定された前記スレッショルドを超えているか否かを判定し、前記到来波のうち前記受信パワーが前記スレッショルドを超えているものの数を実際の到来波の数として、該実際の到来波の方位と受信パワーを検出するようになっていることを特徴とするレーダ装置。
2. 受信パワー検出手段は、ＭＵＳＩＣ法に基づき算出するＭＵＳＩＣスペクトルから前記受信パワーを求めるようになっていることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記受信パワー検出手段は、信号相関行列をＳ、方向行列をＡ、到来波の受信データｘｉ（ｔ）の自己相関行列をＲｘｘ、単位行列をＩとした場合に、
   （数１）
   Ｓ＝（Ａ^HＡ）^-1Ａ^H（Ｒｘｘ−σ²Ｉ）Ａ（Ａ^HＡ）^-1
   により求められる前記信号相関行列Ｓの対角成分から前記受信パワーを求めるようになっていることを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ装置。
4. 前記ビート信号の周波数であるビート周波数ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶していると共に、この記憶内容に基づいて、前記スレッショルド設定手段が前記受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）を設定するようになっていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のレーダ装置。
5. 前記ビート信号の位相ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶していると共に、この記憶内容に基づいて、前記スレッショルド設定手段が、前記受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）を設定するようになっていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のレーダ装置。
6. 前記ビート信号の遅延時間ごとのスレッショルド（ＰＴＨ１〜ＰＴＨｎ）を記憶していると共に、この記憶内容に基づいて、前記スレッショルド設定手段が前記受信パワーのスレッショルド（ＰＴＨ）を設定するようになっていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のレーダ装置。
7. 前記ビート信号に基づいて、前記ターゲットの距離および相対速度を求め、それらを履歴情報として記憶する履歴情報記憶手段を備えることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１つに記載のレーダ装置。

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