JP2010514281A - 電流操作を基にした高周波可変利得増幅器のための電流制御されたバイアシング - Google Patents

Abstract

可変利得増幅器における減少した電力消費および最小化された利得シフトのための適応型電流制御回路である。自動利得制御回路は、利得制御信号に応答して利得制御電圧を供給する。利得制御電圧は、無線送信動作のための出力信号の利得を設定するために可変利得増幅器によって使用される。適応型電流制御回路は、低利得動作の間に可変利得増幅器への電流を減少させるために同じ利得制御電圧を受信し、一方、高利得動作の間により高い電流を供給する。利得への温度の影響を最小化するために、供給される電流は、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流および絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）電流の混合である。利得への温度の影響をさらに最小化するために、特定の温度範囲についてＰＴＡＴ電流およびＣＴＡＴ電流の比率が調整可能である。

Description

本発明は、概して、無線通信システムに関する。より詳しくは、本発明は、無線通信システムにおける自動利得制御に関する。

本願は、米国特許出願第１１／４０９，０９２号明細書の一部継続出願であり、２００６年１２月２１日に出願された米国仮出願第６０／８７１，３２３号明細書による優先権を主張する。

無線機器は、音声およびデータの移動通信を可能とするために長年使用されてきた。そのような機器は、例えば、携帯電話および無線が利用可能なＰＤＡ（personal digital assistant）を含みうる。図１は、そのような無線機器のコアとなる構成要素の一般的なブロック図である。無線コア１０は、無線機器の適用に固有な機能を制御し、音声またはデータ信号を、高周波（ＲＦ）トランシーバ・チップ１４に供給し、ＲＦトランシーバ・チップ１４から受信するベースバンド・プロセッサ１２を含む。ＲＦトランシーバ・チップ１４は、送信信号の周波数アップ・コンバートおよび受信信号の周波数ダウン・コンバートの機能を有する。ＲＦトランシーバ・チップ１４は、基地局または他の携帯機器から送信された信号を受信するためにアンテナ１８に接続された受信器コア１６、および、利得回路２２を介してアンテナ１８によって信号を送信する送信器コア２０を含む。この技術分野の当業者は、図１が簡略化されたブロック図であり、正しい動作または機能を可能とするために必要な他の機能ブロックを含みうることを理解すべきである。

図２は、図１に表わされている無線コア１０の送信器コア２０のより詳細な回路図である。送信器コア２０は、アップ・コンバートまたはミキサ回路３０、可変利得回路３２、自動利得制御（ＡＧＣ）回路３４、出力ピン３６、ＳＡＷフィルタ３８、駆動回路４０を含む。この技術分野の当業者は、図２に表わされていないが、回路の正しい動作を可能とするために必要な送信器コア２０の追加の構成要素が存在しうることを理解する。アップ・コンバート回路３０は、送信されるベースバンド信号ＩＮを受信し、そのベースバンド信号を所望の送信周波数ｚにアップ・コンバートする。アンコンバートされた信号は、信号ＶＧＡＩＮに応答して可変利得回路３２によって増幅される。ＶＧＡＩＮは、制御電圧ＶＣＯＮＴに応答してＡＧＣ回路３４によって生成される。ＡＧＣ回路３４は、例えば、温度、製造工程、および、電圧のような機器の少なくとも１つのパラメータを検知し、制御信号ＶＧＡＩＮを調整して、ＶＣＯＮＴと可変利得回路３２からの利得との間でほぼ線形な関係を維持する機能を有する。可変利得回路３２の出力は、送信される信号のノイズをフィルタリングするために、出力ピン３６を介してチップ外部のＳＡＷフィルタ３８に接続される。そして、フィルタリングされた信号は、駆動回路４０によって無線機器のアンテナ１８に駆動される。

無線コア１０の主要な機能は、基地局のリクエストに応答して送信信号の利得を制御することである。典型的に、無線機器と通信する基地局は、前に送信された信号が最適以下であると検出されうるので、無線機器に送信のための利得を増加させるように指示する。この技術分野の当業者は、基地局からのリクエストは無線機器に送信される通信信号の中に埋め込まれることを理解する。この増加は、例えば、１０ｄＢ増加と指示することができる。その代わりに、基地局は、最適な性能を維持しつつ、無線機器のバッテリー電力を保護するために、無線機器に利得を減少させるように指示することができる。可変利得回路３２によって供給される利得を調整するために、ベースバンド・プロセッサ１２は可変利得回路３２が所望の利得を供給するように制御するため、アナログ入力制御電圧信号ＶＣＯＮＴを生成する。

前述の通り、所望の利得とＶＣＯＮＴの電圧レベルとの間の関係はほぼ線形であるべきであり、現在使用されている多くの標準は、ＶＣＯＮＴと利得の間で線形な関係に近いものを指定する。そのような標準は、例えば、ＥＤＧＥおよびＷＣＤＭＡ通信標準を含む。

大多数の高周波（ＲＦ）機器は、典型的に利得回路を含み、ＳｉＧｅ（シリコン・ゲルマニウム）、ＧａＡｓ（ガリウム砒素）、または、他のヘテロ接合技術を使用して製造される。この技術分野の当業者は、ＳｉＧｅおよびＧａＡｓ素子によってもたらされる効果を理解する。ＧａＡｓ素子は、より高い電子移動度を有し、低電力で動作し、従来のＣＭＯＳ素子より低いノイズを生成する。一方、ＳｉＧｅヘテロ接合素子は、良好な前方利得および低い逆利得の特性を有し、これは、典型的にホモ接合または従来のバイポーラ・トランジスタによって利用可能であるより低い電流および高い周波数の性能と言い換えられる。そのような技術を用いて製造された利得回路は、一般に、利得とＶＣＯＮＴの間でほぼ線形な関係を見せる。しかし、そのような製造技術は、比較的新しく、たいへん複雑で、従って高価である。従って、これらのＲＦ素子を製造するためのコストは法外でありうる。一方、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）技術は、半導体素子の生産のためにたいへん成熟し、低価格の製造工程である。

図３は、ＣＭＯＳ技術で実現された、図２に表わされているアップ・コンバート回路３０の回路図の一例である。図３の回路は差動信号のために構成され、図２の回路は差動信号の構成を表わす簡略図であることに留意すべきである。アップ・コンバート回路３０は２つの差動対を含み、各々はアンコンバートされた信号のそれぞれの位相を駆動する。第１差動対はｎ−チャンネル・トランジスタ５０、５２、および、５４を含み、トランジスタ５０は共通負荷抵抗Ｒ１を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ５４を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ５２は共通負荷抵抗Ｒ２を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ５４を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ５０および５２のゲートは、それぞれ、相補的なアップ・コンバート周波数信号ｚおよびｚ^＊を受信し、一方、トランジスタ５４のゲートは、入力ベースバンド信号ＩＮの１つの位相を受信する。

第２差動対は、ｎ−チャンネル・トランジスタ５６、５８、および、６０を含み、トランジスタ５８は共通負荷抵抗Ｒ２を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ６０を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ５６は共通負荷抵抗Ｒ１を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ６０を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ５６および５８のゲートは、それぞれ、相補的なアップ・コンバート周波数信号ｚ^＊およびｚを受信し、一方、トランジスタ６０のゲートは、ＩＮ^＊と示された入力ベースバンド信号の逆位相を受信する。アップ・コンバート回路３０の動作は、この技術分野の当業者によく知られている。この回路は、入力ベースバンド信号ＩＮ／ＩＮ^＊をアップ・コンバート周波数ｚ／ｚ^＊と乗算して対応する出力信号ＯＵＴおよびＯＵＴ^＊を供給する。第１差動対は出力信号ＯＵＴを駆動し、一方、第２差動対は逆位相の出力信号ＯＵＴ^＊を駆動する。

図４は、ＣＭＯＳ技術で実現された、図２に表わされている可変利得回路３２の回路図の一例である。図４の回路は差動信号のために構成され、図２の回路は差動信号の構成を表わす簡略図であることに留意すべきである。可変利得回路は、図３に表わされているものと同様に、２つの差動対回路を含む。第１差動対はｎ−チャンネル・トランジスタ７０、７２、および、７４を含み、トランジスタ７０は直接にＶＤＤに結合され、トランジスタ７４を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ７２は負荷抵抗Ｒ３を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ７４を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ７０および７２のゲートは、それぞれ、差動利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋を受信し、一方、トランジスタ７４のゲートは、図３のアップ・コンバート回路３０から信号ＯＵＴ^＊を受信する。図３のＯＵＴ^＊は（図示しない）結合キャパシタを介して、図４のように結合できることに留意すべきである。

第２差動対はｎ−チャンネル・トランジスタ７６、７８、および、８０を含み、トランジスタ７６は直接にＶＤＤに結合され、トランジスタ８０を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ７８は負荷抵抗Ｒ４を通してＶＤＤに結合され、トランジスタ８０を通してＶＳＳに結合される。トランジスタ７６および７８のゲートは、それぞれ、差動利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋を受信し、一方、トランジスタ８０のゲートは、図３のアップ・コンバート回路３０から信号ＯＵＴを受信する。図３のＯＵＴは、（図示しない）結合キャパシタを介して、図４のように結合できることに留意すべきである。

可変利得回路３２の動作は、この技術分野の当業者によく知られている。Ｖ＿ＧＡＩＮ＋が最大電圧レベルであるとき信号ＯＵＴ^＊およびＯＵＴの最大利得が得られ、Ｖ＿ＧＡＩＮ＋が最小電圧レベルであるとき信号ＯＵＴ^＊およびＯＵＴの最小利得が得られる。第１差動対は対応する出力パッドから出力信号Ｖｐｉｎ＋を駆動し、一方、第２差動対はもう１つの対応する出力パッドから逆位相の出力信号Ｖｐｉｎ−を駆動する。これらの出力パッドは、図２に表わされている出力パッド３６に対応する。

理想的には、ベースバンド信号ＩＮ／ＩＮ^＊は、前述した通信標準の１つまたは複数について最小の要求条件を満たすことができるような出力信号Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−として、アンコンバートされ、線形に増幅され、最小ノイズを有する。残念ながら、ＣＭＯＳ可変利得回路３２は、利得と、（Ｖ＿ＧＡＩＮ＋）−（Ｖ＿ＧＡＩＮ−）に等しい入力制御電圧ＶＣＯＮＴとの間でほぼ線形の特性を見せない。実際、ＣＭＯＳトランジスタは、一般に、ほぼ線形の電圧−電流特性を見せない。この理由のために、ＡＧＣ回路３４は、ＣＭＯＳトランジスタの本来の非線形性による、導入される信号の非線形性を補償することを含まなければならない。この技術分野の当業者は、さらに、ＣＭＯＳトランジスタの非線形性は、ＰＶＴ（製造工程、電圧、温度）によってさらに複雑になりうることを理解する。この技術分野の当業者は、これらの変動のうちどの１つも、トランジスタ素子の動作特性、結局、回路の利得の特性に影響しうることを理解する。

上記ＰＶＴ変動のうち製造工程および電圧は、一般に、典型的に、無線機器の動作の間に変化しない静的な変動である。一方、温度は、無線機器の通常動作の間に著しく変動しうる。図５は、異なる動作温度について制御電圧ＶＣＯＮＴの関数として可変利得回路の利得応答の例を表わすグラフである。曲線９０、９２、および、９４は、それぞれ、８５°Ｃ、２２．５°Ｃ、および、−４０°Ｃにおける利得−ＶＣＯＮＴの関係である。３つの曲線は全てほぼ線形であるが、利得の量は、与えられたＶＣＯＮＴの値について２０ｄＢまで変動しうるので、温度による変動、および、従って、可変利得回路の全体の線形性は達成されない。

可変利得回路３２の実際の利得が制御電圧ＶＣＯＮＴと線形な関係に従うことを確実にするために、この技術分野の当業者に知られた各種技術およびＡＧＣ３４のための対応する利得制御回路の実現が存在する。引用して組み込まれる、共有の米国出願第１１／０９２，５６６号明細書は、温度、供給電圧、および、製造工程のパラメータのいずれか１つを監視し、可変利得回路のために対応する補償された利得制御電圧を生成することによる利得制御のためのデジタルシステムを開示する。この技術分野の当業者は、上述したＡＧＣシステムがＣＭＯＳ回路の本来の非線形特性を訂正／補償する１つの可能な技術であることを理解する。他の可能なＡＧＣシステムは、帰還システムまたは基準回路を利用するシステムを含みうる。

前述したＡＧＣ回路は、利得制御信号ＶＣＯＮＴと可変利得回路３２からの実際の利得との間のほぼ線形な関係を効果的に確立するが、有効な範囲は約４０ｄＢに制限される。これはＧＳＭおよびＥＤＧＥのような標準のために十分であるが、ＷＣＤＭＡのような標準は、約８５ｄＢの、より大きい最小範囲を要求する。従って、そのようなＡＧＣ回路を利用する無線コアはＷＣＤＭＡ標準に適合しない。これは、主に、飽和モードで動作するＣＭＯＳトランジスタの本来の非線形の振る舞いによるものである。

この技術分野の当業者は、可変利得回路３２のようなＣＭＯＳ回路は、典型的に、飽和モードで動作することを理解する。飽和したトランジスタは理想的な電流源として動作するが、そのドレイン電流（Ｉｄ）とそのゲート−ソース電圧（Ｖｇｓ）との間で非線形な関係を有する。さらに、トランジスタを飽和モードで動作させ続けるために、トランジスタのドレイン−ソース電圧（Ｖｄｓ）は、Ｖｇｓ−Ｖｔ以上でなければならない。ここで、Ｖｔはトランジスタの閾値電圧である。従って、電圧のヘッドルームは減少し、これは入力信号のクリッピングに導きうる。

利得特性を指定する標準に加えて、結果としてのアンコンバートされ増幅された信号における許容可能なノイズの最大量を管理する標準が存在する。残念ながら、図２の回路は、ＳＡＷフィルタ３８を追加して、アップ・コンバート回路３０、可変利得回路３２の中で、および、ＡＧＣ回路３４から生成される信号からの望まないノイズを除去することを必要とする。

図３および図４の回路図に関して、回路の電流−電圧および電圧−電流変換段の各々においてノイズが導入される。図３のアップ・コンバート回路３０で始めると、信号ＩＮ／ＩＮ^＊は、トランジスタ５０、５２、５６、および、５８を通して電流を生成するために、トランジスタ５４および６０のオンおよびオフを切り換える電圧信号である。そして、これらの電流は、電圧信号ＯＵＴ／ＯＵＴ^＊に変換され、可変利得回路３４に供給される。可変利得回路３２において、電圧信号ＯＵＴ／ＯＵＴ^＊は、トランジスタ７２および７８を通して信号電流を生成するために、トランジスタ７４および８０のオンおよびオフを切り換える。そして、これらの電流は、電圧信号Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−に変換される。電圧−電流および電流−電圧変換段の各々は、結果としての出力信号Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−にノイズを導入する。ノイズに加えて、多数の電圧−電流および電流−電圧変換段は電流を消費し、従って、携帯無線機器内の限られたリソースである電力を浪費する。

ＣＭＯＳ送信器の回路、特に、アップ・コンバート回路、可変利得回路、および、自動利得回路は、より魅力的なバイポーラ版より製造コストが少ない。ＣＭＯＳ可変利得回路の本来の非線形性は既存の回路を用いて補償／訂正されるが、ＷＣＤＭＡ標準のためには不十分な４０ｄＢの範囲に制限される。さらに、ミキサ回路および可変利得回路によって加えられるノイズは、チップ外部のＳＡＷフィルタの別個の素子を必要とし、潜在的に、追加の素子により無線機器のフォームファクタおよびコストを増加させる。

従って、ノイズを最小化させ、大きい範囲の利得および線形動作を提供するための利得システムを有するＣＭＯＳ送信器を提供することが望ましい。

本発明の目的は、先行技術の少なくとも１つの欠点を除去または軽減することである。

第１の態様によれば、本発明は、無線送信器コアのための利得システムを提供する。前記利得システムは、自動利得制御回路と、可変利得増幅器と、電流制御器とを含む。前記自動利得制御回路は、制御信号に応答して利得レベルに対応する差動利得制御信号を供給する。前記自動利得制御回路は、前記制御信号と線形な関係を有するように前記差動利得制御電圧を制御する。前記可変利得増幅器は、前記差動利得制御信号に応答して前記利得レベルでデータ信号を増幅するための可変電流を受信し、前記可変利得増幅器の出力電力は最小出力電力と最大出力電力との間で変動する。前記電流制御器は、前記差動利得制御信号に応答して前記可変電流を調整する。前記電流制御器は、前記最小出力電力において前記可変電流を最小化し、前記最大出力電力において前記可変電流を最大化する。本発明の一実施形態によれば、前記電流制御回路は、電流操作回路と、カレント・ミラー回路とを含む。前記電流操作回路は、前記差動利得制御電圧の第１制御電圧に応答して基準電流としての出力ノードへのバイアス電流の一部を操作する。前記カレント・ミラー回路は、前記基準電流を受信し、大きさにおいて前記基準電流に対応する可変電流を生成する。前記電流操作回路は、第１入力ｎ−チャンネル・トランジスタと、第２入力ｎ−チャンネル・トランジスタと、バイアス電流源とを含む。前記第１入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、ＶＤＤに結合された負荷素子と共通ノードとの間に直列に接続され、そのゲートは前記第１制御電圧に結合される。前記第２入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、前記カレント・ミラー回路と前記共通ノードとの間に直列に接続され、そのゲートは前記差動利得制御電圧の第２制御電圧に結合される。前記バイアス電流源は、前記バイアス電流を供給するために前記共通ノードに結合される。

本実施形態のさらなる態様において、前記可変利得増幅器は、入力段と、ミラー・トランジスタと、ダイオード接続されたトランジスタとを含む。前記入力段は、前記データ信号に応答して電流を差動増幅段に結合し、前記差動増幅段は、前記差動利得制御電圧に応答して前記データ信号に対応する増幅された信号を供給する。前記ミラー・トランジスタは、前記電流を前記入力段に供給し、前記ダイオード接続されたトランジスタは、前記可変電流を受信し、前記ダイオード接続されたトランジスタは、前記ミラー・トランジスタとカレント・ミラー構成に配置される。さらに、前記バイアス電流源は、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流と絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）電流との結合を供給する混合型電流源を含む。前記混合型電流源は、前記ＰＴＡＴ電流を供給する調整可能なＰＴＡＴ電流源と、前記ＣＴＡＴ電流を供給する調整可能なＣＴＡＴ電流源と、前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流とを結合する電流合算器と、ミラー・トランジスタとを含みうる。前記ミラー・トランジスタは、前記バイアス電流を供給するために前記電流合算器とカレント・ミラー構成に配置され、前記バイアス電流は、前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流との合計に対応する大きさを有する。

本実施形態のさらにもう１つの態様において、前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は、異なるＰＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源と、前記ＰＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを共通ノードに選択的に結合するＰＴＡＴスイッチ回路と、を含む。前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は、異なるＣＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源と、前記ＣＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つをもう１つの共通ノードに選択的に結合するＣＴＡＴスイッチ回路と、を含む。前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は前記バイアス電流の第１比率係数を供給するようにプログラムされ、前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は前記バイアス電流の第２比率係数を供給するようにプログラムされ、前記第１比率係数と前記第２比率係数とは合計がほぼ１である。前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は第１比率制御ワードに応答してプログラムされ、前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は第２比率制御ワードに応答してプログラムされる。

本実施形態のまたさらなる態様において、前記第１比率制御ワードおよび前記第２比率制御ワードは、検知された温度に応答して調整される。前記利得システムは、温度センサと、温度デコーダとをさらに含む。前記温度センサは、前記検知された温度に対応するアナログ信号を供給する。前記温度デコーダは、前記温度センサから受信したアナログ信号に応答して前記第１比率制御ワードおよび前記第２比率制御ワードを生成する。前記温度デコーダは、アナログ−デジタル変換器と、第１デコーダと、第２デコーダとを含む。前記アナログ−デジタル変換器は、前記アナログ信号に応答してデジタル出力信号を供給する。前記第１デコーダは、前記デジタル出力信号を受信し、前記第１比率制御信号を生成する。前記第２デコーダは、前記デジタル出力信号を受信し、前記第２比率制御信号を生成する。

第２の態様において、本発明は、無線送信器コアのための利得システムを提供する。前記利得システムは、可変利得増幅器と、温度センサと、温度デコーダと、電流制御器とを含む。前記可変利得増幅器は、差動利得制御信号に応答して利得レベルでデータ信号を増幅するための可変電流を受信し、前記可変利得増幅器の出力電力は最小出力電力と最大出力電力との間で変動する。前記温度センサは、検知された温度に対応するアナログ信号を供給する。前記温度デコーダは、前記温度センサから受信されたアナログ信号に応答して、第１比率制御ワードおよび第２比率制御ワードを生成する。前記電流制御器は、前記第１比率制御ワードに応答して絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流を供給し、前記第２比率制御ワードに応答して絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）電流を供給する。前記電流制御器は、前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流とを合計して前記可変電流を供給する。本態様の一実施形態において、前記電流制御器は、ＰＴＡＴ電流操作回路と、ＣＴＡＴ電流操作回路と、電流重み付け回路とを含む。前記ＰＴＡＴ電流操作回路は、前記差動利得制御信号に応答して前記ＰＴＡＴ電流を生成する。前記ＣＴＡＴ電流操作回路は、前記差動利得制御信号に応答して前記ＣＴＡＴ電流を生成する。前記電流重み付け回路は、前記ＰＴＡＴ電流および前記ＣＴＡＴ電流を受信し、前記ＰＴＡＴ電流、追加ＰＴＡＴ電流、前記ＣＴＡＴ電流、追加ＣＴＡＴ電流の合計に対応する可変電流を供給する。

本実施形態の一態様において、前記電流重み付け回路は、前記第１比率制御ワードに応答して前記追加ＰＴＡＴ電流を供給する調整可能なＰＴＡＴ電流源と、前記第２比率制御ワードに応答して前記追加ＣＴＡＴ電流を供給する調整可能なＣＴＡＴ電流源と、を含む。前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は、少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源と、ＰＴＡＴスイッチ回路とを含む。前記少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源は、異なるＰＴＡＴ電流を供給する。前記ＰＴＡＴスイッチ回路は、前記追加ＰＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを供給電圧（ＶＤＤまたはＶＳＳ）に選択的に結合する。前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は、異なるＣＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源を含む。前記ＣＴＡＴスイッチ回路は、前記追加ＣＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを供給電圧（ＶＤＤまたはＶＳＳ）に選択的に結合する。前記供給電圧はＶＤＤであるか、または、前記供給電圧はＶＳＳであり、前記追加ＰＴＡＴ電流および前記追加ＣＴＡＴ電流は負の電流である。

さらなる態様において、前記ＰＴＡＴ電流操作回路は、一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタと、ＰＴＡＴ電流源と、カレント・ミラー回路とを含む。前記一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、共通ノードに並列に接続され、ＰＴＡＴ基準電流の一部を供給するために前記差動利得制御信号によって制御される。前記ＰＴＡＴ電流源は、前記ＰＴＡＴ基準電流を供給するために前記共通ノードに結合される。前記カレント・ミラー回路は、前記ＰＴＡＴ基準電流を受信し、大きさにおいて前記ＰＴＡＴ基準電流に対応するＰＴＡＴ電流を生成する。前記ＣＴＡＴ電流操作回路は、もう一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタと、ＣＴＡＴ電流源と、もう１つのカレント・ミラー回路とを含む。前記もう一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、もう１つの共通ノードに並列に接続され、ＣＴＡＴ基準電流の一部を供給するために前記差動利得制御信号によって制御される。前記ＣＴＡＴ電流源は、前記ＣＴＡＴ基準電流を供給するために前記もう１つの共通ノードに結合される。前記もう１つのカレント・ミラー回路は、前記ＣＴＡＴ基準電流を受信し、大きさにおいて前記ＣＴＡＴ基準電流に対応するＣＴＡＴ電流を生成する。

本発明の他の態様および特徴は、添付図面に関する本発明の具体的な実施形態の続く説明を検討して、この技術分野の当業者に明らかになる。

先行技術の無線コアのブロック図である。 図１に表わされている無線コアの送信器の経路の回路のブロック図である。 先行技術のＣＭＯＳミキサ回路の回路図である。 先行技術のＣＭＯＳ利得回路の回路図である。 異なる動作温度についての利得制御電圧に対する利得のプロットである。 本発明の一実施形態による、低ノイズＣＭＯＳ利得制御回路のブロック図である。 本発明の一実施形態による、図６ａの低ノイズＣＭＯＳ利得制御回路のブロック図である。 本発明の一実施形態による、図６ｂに表わされている電圧−電圧変換回路の回路図である。 本発明の一実施形態による、図６ｂに表わされているＰＴＡＴ回路の回路図である。 本発明の一実施形態による、図６ｂに表わされている線形化回路の回路図である。 本発明の一実施形態による、図６ｂに表わされている結合されたミキサおよびＶＧＡ回路の回路図である。 本発明の一実施形態による、図１０に表わされている線形のノイズ抑制された電流源回路の回路図である。 可変利得増幅器の利得を設定するための制御電圧ＶＣＯＮＴに対する出力電力（ｄＢ）のプロットの一例である。 本発明の一実施形態による、組み込まれた調整可能な電流制御を有する利得システムのブロック図である。 本発明の一実施形態による、図１３の電流制御回路の回路図である。 図１３の可変利得増幅器の回路実現の一例である。 温度による利得変化を表わす、制御電圧ＶＣＯＮＴに対する出力電力（ｄＢ）のプロットの一例である。 本発明のもう１つの実施形態による、混合型電流源の概念図である。 図１７の調整可能なＣＴＡＴ電流源の詳細を表わす回路図である。 図１７の調整可能なＰＴＡＴ電流源の詳細を表わす回路図である。 本発明の一実施形態による、温度に応答する組み込まれた調整可能な電流制御を有する利得システムのブロック図である。 図１９の温度デコーダのブロック図である。 図１９の温度依存の電流制御回路の回路図である。 代わりの調整可能なＰＴＡＴ電流源を表わす回路図である。 代わりの調整可能なＣＴＡＴ電流源を表わす回路図である。

以下、添付図面を参照して、単に例として本発明の実施形態を説明する。
概して、本発明は、アナログ制御電圧を受信し、サブスレッショルド領域で動作する可変利得回路の利得を線形に制御するために温度補償された利得電圧を生成するＣＭＯＳ自動利得制御（ＡＧＣ）回路を提供する。サブスレッショルド領域で動作するカレント・ミラー回路に結合された抵抗回路を有するＰＴＡＴ回路は、温度と比例関係を有する電流を生成する。この電流は、アナログ制御電圧に応答して中間電圧を生成する電圧−電圧変換回路の電源として使用される。サブスレッショルド領域で動作する線形化回路は、中間電圧を予め調整し、そして、可変利得回路に印加する。可変利得回路はサブスレッショルド領域で動作し、予め調整された中間電圧は、アナログ制御電圧に関して、約４５ｄＢの範囲で、ほぼ線形であるように利得の量を制御する。２つの利得段が接続されるならば、全体で９０ｄＢの範囲が達成される。

本発明のもう１つの実施形態によれば、電圧−電流および電流−電圧変換段の数を減少させるために、サブスレッショルド領域で動作する可変利得回路がアップ・コンバート回路と結合されうる。従って、その動作の間に生成されるノイズの量を減少させることができる。これを行うことができるのは、サブスレッショルド・トランジスタのＶｄｓが、飽和領域で動作するために必要とされる関係Ｖｄｓ＞Ｖｇｓ−Ｖｔをもはや維持する必要がないからである。従って、最小電圧源のヘッドルームが消費される。さらに、ミキサ回路の電流源は、帯域ノイズの外へ除去するためにチップ上のロー・パス・フィルタを含むように構成することができ、これは外部のフィルタ素子を不要にするために十分である。

後述するように、図４に表わされている回路のようなＣＭＯＳ可変利得回路は、サブスレッショルド領域で動作するようにバイアスされる。この技術分野の当業者は、Ｖｇｓ＜ＶｔｎであるときＣＭＯＳ・ｎ−チャンネル・トランジスタはサブスレッショルド領域で動作することを理解する。ここで、Ｖｔｎはｎ−チャンネル・トランジスタの閾値電圧である。サブスレッショルド動作においてトランジスタを通してドレイン電流が流れ、このドレイン電流はＶｇｓに関して指数関数的である。この特性は、ＢＪＴトランジスタのコレクタ電流およびベース／エミッタ電圧に類似する。入力制御電圧との線形な利得の関係が固有に得られるので、この特性は利得回路の適用のためにたいへん効果的である。この関係は、下記の式（１）に表わされている。

（１） Ｉｄ＝Ｃｏｎｓｔ×ｅ^{ｑＶｇｓ／ｋＴＮ}
ここでＣｏｎｓｔおよびＮは定数、ｋはボルツマン定数、ｑは電荷、Ｔはケルビンにおける温度、Ｎは勾配パラメータである。

例えば、図４に表わされている可変利得回路３２の第１差動対を使用して、トランジスタ７０および７２がサブスレッショルド内に存在するならば、結果としての線形な利得は下記の式（２）によって特徴付けられる。

（２） Ｇ＝（Ｉ_７２／Ｉ_７４）ｄｃ＝１／（１＋ｅ^{（−Ｖ＿ＧＡＩＮ／ｎＶｔ）}）

ここで、Ｇは利得、Ｉ_７２はトランジスタ７２を通るｄｃ電流、Ｉ_７４はトランジスタ７４を通るｄｃ電流、ｎはトランジスタの定数、Ｖｔは閾値電圧である。ｄＢで表現された式（２）は、下記の式（３）の通りである。

（３） ＧｄＢ＝−ｌｎ（１＋ｅ^{（−Ｖ＿ＧＡＩＮ／ｎＶｔ）}）

式（１）に表わされているように、サブスレッショルドのドレイン電流は、望まない温度への依存を有する。式（３）に表わされているように、“１”の項は利得回路の線形性に不利に影響を与える。従って、本発明の利得制御回路は、可変利得回路の温度への依存を補償し、式（３）における“１”を消去するためにオフセットの項を生成する。

図６ａは、本発明の一実施形態による利得システムのブロック図である。利得システム１００は、概して、利得制御回路１０２および可変利得回路１０４を含む。利得システム１００は、好ましくは、無線機器の送信器コア内に実装され、より詳しくは、図２の素子３０、３２、および、３４を置換することができる。利得制御回路１０２は、入力制御電圧ＶＣＯＮＴを受信し、可変利得回路１０４の利得を制御するために差動に対応する利得信号Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−を生成する。後述するように、利得信号Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−は、ＶＣＯＮＴとほぼ線形な関係を有するように制御される。利得信号Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−に応答して、可変利得回路は、ＶＣＯＮＴによって指示されたある利得の量を用いて、（図示しない）ベースバンド・プロセッサからのデータ信号ＩＮを差動出力信号Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−として増幅する。

本発明の一実施形態による利得システムのさらなる詳細が図６ｂに表わされている。利得制御回路１０２は入力制御電圧を受信し、可変利得回路１０４の利得を制御するために、差動に対応する利得信号Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−を生成する。可変利得回路１０４は、任意選択で、後述する本発明の一実施形態による別個のアップ・コンバートおよび利得回路、または、結合されたアップ・コンバートおよび可変利得回路を含む。可変利得回路１０４は、送信される差動ベースバンド信号ＩＮ＋／ＩＮ−を受信し、それらを周波数信号ｚ／ｚ^＊にアップ・コンバートし、図２に表わされている駆動回路４０のような下流の回路のために差動出力信号Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−を生成する。

以下、利得制御回路１０２のより詳細な説明が続く。図６ｂに表わされている実施形態において、利得制御回路１０２は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０６、マルチプレクサ回路１０８、電圧−電流変換回路１１０、電流制御回路１１２、電流−電圧変換回路１１４、電圧変換回路１１６、ＰＴＡＴ回路１１８、および、線形化回路１２０を含む。

マルチプレクサ回路１０８は、２つの入力制御電圧信号のうち１つを選択的に電圧−電流変換回路１１０に結合する。第１信号は、チップのピンからのアナログ電圧Ｖ＿ａｎａｌｏｇとすることができ、第２信号は、ＤＡＣ・１０６によってアナログ電圧に変換されたデジタル信号Ｖ＿ｄｉｇｉｔａｌ［０：ｎ］とすることができる。Ｖ＿ｄｉｇｉｔａｌ［０：ｎ］は、ベースバンド・プロセッサまたは他のデジタル源によって供給することができ、ＤＡＣ・１０６の解像度と合致するようにｎ−ビット幅とすることができる。

電圧−電流変換回路１１０は、マルチプレクサ１０８からの入力電圧を電流に変換するための標準的な良く知られた回路である。入力電圧を電流に変換する目的は、電流制御回路１１２による信号の操作を容易にすることである。この技術分野の当業者は、電圧より電流を操作することがより容易であることを理解する。電流操作の例は、フィルタリングすること、有効な入力制御電圧の範囲をずらすこと、電流を入力制御電圧の勾配特性に調整することによる入力制御電圧への電流感度を含みうる。

そして、結果としての電流は、続く回路ブロックの温度依存の調整のための準備において、電流−電圧回路１１４によって対応する電圧に逆変換される。本発明の代わりの実施形態によれば、入力制御電圧が電圧変換回路１１６に直接に結合されるように、回路１１０、１１２、および、１１４を省略することができる。

そして、電流−電圧回路１１４からの調整された電圧は、電圧変換回路１１６によって処理され、温度の関数である電圧を生成する。温度補償された電圧と呼ぶ、結果としての電圧の温度依存を確定するために、ＰＴＡＴ回路１１８が使用される。ＰＴＡＴ回路１１８は、温度に比例し、回路素子のための電源として電圧変換回路１１６によって使用される電流を生成する。

そして、温度補償された電圧は、線形化回路１２０によってさらに調整されて、利得信号Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−を生成する。特に、線形化回路１２０は、可変利得回路１０４によって生成される正のオフセットを消去する負のオフセットを利得信号に加え、従って、温度に依存しないほぼ線形な動作を保証する。

ＤＡＣ回路１０６、マルチプレクサ１０８、電圧−電流変換器１１０、電流制御回路１１２は、ここで説明している本発明の実施形態のための任意選択の回路であるが、この技術分野において標準的な回路である。電流制御回路１１２は標準化されていないが、所望のように電流を操作するために、各種の知られた回路技術を使用することができる。

次に、図７に表わされている回路構成を有する電圧変換回路１１４および１１６を説明する。電圧変換回路１１４および１１６は、ｐ−チャンネル・トランジスタ２００および２０２からなるカレント・ミラー対、ダイオード接続されたｎ−チャンネル・トランジスタ２０４および２０６、および、負荷抵抗２１４、２１６、および、２１８に結合されたｎ−チャンネル・トランジスタ２０８および２１０からなる差動回路からなる。好ましくは、抵抗２１４、２１６、および、２１８は、値が等しい。ダイオード接続されたｎ−チャンネル・トランジスタ２０４は、トランジスタ２０８とともにカレント・ミラー対を構成し、同様に、ダイオード接続されたｎ−チャンネル・トランジスタ２０６は、トランジスタ２１０とともにカレント・ミラー対を構成する。ここで示した回路は、電圧変換回路１１４および１１６のために使用することができるよく知られた回路の一例である。

トランジスタ２００は、ＶＤＤと、電圧−電流変換回路１１０によって供給される入力制御電流ｌｃｏｎｔｒｏｌ＋との間に接続されたソース／ドレイン端子を有し、トランジスタ２０２および２０４は、ＶＤＤと電流源２２０との間に直列に接続される。トランジスタ２０６は、ＶＤＤおよび電流源２２０に接続されたソース／ドレイン端子を有する。負荷抵抗２１４および２１６の共通端子は、抵抗２１８を介してＶＤＤに結合され、負荷抵抗２１４および２１６の他の端子は、それぞれ、トランジスタ２０８および２１０に接続される。温度補償された電圧信号Ｖ＿ｃｏｍｐ＋／Ｖ＿ｃｏｍｐ−は、トランジスタ２０８および２１０のドレイン端子から生成されるが、それらの共通ソース端子はＰＴＡＴ電流を受信するために結合される。

全体の動作において、電圧変換器１１６は、トランジスタ２０４に結合されたカレント・ミラー・トランジスタ２００および２０２のおかげで、トランジスタ２０４および２０６を通る電流を異なって操作することによって、ｌｃｏｎｔｒｏｌ＋から温度補償された電圧信号Ｖ＿ｃｏｍｐ＋／Ｖ＿ｃｏｍｐ−を生成する。従って、トランジスタ２０８および２１０のゲートは異なってバイアスされ、それによって、トランジスタ２０８および２１０を通る電流を制御する。そして、Ｖ＿ｃｏｍｐ＋およびＶ＿ｃｏｍｐ−は、異なる電圧レベルに設定される。温度補償回路は、電流Ｉ＿ＰＴＡＴによってトランジスタ２０８および２１０を通る電流を設定する。

トランジスタ２００、２０２、２０４、および、２０６は、ｌｃｏｎｔｒｏｌ＋を２つの異なる電圧Ｖ＿ｃｏｍｐ＋およびＶ＿ｃｏｍｐ−に変換するために、電流−電圧変換器として有効に機能する。そして、トランジスタ２０８、２１０、および、２１２の差動対回路は、電流を温度に関係する差動電圧に変換するために、電流−電圧変換器として有効に機能する。

供給電流Ｉ＿ＰＴＡＴを生成するのは、ＰＴＡＴ（proportional to absolute temperature（絶対温度に比例する））回路１１８である。図８に表わされているＰＴＡＴ回路１１８は、ｐ−チャンネル・トランジスタ２５０、２５２、抵抗２５４、２５６、および、２５８、ｎ−チャンネル・トランジスタ２６０、２６２、オペアンプ２６４、ｐ−チャンネル・トランジスタ２６６、および、ｎ−チャンネル・カレント・ミラー・トランジスタ２６８および２７０を含む。トランジスタ２５０および２５２は、カレント・ミラー構成に配置され、Ｖｄｄに接続されたドレイン端子を有する。トランジスタ２５０は、一組の並列電圧駆動分岐からなる電圧駆動回路に電流を供給する。ここで、第１分岐は、トランジスタ２５０のソース端子とＶｓｓとの間に直列に接続された抵抗２５４、２５８、および、トランジスタ２６０を含む。第２分岐は、トランジスタ２５０のソース端子とＶｓｓとの間に直列に接続された抵抗２５６およびトランジスタ２６２を含む。トランジスタ２６０および２６２は、カレント・ミラー構成に配置され、サブスレッショルド・モードで動作する。オペアンプ２６４は、抵抗２５４および２５８の共通端子（ノードＶ１）に接続された正の入力端子、および、抵抗２５６およびトランジスタ２６２の共通端子（ノードＶ２）に接続された負の／基準入力端子を有する。オペアンプ２６４の出力は、トランジスタ２５２のソースおよび駆動トランジスタ２６６のゲートに接続される。駆動トランジスタ２６６は、Ｖｄｄに接続されたドレイン端子およびダイオード接続されたトランジスタ２６８に接続されたソース端子を有する。トランジスタ２６８および２７０はカレント・ミラー構成で接続されているので、それらが同じサイズであると仮定すると、トランジスタ２７０を通る電流は、トランジスタ２６８を通る電流と同じである。この電流は、電圧変換回路１１６において使用されるＩ＿ＰＴＡＴである。

ＰＴＡＴ回路１１８の上述した構成要素は、機能的に次のようにグループ分けすることができる。第１および第２電圧駆動分岐からなる電圧分割回路は、抵抗２５４、２５６、および、２５８のために選択された値に応じて異なりうる、温度依存の電圧Ｖ１およびＶ２を生成する。好ましくは、抵抗２５４および２５８の値の比率（２５４／２５８）は３または４に制限され、一方、抵抗２５４および２５６の値は互いに等しい。これらの温度依存の電圧は、オペアンプ２６４、および、トランジスタ２５０、２５２、および、２６６からなる電流生成回路によって受信される。オペアンプ２６４の電圧出力は、電圧分割回路に給電する、制御される電流源２５０によって供給される帰還電流、および、制御される電流源２６６によって供給される電流を制御する。オペアンプ２６４の電圧出力は温度に関係し、電流源２５０および２６６によって供給される電流も同じである。

全体の動作において、抵抗２５４、２５６、および、２５８の値は、トランジスタ２６０および２６２をサブスレッショルド領域の動作に維持するように選択され、一方、オペアンプ２６４は、トランジスタ２５２への出力の帰還によってＶ１＝Ｖ２を維持し、それによって、トランジスタ２５０を通る電流を制御する。トランジスタ２６０および２６２はサブスレッショルド領域の動作に維持されるので、前述した電流と温度との間の指数関数的な関係を見せる。従って、出力電流Ｉ＿ＰＴＡＴは温度に比例する。

図９は、図６ｂに表わされている線形化回路１２０の回路図である。線形化回路１２０は、温度補償された電圧信号Ｖ＿ｃｏｍｐ＋／Ｖ＿ｃｏｍｐ−を受信し、可変利得回路の制御がほぼ線形であるように、信号を予め調整する機能を有する。より詳しくは、線形化回路１２０の機能は、可変利得回路について上述した式（３）の“１”の項を埋め合わせまたは消去することである。

線形化回路１２０は、ｎ−チャンネル・トランジスタ３００、３０２、３０４、および、３０６、オペアンプ回路３０８、および、電流源３１０および３１２を含む。トランジスタ３００および３０２は第１差動対を構成し、一方、トランジスタ３０４および３０６は第２差動対を構成する。トランジスタ３００および３０４のゲートはＶ＿ｃｏｍｐ＋を受信し、トランジスタ３０２のゲートのみＶ＿ｃｏｍｐ−を受信する。トランジスタ３０６のゲートはオペアンプ回路３０８の出力を受信し、これは出力Ｖ＿ＧＡＩＮ−である。入力信号Ｖ＿ｃｏｍｐ＋は、出力においてＶ＿ＧＡＩＮ＋と単に再度ラベル付けされる。オペアンプ回路３０８は、トランジスタ３００および３０２の共通ソース端子（Ｖ３）に結合された正の入力、および、トランジスタ３０４および３０６の共通ソース端子（Ｖ４）に結合された基準入力を有する。トランジスタ３００、３０２、３０４、および、３０６のドレイン端子はＶｄｄに接続され、電流源はＶｓｓに接続される。トランジスタ３００、３０２、および、３０６のＷ／Ｌサイズは同じであるが、トランジスタ３０４のＷ／Ｌサイズは約２Ｗ／Ｌであることに留意すべきである。

全体の動作において、トランジスタ３００、３０２、３０４、および、３０６は、サブスレッショルド領域で動作し、オペアンプ回路は、トランジスタ３０６のゲート電圧を調整することによって、ノードＶ４における電圧をノードＶ３における電圧に等しく維持する。ここで、入力電圧Ｖ＿ｃｏｍｐに対する出力電圧Ｖ＿ＧＡＩＮの関係を、下記の式（４）から（１２）を参照して説明する。トランジスタ３００、３０２、３０４、および、３０６を通る電流をそれぞれ電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、および、Ｉ４、電流源３１０および３１２を通る電流をそれぞれ電流Ｉ５およびＩ６と示すことに留意すべきである。トランジスタ３００、３０２、３０４、および、３０６のゲート−ソース電圧をそれぞれＶｇｓ１、Ｖｇｓ２、Ｖｇｓ３、および、Ｖｇｓ４と示す。

（４） Ｉ１＋Ｉ２＝Ｉ５
（５） Ｉ３＋Ｉ４＝Ｉ６
ここで、Ｉ１＝ωｅ^{Ｖｇｓ１／φ}、Ｉ２＝ωｅ^{Ｖｇｓ２／φ}、Ｉ３＝ωｅ^{Ｖｇｓ３／φ}、Ｉ４＝ωｅ^{Ｖｇｓ４／φ}、Ｖｇｓ１＝Ｖｇｓ３である。ここで、φ＝ｋＴ／ｑ、ｋ＝ボルツマン定数、Ｔ＝ケルビンにおける温度、ｑ＝電荷である。
（６） Ｉ１／Ｉ２＝ｅ^{Ｖ＿ｃｏｍｐ／φ}
（７） Ｉ３／Ｉ４＝２ｅ^{Ｖ＿ＧＡＩＮ／φ}

式（４）および（６）から式（８）を得ることができる。
（８） Ｉ１＝Ｉ５ｅ^{Ｖ＿ｃｏｍｐ／φ}／（１＋ｅ^{Ｖ＿ｃｏｍｐ／φ}）

式（５）および（７）から式（９）を得ることができる。
（９） Ｉ４＝（Ｉ６／２×ｅ^{−Ｖ＿ＧＡＩＮ／φ}）／（１＋１／２×ｅ^{−Ｖ＿ＧＡＩＮ／φ}）

もし、
（１０） Ｉ１／Ｉ４＝ｅ^{Ｖ＿ＧＡＩＮ／φ}
であり、式（１０）におけるＩ１およびＩ４を式（８）および（９）で置き換えると、

式（１１）は、その代わりに式（１２）のようにまとめることができる。

ここで、Ｖ＿ＧＡＩＮ＝φｌｎ（１＋ｅ^{（Ｖ＿ｃｏｍｐ／φ）}）であり、これは式（３）と同じである。

上述した図６ｂの利得システム１００は、サブスレッショルド領域で動作する可変利得増幅回路に適用するために、アナログ入力制御電圧を温度補償され線形化された電圧に変換する。動作温度に関係なく任意の与えられた入力制御電圧について利得が一貫して同じであるように、可変利得増幅回路の温度依存がＰＴＡＴ回路１１８によって補償される。

前述したように、図２に表わされている先行技術のシステムの別個のアップ・コンバート回路３０と可変利得回路３２との間の各種の電圧−電流および電流−電圧段によって導入されるノイズは、外部のＳＡＷフィルタを使用することなく減少させることができる。本発明の可変利得回路はサブスレッショルド領域で動作するので、アップ・コンバート回路３０および可変利得回路３２は一緒に結合することができる。

図１０は、ミキサおよび可変利得増幅回路としても知られている、結合されたアップ・コンバートの回路図である。この回路は、この点から、単に、結合された可変利得回路と呼ぶ。結合された可変利得回路３５０は、順に結合された２つの部分回路を含む。第１部分回路は、ノードｘおよびｙにおける差動入力電流Ｉ＿ｉｎ＋／Ｉ＿ｉｎ−を相補的な周波数信号ｚ／ｚ^＊と乗算するミキサ部である。差動入力電流Ｉ＿ｉｎ＋／Ｉ＿ｉｎ−は、図６ｂに表わされている入力信号ＩＮ／ＩＮ^＊から生成される。この適用において、入力電圧信号は信号ｚ／ｚ^＊の周波数にアンコンバートされる。第２部分回路は、利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ＋／Ｖ＿ＧＡＩＮ−の電圧レベルによって決定される利得の量によって、アップ・コンバートされた信号を出力ピン上に増幅する可変利得部である。この技術分野の当業者は、２つの利得段を一緒に接続して全体の利得範囲を増加させることができることを理解する。

前述したように、差動入力電流Ｉ＿ｉｎ＋／Ｉ＿ｉｎ−は、入力信号ＩＮ／ＩＮ^＊から生成される。好ましくは、Ｉ＿ｉｎ＋およびＩ＿ｉｎ−は線形の信号である。前述したように、ＣＭＯＳトランジスタは、本来、非線形の素子である。訂正されないままであるならば、入力信号の歪みが生じうる。従って、Ｉ＿ｉｎ＋およびＩ＿ｉｎ−を生成する機能を有する回路は、好ましくは、入力信号ＩＮおよびＩＮ^＊に応答してｎ−チャンネル・トランジスタから線形の応答が得られることを保証するために、入力信号ＩＮおよびＩＮ^＊を補償する回路を含む。Ｉ＿ｉｎ＋およびＩ＿ｉｎ−を生成する回路の説明は、図１１を参照して後述する。

第１部分回路は、図３に表わされているものと類似の２つの差動対を含む。第１差動対はｎ−チャンネル・トランジスタ３５６および３５８を含み、一方、第２差動対はｎ−チャンネル・トランジスタ３６０および３６２を含む。トランジスタ３５６および３６２のゲート端子は信号ｚを受信し、一方、トランジスタ３５８および３６０のゲート端子は相補的な信号ｚ^＊を受信する。トランジスタ３５６および３５８の共通ソース端子はＩ＿ｉｎ＋に結合され、トランジスタ３６０および３６２の共通ソース端子はＩ＿ｉｎ−に結合される。トランジスタ３５６および３６０のドレイン端子は一緒に接続され、トランジスタ３５８および３６２のドレイン端子も同様である。ミキサ回路の動作は、図３に表わされている回路のそれと同様である。

第２部分回路は図４に表わされている可変利得回路と類似である。可変利得部は２つの差動対回路を含む。第１差動対は、ｎ−チャンネル・トランジスタ３６４および３６６を含み、トランジスタ３６４は負荷抵抗３６８を通してＶｄｄに結合され、トランジスタ３６６は直接にＶｄｄに結合される。第２差動対は、ｎ−チャンネル・トランジスタ３７０および３７２を含み、トランジスタ３７０は負荷抵抗３７４を通してＶｄｄに結合され、トランジスタ３６６は直接にＶｄｄに結合される。トランジスタ３６４および３７０のゲートは利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ＋を受信し、一方、トランジスタ３６６および３７２のゲートは利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ−を受信する。トランジスタ３６４および３６６の共通ソース端子は、トランジスタ３５６および３６０の共通ドレイン端子に接続される。トランジスタ３７０および３７２の共通ソース端子は、トランジスタ３５８および３６２の共通ドレイン端子に接続される。第１差動対は、負荷抵抗３６８に結合された出力パッドから出力信号Ｖｐｉｎ＋を駆動し、第２差動対は、負荷抵抗３７４に結合されたもう１つの出力パッドから逆位相の出力信号Ｖｐｉｎ−を駆動する。トランジスタ３６４、３６６、３７２、３７０は全てサブスレッショルド内で動作し、従って、要求されるヘッドルームの量を減少させる。

結合された可変利得回路３５０は、入力電圧信号の受信、入力電圧信号のアップ・コンバート、および、アンコンバートされた信号の増幅の間の電圧−電流および電流−電圧変換段の数を最小化する。より詳しくは、電圧入力信号ＩＮ／ＩＮ^＊が電流源回路３５２および３５４によって電流に変換され、可変利得部からの出力まで、電流を電圧に戻すさらなる変換は存在しない。図３および図４に表わされている先行技術の結合されていないミキサおよび可変利得回路では対照的に、２つの追加の変換段が必要である。図３において、追加の電流−電圧変換段はｏｕｔおよびｏｕｔ^＊を生成することが要求される。図４において、追加の電圧−電流変換段は、ｏｕｔおよびｏｕｔ^＊から電流を生成することが要求される。従って、結合された可変利得回路３５０を用いて２つの外部の変換段から生成される任意の関連するノイズが除去される。

第１部分回路の電流源回路３５２および３５４について前述したように、ｎ−チャンネル電流源トランジスタの非線形の振る舞いを補償するために追加の回路を含むことができる。効果的に線形化される一方、この追加回路は補償されたＩＮ／ＩＮ^＊信号にノイズを付加し、これは望ましくない。本発明のもう１つの実施形態によれば、電流源回路３５２および３５４はこのノイズを減少させるための前置フィルタリング手段を含むことができる。実際、図２のＳＡＷフィルタ３８がもはや必要ないようなレベルにノイズを減少させることができる。

図１１は、本発明の一実施形態による、Ｉ＿ｉｎ＋およびＩ＿ｉｎ−を生成する電流源回路の回路図である。電流源回路４００は、ｎ−チャンネル・トランジスタ４０２、４０４、４０６、および、４０８、Ｖ−Ｉ回路４１０、抵抗４１２、４１４、および、キャパシタ４１６、４１８を含む。ｎ−チャンネル・トランジスタ４０２、４０４、４０６、４０８、抵抗４１２、４１４、および、キャパシタ４１６、４１８は、ノイズ除去回路を構成する。線形補正回路４１０は、相補的なベースバンド入力信号ＩＮ／ＩＮ^＊を受信し、ＶからＩへの線形性を維持する機能を実行する。結果としての電圧信号ＶｉｎおよびＶｉｎ^＊が、ダイオード接続されたトランジスタ４０２および４０４に供給される。トランジスタ４０２および４０６はカレント・ミラー構成に配置され、トランジスタ４０４および４０８も同様である。トランジスタ４０６および４０８は、図１０の結合された可変利得回路３５０のために、それぞれ、信号Ｉ＿ｉｎ＋およびＩ＿ｉｎ−を生成する駆動トランジスタである。抵抗４１２およびキャパシタ４１６は、トランジスタ４０２と４０６の間に接続される。同様に、抵抗４１４およびキャパシタ４１８は、トランジスタ４０４と４０８の間に接続される。

トランジスタ４０２、４０４、４０６、および、４０８はカレント・ミラーとして構成されるが、機能的に、トランジスタ４０２および４０４は、線形補正回路４１０の出力を電圧ＶｉｎおよびＶｉｎ^＊に変換する電流−電圧変換器として振舞う。トランジスタ４０６および４０８は、結合された可変利得回路３５０のためにＶｉｎおよびＶｉｎ^＊を対応する電流に変換する電圧−電流変換器として振舞う。抵抗−キャパシタ結合は、実際、トランジスタ４０６および４０８のゲート端子に見られるノイズを減少させるロー・パス・フィルタである。

ここで説明する実施形態、特に、トランジスタ４０２、４０４、４０６、および、４０８のカレント・ミラー配置はいくつかの効果をもたらす。第１に、トランジスタ４０２／４０６および４０４／４０８の間でのカレント・ミラーの動作はたいへん線形であり、トランジスタ４０２または４０４のいずれかを通る電流は、それぞれのミラーリング・トランジスタ４０６および４０８においてほぼ複製されることを意味する。第２に、トランジスタ４０６および４０８のサイズは、それらの駆動の強さを増加させるようにサイズ決めすることができる。例えば、トランジスタ４０２が単位のＷ／Ｌサイズを有するならば、ミラーリング・トランジスタ４０６は８×Ｗ／Ｌにサイズ決めすることができる。第３に、線形補正回路４１０の出力は結合された可変利得回路３５０から分離される。先行技術において、線形補正回路４１０の出力は、トランジスタ４０２、４０４、４０６、および、４０８、および、ロー・パス・フィルタなしで、図１０のノード“ｘ”および“ｙ”に直接に接続することができる。

線形補正回路４１０はノイズを生成し、先行技術の構成において、このノイズは出力Ｖｐｉｎ＋／Ｖｐｉｎ−まで伝播する。線形補正回路４１０の出力にロー・パス・フィルタを挿入することができるが、抵抗の追加は電圧のヘッドルームを消費し、結果として信号のクリッピングのような歪みとなる。

従って、電流源回路４００のカレント・ミラー構成に組み込まれたロー・パス・フィルタを有することによって、外部の別個のＳＡＷフィルタ３８の追加、または、類似の種類のノイズ除去回路が不要であるレベルにノイズを減少させる。従って、電流源回路４００のここで説明した実施形態が使用されるならば、結合された可変利得回路３５０はより少ないノイズを生成する。

要するに、前述した利得システムの実施形態は、大きい範囲の利得を提供し、一方、利得制御電圧に関してほぼ線形の利得を保証する。ＣＭＯＳ可変利得回路をサブスレッショルド領域で動作させることによって、このほぼ線形の利得が得られ、その電流は印加されるゲート・ソース電圧と指数関数的な関係に従う。ＰＴＡＴ回路および線形化回路は、利得制御信号を予め調整して、可変利得回路の温度依存を補償し、可変利得回路を埋め合わせる。可変利得回路はサブスレッショルド領域で動作するので、ミキサ／ミキサ回路と結合して、中間の電流−電圧および電圧−電流変換段の数を最小化することができる。結合されたミキサおよび可変利得回路の入力部の中にロー・パス・フィルタを含むことによってさらなるノイズ削減を実現することができる。

前述した実施形態は、利得制御電圧に関してほぼ線形の利得を提供するが、無線機器の性能に影響しうる制御すべきさらなる要因が存在する。第１の要因は、送信器コア内の可変利得増幅器において使用される電流レベルによる電力消費である。第２の要因は、出力電力、または、可変利得増幅器の利得プロフィールへの温度の影響である。電力出力範囲を通した一定の高い電流レベルは不必要に電力を消費し、従って、無線送信回路を有する携帯機器のバッテリー寿命を減少させる。最大の電力出力に対応する電流が使用されるとき、全ての出力電力レベルにおける線形動作はほぼ線形であるので、高いレベルにおける一定の電流が使用されなければならない。異なる温度は可変利得増幅器の利得を変化させ、それによって、出力電力を変化させることが分かっている。

従って、可変利得増幅器における削減された電力消費および最小化された利得変化のための適応型電流制御回路が提供される。自動利得制御回路は、利得制御信号に応答して利得制御電圧を提供する。無線送信動作のための出力信号の利得を設定するために可変利得増幅器によって利得制御電圧が使用される。適応型電流制御回路は、低い利得動作の間に可変利得増幅器への電流を減少させ、一方、高い利得動作の間により高い電流を供給するために同じ利得制御電圧を受信する。供給される電流は、利得における温度の影響を最小化するために、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流および絶対温度に相補的な（complementary to absolute temperature（ＣＴＡＴ））電流の混合である。ＰＴＡＴ電流およびＣＴＡＴ電流の比率は、利得における温度の影響をさらに最小化するために、特定の温度範囲に調整可能である。

ここで、電力消費の課題、および、電力消費を最小化する実施形態を説明する。温度−電力出力の課題、および、温度依存を最小化する実施形態は後述する。

ＰＤＡ、携帯電話のような携帯機器への無線技術の普及した適用は、携帯機器の電源が最適なユーザの利便性のために最大化されるべきであることを意味する。利得制御電圧に関して線形動作を維持するために、高い送信出力電力において、可変利得増幅器における電流は最大化されるべきであることが理解される。しかし、低い出力電力において、線形動作を維持するためにより少ない電流が要求される。従って、線形動作を維持し、一方、特定の出力電力レベルについて電力消費を最小化させるために、可変利得増幅器に供給される電流を最適化することが望ましい。

図１２は、利得制御回路が実際の利得とＶＣＯＮＴ（ボルト）との間のほぼ線形な関係与えると仮定して、可変利得増幅器の利得を設定するための制御電圧ＶＣＯＮＴに対する出力電力（ｄＢ）のプロットの例である。図１２は、ＶＣＯＮＴとほぼ線形な関係を有する電力出力曲線５００、および、電力出力曲線５００に上書きされた望ましい電流プロフィール曲線５０２を含む。電流プロフィール曲線５０２から分かるように、出力電力レベルを減少させるために、ＶＣＯＮＴが減少すると、可変利得増幅器の電流は指数関数的な割合で下降する。結局は、出力電力がさらに減少すると、電流はほぼ線形かつ少ない傾斜で減少する。そのような電力への最適化された電流の方式がこの技術分野で知られているが、実装は、かなりの追加回路を使用し、出力電力を検知するフィードバック制御を精密にし、それによって電流レベル調整する。追加回路は貴重なチップ領域を消費し、フィードバック制御はシステムのためのかなりの設計のオーバヘッドを導入し、この両者は利得システムのコストに直接に影響する。

本発明の一実施形態によれば、所望の利得を用いた可変利得増幅器の電流の直接の調整のために、利得システムの利得制御経路に簡単な電流制御システムが挿入される。言い換えると、最大の電力を供給するように可変利得増幅器が制御されるならば、電流制御システムは、可変利得増幅器に最大の電流を供給する。一方、最小の電力を供給するように可変利得増幅器が制御されるならば、電流制御システムは最小の電流を供給し、これは可変利得増幅器の線形動作を維持するために十分である。

図１３は、本発明の実施形態による、組み込まれた調整可能な電流制御を有する利得システムを表わすブロック図である。利得システム６００は、自動利得制御器６０２、可変利得増幅器６０４、および、電流制御回路６０６を含む。自動利得制御器６０２は、可変利得増幅器６０４の線形動作のために、制御電圧ＶＣＯＮＴと線形な関係を有する差動利得制御電圧を供給する任意の種類の利得制御回路を用いて実現することができる。この実施形態の例において、自動利得制御器６０２は、図６ｂの利得制御回路１０２の前述した実施形態を用いて実現することができる。可変利得増幅器は、図１０の結合された可変利得回路３５０のような、任意の種類のＶＧＡ回路を用いて実現することができる。その代わりに、図３のアップ・コンバート回路３０またはミキサ、および、図４の可変利得回路３２の組み合わせを使用することができる。

利得システムの前述した実施形態におけるように、自動利得制御器６０２によって供給される差動利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ＋およびＶ＿ＧＡＩＮ−が可変利得増幅器６０４に供給される。電流制御を行うために、同じ差動利得制御電圧Ｖ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋が電流制御回路６０６に供給され、可変利得増幅器６０４によって使用される電流を調整する。利得システム６００によってもたらされる利点は、可変利得増幅器６０４の出力電力を監視するために複雑なフィードバック・ループが存在しないことである。その代わりに、この実施形態は、自動利得制御器６０２によって生成される差動利得制御電圧の恩恵を受け、これは可変利得増幅器６０４の利得を線形に調整するように既に構成されている。電流制御回路６０６の追加回路は最小である。

図１４は、本発明の一実施形態による、図１３の電流制御回路６０６のさらなる詳細を表わす回路図である。電流制御回路６０６は２つの主要な回路の構成要素を含む。第１の構成要素は、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ６１０および６１２、負荷素子６１４、および、一定ｇｍ（constant-gm）の電流源６１６からなる電流操作回路である。負荷素子６１４はこの実施形態の例において抵抗として実現される。電流操作回路において、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ６１０および６１２は、共通ノードにおいて互いに並列に接続され、各トランジスタは電流分岐の一部を構成する。入力トランジスタ６１２を通る電流は、カレント・ミラー回路６１８に供給される基準電流Ｉ＿Ｒｅｆである。一定ｇｍの電流源６１６は、バイアス電流Ｉ＿Ｂｉａｓを供給するために共通ノードに接続される。従って、Ｖ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋の電圧レベルに応じて、入力トランジスタ６１２を通る基準電流はα・Ｉ＿Ｂｉａｓとなり、ここで、αは、予め定められた最小値と１の間の重み付け係数である。従って、入力トランジスタ６１０を含む分岐を通る電流は（１−α）・Ｉ＿Ｂｉａｓとなる。

第２の構成要素は、標準的なカレント・ミラー回路６１８であり、これはこの技術分野でよく知られている。カレント・ミラー回路６１８は、入力トランジスタ６１２から基準電流を受信し、可変利得増幅器６０４のために可変電流Ｉ＿ＶＡＲを生成する。この例について、カレント・ミラー回路のトランジスタ素子は、Ｉ＿ＶＡＲの大きさがＩ＿Ｒｅｆのそれに対応するようにサイズ決めされると仮定する。

図１５は、可変利得増幅器６０４の回路実現の一例である。図１５の可変利得増幅回路６０４は、図４に表わされている可変利得増幅器３２とほぼ同じであり、従って、そこに表わされている回路素子を識別するために同じ参照符号を使用する。可変利得増幅器６０４は２つの差動増幅段を含み、１番目はトランジスタ７０および７２を含み、２番目はトランジスタ７６および７８を含み、入力段はトランジスタ７４および８０を含む。図４の回路に行われる小さな修正は、ｎ−チャンネル・トランジスタ７４および８０のソース端子がここでは追加のｎ−チャンネル・ミラー・トランジスタ６２０および６２２に結合されることである。また、ミラー・トランジスタ６２０および６２２を用いたカレント・ミラー構成において、Ｉ＿ＶＡＲとＶＳＳの間に接続された、ダイオード接続されたｎ−チャンネル・トランジスタ６２４を含む。６２０、６２２、および、６２４は同一のサイズであると仮定すると、図１４において生成されるＩ＿ＶＡＲはトランジスタ６２０および６２２においてミラーされる。

ここで、最大利得設定および最小利得設定のための図１４および１５の回路の基本動作を説明する。最大利得設定において、Ｖ＿ＧＡＩＮ＋は電圧供給レベルに対応する最大値であり、一方、Ｖ＿ＧＡＩＮ−は最小電圧レベルである。従って、図１４において、入力トランジスタ６１０はほぼターン・オフされ、一方、入力トランジスタ６１２は十分にターン・オンされ、それによって、重み付け係数αが１であるときＩ＿Ｒｅｆ＝Ｉ＿Ｂｉａｓを供給する。図１５の可変利得回路６０４において、電圧供給レベルに対応する最大値におけるＶ＿ＧＡＩＮ＋はトランジスタ７２および７８を十分にターン・オンして出力信号Ｖｐｉｎ＋およびＶｐｉｎ−の電流および電力を最大化し、一方、トランジスタ７０および７６はほぼターン・オフされる。一方、最小利得設定において、Ｖ＿ＧＡＩＮ＋は電圧供給レベルに対応する最小値であり、一方、Ｖ＿ＧＡＩＮ−は最大電圧レベルである。従って、Ｉ＿Ｒｅｆ＝α・Ｉ＿Ｂｉａｓであり、ここで、αは予め定められた最小レベルである。従って、Ｉ＿Ｒｅｆは最小レベルである。図１５の可変利得回路６０４において、電圧供給レベルに対応する最小値におけるＶ＿ＧＡＩＮ＋は、トランジスタ７２および７８をほぼターン・オフして出力信号Ｖｐｉｎ＋およびＶｐｉｎ−の電流および電力を最小化する。

従って、電流制御回路６０６は可変利得増幅器６０４によって受信される同じ利得制御信号に応答して電流を操作するので、可変利得増幅器６０４の電力および電流は同時に制御することができる。前述した利得システムの実施形態は、ここで、利得を線形に制御し、より少ない電力レベルにおいて電力消費を減少させるように電流を制御する。そのような利得システムにおいて、温度の変動が限られている適用のために効果的である。しかし、前述した本発明による実施形態を組み込んだ機器の周囲の温度が著しく変動しうる適用において、送信回路からの出力電力が変動することに留意すべきである。例えば、携帯消費者製品は、冬の環境では寒い温度、夏の環境では暑い温度にさらされうる。不運なことに、利得システムの電力出力特性、特に可変利得増幅器は、温度とともに変化する。

図１６は、図１２において前に示した制御電圧ＶＣＯＮＴに対する出力電力（ｄＢ）のプロットの一例である。電力出力曲線５００に対応する電力出力曲線７００がプロットされ、図１６に表わされている。温度における変動は、利得システムの可変利得増幅器の電力出力特性を変化させることが分かっている。電力出力曲線７０２は、低温、または、電力出力曲線７００を生じるための動作条件より低い温度で動作する可変利得増幅器の一例である。電力出力曲線７０４は、高温、または、電力出力曲線７００を生じるための動作条件より高い温度で動作する可変利得増幅器の一例である。両方の電力出力曲線７０２および７０４は、極端な温度に応答して電力出力曲線７００に関して実際にシフトする。

シフトは一定でなく、より高い電力出力レベルにおいてシフトはより少なく、より低い電力出力レベルにおいてシフトはより多いことに留意すべきである。より低い電力出力レベルにおいて、前述した実施形態の回路は、サブスレッショルド領域において十分に動作する。より高い電力出力レベルにおいて、回路は、サブスレッショルド領域の限界において動作し、これは、トランジスタがサブスレッショルド動作領域を出ようとしていることを意味する。そのような状態において、温度の影響はトランジスタ素子に異なって影響することを前提とする。言い換えると、十分なサブスレッショルド領域で動作する（すなわち、低電力出力）トランジスタ素子は、サブスレッショルド領域の限界で動作する（すなわち、高電力出力）トランジスタ素子より温度変化により敏感でありうる。“ＳＴ”と表示された垂直な点線は、トランジスタ素子の温度の感度が変化する論理的なサブスレッショルド遷移点を表わす。正しい位置は、極端な温度条件下での利得システムの実験分析またはシミュレーションによって決定することができる。

この影響の主な理由は、可変利得増幅器の一定ｇｍのバイアシングの使用である。例えば、図１４の電流操作回路は、典型的に、一定ｇｍを維持するために、温度が増加し、電流が増加するようにＰＴＡＴ回路として実現された一定ｇｍの電流源６１６を利用する。ＰＴＡＴ回路は良好な利得制御を提供するが、不十分な電流が供給されると、より低い温度動作においてより乏しい線形性を提供する。電流源６１６は、ほぼ温度に依存しない電流を供給する、絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）回路として実現することができる。不運なことに、ＣＴＡＴ回路を使用してＩ＿Ｂｉａｓを生成するとき乏しい利得の変動が存在する。

従って、良好な利得制御および線形性を維持して温度の影響を最小化するために、ＰＴＡＴ電流源とＣＴＡＴ電流源の組み合わせを使用してバイアス電流Ｉ＿Ｂｉａｓを生成する。図１７は、本発明のもう１つの実施形態による、図１４の電流制御回路６０６のための混合型電流源の概念図である。図１７は、図１４の電流操作回路の一部、特に、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ６１０および６１２、および、混合型電流源８００を表わす。概念的な実施形態において、混合型電流源８００は、ＣＴＡＴ電流源８０２、ＰＴＡＴ電流源８０４、ダイオード接続されたｎ−チャンネル・トランジスタ８０６およびｎ−チャンネル・ミラー・トランジスタ８０８を含む。

電流源８０２および８０４は、制御信号ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］およびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］に応答して構成することができ、ここで、ｎは１より大きい整数値であり、ＣＴＡＴ電流Ｉ＿ＣＴＡＴのＰＴＡＴ電流Ｉ＿ＰＴＡＴに対する比率は、電力利得範囲にわたる温度を用いて利得の変動を最適化するように変化させることができる。例えば、比率はほぼ１に設定することができ、これは、バイアス電流の半分はＰＴＡＴ電流源８０４から、他の半分はＣＴＡＴ電流源８０２からであることを意味する。動作において、ＣＴＡＴ電流源８０２からのＩ＿ＣＴＡＴ電流およびＰＴＡＴ電流源８０４からのＩ＿ＰＴＡＴ電流は、実際、ダイオード接続されたトランジスタ８０６において一緒に合計される。トランジスタ８０６と同じサイズであるミラーリング・トランジスタ８０８は、同じ合計されたＩ＿Ｂｉａｓのための電流を生成する。この実施形態において、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］おおびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］はデジタル信号である。

図１７の混合型電流源８００は、利得の変動を最適化するように統計的に予め設定されたＣＴＡＴとＰＴＡＴの比率を有することができ、これは電力利得の全範囲にわたって利得変動を最小化することを意味する。これは、例えば、半導体生産技術および供給電圧レベルのような、いくつかのパラメータに依存しうる。最適な比率は実験によって決定することができ、電流源は、所望の電流の寄与を与えるように、プログラム可能なレジスタまたはヒューズによってプログラムすることができる。従って、制御信号ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］おおびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］は、上述したレジスタまたはヒューズに記憶されたデータに応答して、それぞれの電流源を制御するように較正される。

図１８ａは、図１７の調整可能なＣＴＡＴ電流源８０２の詳細を表わす回路図である。調整可能な電流源８０２は、スイッチ素子８２０、８２２、および、８２４からなるスイッチ回路を含み、各々は、対応するＣＴＡＴ電流源８２６、８２８、および、８３０と直列に接続される。各ＣＴＡＴ電流源は、特定の電流量を供給するように構成することができる。例えば、各ＣＴＡＴ電流源は、２進数で重み付けされ、または、温度で重み付けすることができる。従って、スイッチ素子８２０、８２２、および、８２４は、デジタル制御信号ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１］、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［２］、および、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［ｎ］に応答して、１つまたは複数の電流源８２６、８２８、および、８３０の組み合わせをＶＤＤに選択的に結合し、それによって、Ｉ＿ＣＴＡＴの大きさを変化させる。

図１８ｂは、図１７の調整可能なＰＴＡＴ電流源８０４の詳細を表わす回路図である。調整可能な電流源８０４は、スイッチ素子８３２、８３４、および、８３６からなるスイッチ回路を含み、各々は、対応するＰＴＡＴ電流源８３８、８４０、および、８４２と直列に接続される。各ＰＴＡＴ電流源は、特定の電流量を供給するように構成することができる。例えば、各ＰＴＡＴ電流源は、２進数で重み付けされ、または、温度で重み付けすることができる。従って、スイッチ素子８３２、８３４、および、８３６は、デジタル制御信号ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１］、ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［２］、および、ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［ｎ］に応答して、１つまたは複数の電流源８３８、８４０、および、８４２の組み合わせをＶＤＤに選択的に結合し、それによって、Ｉ＿ＰＴＡＴの大きさを変化させる。

前述の実施形態は、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］およびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］を使用してＣＴＡＴおよびＰＴＡＴ電流源の比率の静的な設定を利用する。従って、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］およびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］は比率制御ワードと呼ぶことができ、これは、ヒューズ・プログラミングまたは他の不揮発性記憶手段によって恒久的に設定することができる。その代わりに、これらの比率制御ワードは、無線機器がパワー・アップされる毎にレジスタによって供給することができ、ベースバンド・プロセッサによって適切なデータとともにロードされる。比率の動的な設定によって、電力利得範囲にわたる利得変動への向上した制御を提供することができる。例えば、低電力においてサブスレッショルド領域で動作する可変利得増幅器は温度変化により高い感度を有するので、より高い比率のＣＴＡＴ電流が供給されるべきである。これは、ＣＴＡＴ電流が可変利得増幅器に供給されるＩ＿Ｂｉａｓ電流を支配することを意味する。一方、可変利得増幅器が温度変化により低い感度を有する、より高い電力出力レベルにおいて、より高い比率のＰＴＡＴ電流が供給されるべきである。これは、ＰＴＡＴ電流が高い電力レベルにおける良好な利得制御を提供するためにＩ＿Ｂｉａｓ電流を支配することを意味する。ＣＴＡＴおよびＰＴＡＴ電流の比率の動的な設定を可能とするために、構成定義回路は温度情報を使用してどの設定を使用するかを決定することができる。

図１９は、本発明の一実施形態による、ＣＴＡＴおよびＰＴＡＴ電流比率の動的な調整のための温度フィードバック・ループを有する利得システムのブロック図である。利得システム８５０は、前述の実施形態に表わされている同じ自動利得制御器６０２および可変利得増幅器６０４を含むが、ここでは、温度依存の電流制御回路８５２、温度センサ８５４、および、温度デコーダ８５６を含む。温度依存の電流制御回路８５２は、それぞれ、図１７、１８ａ、および、１８ｂの前述した混合型電流源８００を含みうる。温度センサ８５４は、温度に対応する電流または電圧を生成する任意の手段とすることができる。多くの携帯機器は、既に、温度を監視するために機器のパッケージに組み込まれた温度センサを有することに留意すべきである。従って、この温度センサは、さらに、温度デコーダ８５６に結合することができる。温度デコーダ８５６は、ＰＴＡＴおよびＣＴＡＴ電流源のための異なる比率制御ワードを生成するように構成される。一実施形態において、特定の温度の範囲内で検知された温度は、同じ比率制御ワードを供給し、２つまたはより多くの特定の温度範囲が存在しうる。

図２０は、図１９の温度デコーダ８５６の一実施例を表わすブロック図である。温度デコーダ８５６は、温度センサ８５４によって検知された温度に対応するアナログ信号をデジタル出力信号に変換するアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器８７０を含む。実装に応じて、Ａ／Ｄ変換器８７０は、代わりに、温度センサ８５４とともに組み込むことができる。Ａ／Ｄ変換器８７０のソリューションは、所望の設計パラメータに基づいて予め定めることができる。ＰＴＡＴデコーダ８７２およびＣＴＡＴデコーダ８７４に並列にデジタル出力信号が供給される。各デコーダは、第１比率制御ワードＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］および第２比率制御ワードＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］を生成するために、デジタル出力信号を異なってデコードするように設計される。より詳しくは、デコーダ８７２および８７４は、各々の予め定められた温度範囲について一組の比率制御ワードを生成するための特定のデコード・ロジックを用いて構成される。図２０に表わされていないが、ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］およびＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］の論理状態を保持するためにレジスタを使用することができる。

上述したように、各組の比率制御ワードは、Ｉ＿Ｂｉａｓ電流を生成するＰＴＡＴ電流とＣＴＡＴ電流の比率を設定する。例えば、摂氏８０度から１００度の間の任意の検知された温度は、結果としてＡ／Ｄ変換器８７０からの異なるデジタル出力信号となる。しかし、デコーダ８７２および８７４は、異なる温度範囲のデジタル出力信号のために同じ組の比率制御ワードを生成するように構成される。言い換えると、温度デコーダ８５６は、検知された温度を予め定められた範囲に結びつける。この技術分野の当業者は、異なるＡ／Ｄ変換およびデコード方式が等しい有効性で使用できることを理解する。

定期的に温度を検知し、必要ならば、図１８のレジスタ８２１および８２２に記憶される比率制御ワードを更新することができる。これは、例えば１０秒毎のような特定の時間間隔の後とすることができる。その代わりに、無線機器の送信器能が使用されそうなので、機器がパワー・アップするとき、または、動作のスリープ・モードから出るときのような、特定の動作に応答して温度を検知することができる。もちろん、温度を検知するために、動作を基にしたトリガおよび時間を基にしたトリガの組み合わせを利用することができる。

図２１は、図１９に表わされている温度依存の電流制御回路８５２の実施形態である。温度依存の電流制御回路９００は、ＰＴＡＴ電流操作回路９０２、ＣＴＡＴ電流操作回路９０４、および、電流重み付け回路９０６を含む。２つの操作回路９０２および９０４は、それぞれＰＴＡＴおよびＣＴＡＴ電流源のために、図１４の電流制御回路６０６と同じ機能を実行する。電流重み付け回路９０６は、２つの操作回路９０２および９０４から基準電流Ｉ＿ＣＴＡＴおよびＩ＿ＰＴＡＴを受信し、比率制御ワードＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］およびＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］に応答してバイアス電流Ｉ＿Ｂｉａｓを生成する各々の比率を設定する。回路９０２、９０４、および、９０６のさらなる説明は以下の通りである。

ＰＴＡＴ電流操作回路９０２は、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ９０８および９１０、および、ＰＴＡＴ電流源９１２を含む。ＰＴＡＴ電流操作回路９０２において、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ９０８および９１０は共通ノードにおいて互いに並列に接続され、各トランジスタは電流分岐の一部を構成する。入力トランジスタ９１０を通る電流は、カレント・ミラー回路９１４に供給される基準電流Ｉ＿ＰＴＡＴである。入力トランジスタ９０８はＶ＿ＧＡＩＮ−によって制御され、一方、入力トランジスタ９１０はＶ＿ＧＡＩＮ＋によって制御される。ＣＴＡＴ電流操作回路９０４は、ＰＴＡＴ電流操作回路９０２と同様に構成される。ＣＴＡＴ電流操作回路９０４は、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ９１６および９１８、および、ＣＴＡＴ電流源９２０を含む。ＣＴＡＴ電流操作回路９０４において、差動入力ｎ−チャンネル・トランジスタ９１６および９１８は共通ノードにおいて互いに並列に接続され、各トランジスタは電流分岐の一部を構成する。入力トランジスタ９１８を通る電流は、カレント・ミラー回路９２２に供給される基準電流Ｉ＿ＣＴＡＴである。入力トランジスタ９１６はＶ＿ＧＡＩＮ−によって制御され、一方、入力トランジスタ９１８はＶ＿ＧＡＩＮ＋によって制御される。ＰＴＡＴ電流操作回路９０２およびＣＴＡＴ電流操作回路９０４の両方は、Ｖ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋に応答して互いに独立に動作する。

電流重み付け回路９０６は、ＶＤＤに接続され、基準電流Ｉ＿ＰＴＡＴと並列の第１の調整可能な電流源９２４、および、ＶＤＤに接続され、基準電流Ｉ＿ＣＴＡＴと並列の第２の調整可能な電流源９２６を含む。第１の調整可能な電流源９２４は比率制御ワードＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］によって制御され、一方、第２の調整可能な電流源９２６は比率制御ワードＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１：ｎ］によって制御される。調整可能な電流源９２４および９２６は、これらの電流出力が、ここでは、ＰＴＡＴ＿ＶＡＲおよびＣＴＡＴ＿ＶＡＲと呼ぶ以外は、図１８ａおよび１８ｂに表わされている回路を用いて実現することができる。両方の調整可能な電流源９２４および９２６はＶＤＤに接続されるので、これらは、追加電流ＰＴＡＴ＿ＶＡＲおよびＣＴＡＴ＿ＶＡＲを、それぞれ、Ｉ＿ＰＴＡＴおよびＩ＿ＣＴＡＴに追加することができる。従って、ＰＴＡＴ電流操作回路９０２は基本ＰＴＡＴ電流Ｉ＿ＰＴＡＴを供給し、これは、調整可能な電流源９２４からの可変電流が追加されうる。同様に、ＣＴＡＴ電流操作回路９０４は基本ＣＴＡＴ電流Ｉ＿ＣＴＡＴを供給し、これは、調整可能なＣＴＡＴ電流源９２６からの可変電流が追加されうる。

調整可能な電流源９２４からの最大電流がＩ＿ＰＴＡＴ＿ＭＡＸであるならば、ＰＴＡＴ＿ＶＡＲ＝ａ×Ｉ＿ＰＴＡＴ＿ＭＡＸである。同様に、調整可能な電流源９２６からの最大電流がＩ＿ＣＴＡＴ＿ＭＡＸであるならば、ＣＴＡＴ＿ＶＡＲ＝ｂ×Ｉ＿ＣＴＡＴ＿ＭＡＸである。ここで、“ａ”および“ｂ”は、ゼロ、または、１に合計される比率係数である。Ｉ＿ＰＴＡＴ＿ＭＡＸおよびＩ＿ＣＴＡＴ＿ＭＡＸは、大きさが同じまたは異なりうることに留意すべきである。従って、結果としての可変電流Ｉ＿ＶＡＲは、Ｉ＿ＶＡＲ＝（Ｉ＿ＰＴＡＴ＋ＰＴＡＴ＿ＶＡＲ）＋（Ｉ＿ＣＴＡＴ＋ＣＴＡＴ＿ＶＡＲ）と表わすことができる。Ｉ＿ＰＴＡＴおよびＩ＿ＣＴＡＴが特定のレベルのＶ＿ＧＡＩＮ−およびＶ＿ＧＡＩＮ＋について一定であると仮定すると、Ｉ＿ＶＡＲは、“ａ”および“ｂ”の異なる比率係数についてほぼ同じ大きさとすべきである。

例えば、両方の調整可能な電流源９２４および９２６が５０％出力のために構成されるならば、比率係数“ａ”および“ｂ”はそれぞれ０．５および０．５である。一方、比率係数“ａ”および“ｂ”がゼロならば、両方の調整可能な電流源はターン・オフされる。ＰＴＡＴ電流源９１２およびＣＴＡＴ電流源９２０がほぼ同じ大きさの電流を供給するならば、Ｉ＿ＶＡＲの約半分がＩ＿ＰＴＡＴであり、他の半分がＩ＿ＣＴＡＴである。図２１の実施形態において、調整可能な電流源９２４および９２６は、追加電流をＩ＿ＰＴＡＴおよびＩ＿ＣＴＡＴ電流に追加するために、図１８ａおよび１８ｂに表わされている回路を用いて実現することができる。代わりの実施形態において、調整可能な電流源は、Ｉ＿ＰＴＡＴおよびＩ＿ＣＴＡＴからの電流を除去することができる。

図２２ａは、図２１に表わされている温度依存の電流制御回路９００において調整可能な電流源９２４として使用することができる代わりの調整可能なＰＴＡＴ電流源を表わす回路図である。調整可能な電流源９５０は、スイッチ素子９５２、９５４、および、９５６からなるスイッチ回路を含み、各々は、対応するＰＴＡＴ電流源９５８、９６０、および、９６２と直列に接続される。各ＰＴＡＴ電流源は、特定の電流量を供給するように構成することができる。例えば、各ＰＴＡＴ電流源は、２進数で重み付けされ、または、温度で重み付けすることができる。従って、スイッチ素子９５２、９５４、および、９５６は、デジタル制御信号ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［１］、ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［２］、および、ＰＴＡＴ＿ＣＴＬ［ｎ］に応答して、１つまたは複数の電流源９５８、９６０、および、９６２を供給電圧ＶＳＳに選択的に結合し、それによって、Ｉ＿ＰＴＡＴの大きさを変化させる。ＰＴＡＴ＿ＶＡＲはＶＳＳに結合された電流源によって供給される電流の合計であり、Ｉ＿ＰＴＡＴから除去される電流であるので、負の電流と呼ぶ。

図２２ｂは、図２１に表わされている温度依存の電流制御回路９００において調整可能な電流源９２６として使用することができる代わりの調整可能なＣＴＡＴ電流源を表わす回路図である。調整可能な電流源９７０は、スイッチ素子９７２、９７４、および、９７６からなるスイッチ回路を含み、各々は、対応するＣＴＡＴ電流源９７８、９８０、および、９８２と直列に接続される。各ＣＴＡＴ電流源は、特定の電流量を供給するように構成することができる。例えば、各ＣＴＡＴ電流源は、２進数で重み付けされ、または、温度で重み付けすることができる。従って、スイッチ素子９７２、９７４、および、９７６は、デジタル制御信号ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［１］、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［２］、および、ＣＴＡＴ＿ＣＴＬ［ｎ］に応答して、１つまたは複数の電流源９７８、９８０、および、９８２をＶＳＳに選択的に結合し、それによって、Ｉ＿ＣＴＡＴの大きさを変化させる。ＣＴＡＴ＿ＶＡＲはＶＳＳに結合された電流源によって供給される電流の合計であり、Ｉ＿ＣＴＡＴから除去される電流であるので、負の電流と呼ぶ。

調整可能な電流源９５０および９７０が図２１の温度依存の電流制御回路９００において使用されるならば、調整可能な電流源９５０および９７０によって供給される最大電流はそれぞれ、Ｉ＿ＰＴＡＴ＿ＭＡＸおよびＩ＿ＣＴＡＴ＿ＭＡＸである。従って、ＰＴＡＴ＿ＶＡＲ＝ａ×Ｉ＿ＰＴＡＴ＿ＭＡＸおよびＣＴＡＴ＿ＶＡＲ＝ｂ×Ｉ＿ＣＴＡＴ＿ＭＡＸである。ここで、“ａ”および“ｂ”は、ゼロ、または、１に合計される比率係数である。従って、Ｉ＿ＶＡＲ＝（Ｉ＿ＰＴＡＴ−ＰＴＡＴ＿ＶＡＲ）＋（Ｉ＿ＣＴＡＴ−ＣＴＡＴ＿ＶＡＲ）である。

上述した実施形態に表わされているように、可変利得増幅器に供給される電流は、低レベルの利得における電力消費を減少させるために、可変利得増幅器の利得を制御するために使用される同じ利得制御電圧を用いて直接に調整することができる。さらに、温度の影響を減少させるために、この調整可能な電流は、可変利得増幅器の性能を最適化するためにＰＴＡＴおよびＣＴＡＴ電流の比率を含むように制御することができる。

上述した本発明の実施形態は単に例であることを意図する。特許請求の範囲によってのみ定義される本発明の範囲を逸脱することなく、この技術分野の当業者によって特定の実施形態への代替、改良、および、変形が作り出されうる。

１００ ・・・ 利得システム
１０２ ・・・ 利得制御回路
１０４ ・・・ 可変利得回路

Claims (22)

1. 無線送信器コアのための利得システムであって、
   制御信号に応答して利得レベルに対応する差動利得制御信号を供給する自動利得制御回路を備え、
   前記自動利得制御回路は、前記制御信号と線形な関係を有するように前記差動利得制御電圧を制御し、
   前記差動利得制御信号に応答して前記利得レベルでデータ信号を増幅するための可変電流を受信する可変利得増幅器をさらに備え、
   前記可変利得増幅器の出力電力は最小出力電力と最大出力電力との間で変動し、
   前記差動利得制御信号に応答して前記可変電流を調整する電流制御器をさらに備え、
   前記電流制御器は、前記最小出力電力において前記可変電流を最小化し、前記最大出力電力において前記可変電流を最大化する利得システム。
2. 前記電流制御回路は、
   前記差動利得制御電圧の第１制御電圧に応答して基準電流としての出力ノードへのバイアス電流の一部を操作する電流操作回路と、
   前記基準電流を受信し、大きさにおいて前記基準電流に対応する可変電流を生成するカレント・ミラー回路と、
   を含む請求項１に記載の利得システム。
3. 前記電流操作回路は、
   ＶＤＤに結合された負荷素子と共通ノードとの間に直列に接続された第１入力ｎ−チャンネル・トランジスタを含み、
   前記第１入力ｎ−チャンネル・トランジスタのゲートは前記第１制御電圧に結合され、
   前記カレント・ミラー回路と前記共通ノードとの間に直列に接続された第２入力ｎ−チャンネル・トランジスタをさらに含み、
   前記第２入力ｎ−チャンネル・トランジスタのゲートは前記差動利得制御電圧の第２制御電圧に結合され、
   前記バイアス電流を供給するために前記共通ノードに結合されたバイアス電流源をさらに含む請求項２に記載の利得システム。
4. 前記可変利得増幅器は、
   前記データ信号に応答して電流を差動増幅段に結合する入力段を含み、
   前記差動増幅段は、前記差動利得制御電圧に応答して前記データ信号に対応する増幅された信号を供給し、
   前記電流を前記入力段に供給するミラー・トランジスタと、
   前記可変電流を受信するダイオード接続されたトランジスタとをさらに含み、
   前記ダイオード接続されたトランジスタは、前記ミラー・トランジスタとカレント・ミラー構成に配置される請求項３に記載の利得システム。
5. 前記バイアス電流源は、絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流と絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）電流との結合を供給する混合型電流源を含む請求項３に記載の利得システム。
6. 前記混合型電流源は、
   前記ＰＴＡＴ電流を供給する調整可能なＰＴＡＴ電流源と、
   前記ＣＴＡＴ電流を供給する調整可能なＣＴＡＴ電流源と、
   前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流とを結合する電流合算器と、
   前記バイアス電流を供給するために前記電流合算器とカレント・ミラー構成に配置されたミラー・トランジスタと、
   を含み、
   前記バイアス電流は、前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流との合計に対応する大きさを有する請求項５に記載の利得システム。
7. 前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は、
   異なるＰＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源と、
   前記ＰＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを共通ノードに選択的に結合するＰＴＡＴスイッチ回路と、
   を含む請求項６に記載の利得システム。
8. 前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は、
   異なるＣＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源と、
   前記ＣＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つをもう１つの共通ノードに選択的に結合するＣＴＡＴスイッチ回路と、
   を含む請求項７に記載の利得システム。
9. 前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は前記バイアス電流の第１比率係数を供給するようにプログラムされ、前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は前記バイアス電流の第２比率係数を供給するようにプログラムされ、前記第１比率係数と前記第２比率係数とは合計がほぼ１である請求項８に記載の利得システム。
10. 前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は第１比率制御ワードに応答してプログラムされ、前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は第２比率制御ワードに応答してプログラムされる請求項９に記載の利得システム。
11. 前記第１比率制御ワードおよび前記第２比率制御ワードは、検知された温度に応答して調整される請求項１０に記載の利得システム。
12. 前記検知された温度に対応するアナログ信号を供給する温度センサと、
    前記温度センサから受信したアナログ信号に応答して前記第１比率制御ワードおよび前記第２比率制御ワードを生成する温度デコーダと、
    をさらに含む請求項１１に記載の利得システム。
13. 前記温度デコーダは、
    前記アナログ信号に応答してデジタル出力信号を供給するアナログ−デジタル変換器と、
    前記デジタル出力信号を受信し、前記第１比率制御信号を生成する第１デコーダと、
    前記デジタル出力信号を受信し、前記第２比率制御信号を生成する第２デコーダと、
    を含む請求項１２に記載の利得システム。
14. 無線送信器コアのための利得システムであって、
    差動利得制御信号に応答して利得レベルでデータ信号を増幅するための可変電流を受信する可変利得増幅器を備え、
    前記可変利得増幅器の出力電力は最小出力電力と最大出力電力との間で変動し、
    検知された温度に対応するアナログ信号を供給する温度センサと、
    前記温度センサから受信されたアナログ信号に応答して、第１比率制御ワードおよび第２比率制御ワードを生成する温度デコーダと、
    前記第１比率制御ワードに応答して絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）電流を供給し、前記第２比率制御ワードに応答して絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ）電流を供給する電流制御器と、
    を備え、
    前記電流制御器は、前記ＰＴＡＴ電流と前記ＣＴＡＴ電流とを合計して前記可変電流を供給する利得システム。
15. 前記電流制御器は、
    前記差動利得制御信号に応答して前記ＰＴＡＴ電流を生成するＰＴＡＴ電流操作回路と、
    前記差動利得制御信号に応答して前記ＣＴＡＴ電流を生成するＣＴＡＴ電流操作回路と、
    前記ＰＴＡＴ電流および前記ＣＴＡＴ電流を受信し、前記ＰＴＡＴ電流、追加ＰＴＡＴ電流、前記ＣＴＡＴ電流、追加ＣＴＡＴ電流の合計に対応する可変電流を供給する電流重み付け回路を含む請求項１４に記載の利得システム。
16. 前記電流重み付け回路は、
    前記第１比率制御ワードに応答して前記追加ＰＴＡＴ電流を供給する調整可能なＰＴＡＴ電流源と、
    前記第２比率制御ワードに応答して前記追加ＣＴＡＴ電流を供給する調整可能なＣＴＡＴ電流源と、
    を含む請求項１５に記載の利得システム。
17. 前記調整可能なＰＴＡＴ電流源は、
    異なるＰＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源と、
    前記追加ＰＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＰＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを供給電圧（ＶＤＤまたはＶＳＳ）に選択的に結合するＰＴＡＴスイッチ回路と、
    を含む請求項１６に記載の利得システム。
18. 前記調整可能なＣＴＡＴ電流源は、
    異なるＣＴＡＴ電流を供給する少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源と、
    前記追加ＣＴＡＴ電流を供給するために、前記少なくとも２つのＣＴＡＴ電流源のうち少なくとも１つを供給電圧（ＶＤＤまたはＶＳＳ）に選択的に結合するＣＴＡＴスイッチ回路と、
    を含む請求項１７に記載の利得システム。
19. 前記供給電圧はＶＤＤである請求項１７に記載の利得システム。
20. 前記供給電圧はＶＳＳであり、前記追加ＰＴＡＴ電流および前記追加ＣＴＡＴ電流は負の電流である請求項１７に記載の利得システム。
21. 前記ＰＴＡＴ電流操作回路は、
    共通ノードに並列に接続された一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタを含み、
    前記一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、ＰＴＡＴ基準電流の一部を供給するために前記差動利得制御信号によって制御され、
    前記ＰＴＡＴ基準電流を供給するために前記共通ノードに結合されたＰＴＡＴ電流源と、
    前記ＰＴＡＴ基準電流を受信し、大きさにおいて前記ＰＴＡＴ基準電流に対応するＰＴＡＴ電流を生成するカレント・ミラー回路と、
    をさらに含む請求項１５に記載の利得システム。
22. 前記ＣＴＡＴ電流操作回路は、
    もう１つの共通ノードに並列に接続されたもう一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタを含み、
    前記もう一組の入力ｎ−チャンネル・トランジスタは、ＣＴＡＴ基準電流の一部を供給するために前記差動利得制御信号によって制御され、
    前記ＣＴＡＴ基準電流を供給するために前記もう１つの共通ノードに結合されたＣＴＡＴ電流源と、
    前記ＣＴＡＴ基準電流を受信し、大きさにおいて前記ＣＴＡＴ基準電流に対応するＣＴＡＴ電流を生成するもう１つのカレント・ミラー回路と、
    をさらに含む請求項２１に記載の利得システム。