JP2010503353A - 集積回路技術を用いたマイクロ波発振器 - Google Patents

Abstract

本発明は集積回路技術を用いるミリメートル周波数発振器に関する。この発振器は制御信号Ｖｔに応じた発振周波数Ｆ_ｏｕｔを提供する、マイクロ波出力（Ｓｆ）を備える。発振周波数Ｆ_ｏｕｔは、発振器の２つの制御入力を介して中心周波数Ｆｃの周りで変調されることができ、第１の制御入力Ｅｃ１は発振器の中心周波数Ｆｃを固定する第１の制御信号Ｖｔ１により駆動され、第２の制御入力Ｅｃ２は、この中心周波数Ｆｃの直線変調を可能にする第２の制御信号Ｖｔ２により駆動される。発振器の制御信号Ｖｔは２つの制御信号Ｖｔ１及びＶｔ２の関数である。用途：電気通信、レーダー、自動車用レーダー。
【選択図】 図４ａ

Description

本発明は集積回路技術及び、とりわけ１ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの周波数範囲で動作するＭＭＩＣ、すなわちモノリシック集積回路を用いるマイクロ波発振器に関する。

これらの集積されたマイクロ波発振器は、電気通信、レーダー、及びとりわけ自動車用レーダーの分野における多くの用途に対して使用される。自動車の用途において、レーダーはその距離と速度が反射された信号において測定された位相の遅れ及び変化から推測され得る、１つ以上の目標物により反射されるマイクロ波の波を送る。

感度は特に自動車の用途に対し、レーダーに関する基本的な性能である。この感度は離れた目標物を（又は小さなレーダー断面で）検出する能力、及び近接している目標物を識別する能力として定義される。

これを行なうため、レーダーの帰還信号のスペクトルはその送信周波数の周りでできる限り狭いことが必要であり、又は言い換えれば、−３ｄＢにおける信号の帯域幅はできる限り狭くなければならない。

例えば、図１はその送信周波数のフィードバックあるいは事前修正用のいかなる装置もない、先行技術のレーダーにより受信された（復調された）ベースバンド信号のスペクトルを示す。ｄＢによる受信信号の相対的レベルは縦座標上にプロットされ、ｋＨｚによる周波数Ｆは横座標上にプロットされている。帯域幅は受信信号の最大出力に対して−３ｄＢにおいて約８０ｋＨｚの広さを有する。そのような帯域幅は、目標物を識別するために必要な感度に適合しない。

レーダーの周波数を発生させる発振器の線形性とその感度との間には、直接的関係がある。

図２ａは、素子に印加される制御信号Ｖｔ１の関数としての、発振器の周波数変更用の可変静電容量素子１０、周波数Ｆ_ｏｕｔのマイクロ波発振出力Ｓｆ、及びＶＣＯの周波数を制御する制御入力Ｅｃを含む、その頭字語ＶＣＯによっても知られる電圧制御された発振器（ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の単純化された線図を示す。

ＶＣＯの周波数Ｆ_ｏｕｔの変化は、ＶＣＯ内に集積されたバラクター１０の静電容量の漸進的変化を通じて得られる。ＶＣＯの制御入力Ｅｃを通じて、バラクターの端子に印加される制御電圧Ｖｔ１の変化は、バラクターの静電容量の変化及び、従ってＶＣＯの共振周波数の変化を生じる。

図２ｂは、図２ａのＶＣＯの発信回路のバラクター１０用の等価回路図を示す。この回路は、その端子に印加される制御電圧Ｖｔ１に応じて変化し得る静電容量のものと等価である。

図２ｃは、図２ａのバラクター１０に印加される制御電圧Ｖｔ１の関数としての、ＶＣＯ（Ｆ_ｏｕｔ）の周波数の変動を例示する。この変化は非線形であり、それはレーダーの感度を低下させるという欠点を有する。

自動車のレーダーの発振器は、発振器の送信周波数の変化を確実にするが、さらに中心周波数Ｆｃの周りの送信周波数を変調するための、制御入力によって周波数制御される。

高感度のレーダーを設計することは、送信周波数がＶＣＯの電圧制御により変調されるとき、送信周波数の変動において非常に良好な線形性を必要とする。

集積回路技術を用いる先行技術のマイクロ波発振器は、自動車のレーダー用途において良好な性能を得るためには十分に線形でない。この線形性を改善するため、発振器の周波数又はＶＣＯの制御信号Ｖｔ１の先行ひずみに対するフィードバック・ループなどの、集積回路の外部の装置が使用される。発振器の線形性を改善するための、これら既存の解決策は欠点として：
−追加的な補償システムの費用と、
−周波数発生部の集積レベルと、
−レーダー構造のより大きな複雑さと、
−放射線透過に対する規則に関連するレーダーの乏しいスペクトル純度と、
−線形性を改善するための代替装置によって制限される、送信源の変調に対する帯域幅と、
−線形性を改善するための代替装置の離散化に起因する、レーダーによる受信信号のひずみとを含む。

先行技術による集積化されたマイクロ波発振器の欠点を解決するために、本発明は集積回路技術を用いたマイクロ波発振器を提案し、発振器は素子に印加される制御信号Ｖｔに応じて、発振器の周波数を変えるための可変静電容量素子を備え、マイクロ波出力（Ｓｆ）は制御信号Ｖｔに応じて発振周波数Ｆ_ｏｕｔを提供する。

発振周波数Ｆ_ｏｕｔは発振器の２つの制御入力を介して中心周波数Ｆｃの周りで変調されることができ、発振器はその中心周波数Ｆｃを固定する第１の制御信号Ｖｔ１により駆動される、第１の制御入力（Ｅｃ１）と、この中心周波数Ｆｃの直線変調を可能にする第２の制御信号Ｖｔ２により駆動される、第２の制御入力（Ｅｃ２）とを含み、発振器の制御信号Ｖｔは２つの制御信号Ｖｔ１及びＶｔ２の関数である。

有利なことに、発振器の制御信号Ｖｔは次の合計：
Ｖｔ＝Ｖｔ１−ｋ．Ｖｔ２
からもたらされ、
ｋは用途によって選択される０〜１の間の任意のパラメータである。

別の実施形態において、ｋはｋ（Ｖｔ２）により表わされる第２の信号Ｖｔ２の関数であり、制御信号Ｖｔはそれゆえ下記となる：
Ｖｔ＝Ｖｔ１−Ｆ（Ｖｔ２）
ここでＦ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２
機能Ｆは第２の制御電圧Ｖｔ２から、電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を発生させる。

本発明の主な目的は、電圧制御された発振器の線形性を改善することである。

別の目的は、発振器の製造を単純化し、そして製造費を削減することである。

本発明により提案されている解決策は、非線形のアナログ集積システムの、ＭＭＩＣへの付加に基づく。この解決策は送信を変調するための、従ってレーダーの感度を改善するための制御電圧に応じた、周波数変動の線形性を増加させる。電圧制御された発振器は、その出力周波数がその制御電圧に比例するときに線形である。それに加えて、このように製造された発振器は、中心の動作周波数を固定できる別の標準制御電圧を保持する。

本発明は添付図面を参照すると共に、ＭＭＩＣ技術を伴うマイクロ波発振器の例示的実施形態により、より良く理解されるであろう。

既述されているが、先行技術のレーダーにより受信された信号のスペクトルを示す。 既述されているが、電圧制御された発振器の単純化された線図を示す。 既述されているが、図２ａのＶＣＯの発振回路のバラクター用の等価回路図を示す。 既述されているが、図２ａのバラクターに印加される制御電圧Ｖｔ１の関数としての、ＶＣＯの周波数の変動を例示する。 本発明によるＶＣＯの第１の実施形態を示す。 パラメータｋを得るための分圧器を示す。 図３ａのＶＣＯのバラクター静電容量の端子に印加される電圧Ｖｔを示す。 一定電圧Ｖｔ２における電圧Ｖｔ１の関数としての、ＶＣＯの発振周波数の変動を示す。 一定電圧Ｖｔ１における第２の制御電圧Ｖｔ２の関数としての、ＶＣＯの出力での発振周波数Ｆ_ｏｕｔの変動を示す。 本発明によるＶＣＯの別の実施形態を示す。 図４ａのＶＣＯのバラクター静電容量の端子に印加される電圧Ｖｔを示す。 Ｖｔ１が一定の場合の、バラクターに印加される第２の電圧Ｖｔ２の関数としての、図４ａのＶＣＯの周波数の変動を示す。 機能Ｆからの出力としての、第２の制御電圧Ｖｔ２から得られる電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を示す。 バラクター静電容量の端子の１つに印加される電圧、すなわち、第２の制御電圧Ｖｔ２の関数としてのｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を示す。 機能Ｆの実際的な実施形態を示す。 本発明によるＶＣＯを含むレーダーによって受信された信号のスペクトルを示す。

図３ａは、図２ａのＶＣＯにおけるように周波数Ｆ_ｏｕｔのマイクロ波発振出力Ｓｆ、及びＶＣＯの周波数を制御する制御入力Ｅｃ１を含み、そして本発明の主な特徴により第２の制御信号Ｖｔ２をＶＣＯに印加するための第２の入力Ｅｃ２を含む、本発明によるＶＣＯの第１の実施形態を示す。

ＶＣＯの周波数Ｆ_ｏｕｔの変化は、ＶＣＯのバラクター（１０）に印加される制御電圧Ｖｔを変化させる効果を通じて得られる。

本発明の別の特徴によれば、ＶＣＯのバラクターに印加される制御信号Ｖｔは次の合計：
Ｖｔ＝Ｖｔ１−ｋ．Ｖｔ２
からもたらされる。

この第１の実施形態において、ｋは用途によって選択される０〜１の間のパラメータである。

ｋの値は、例えば単純な分圧器により得られ得る。図３ｂは直列の２つの抵抗Ｒ１及びＲ２を含むパラメータｋを得るための、そのような分圧器を示す。電圧ｋ．Ｖｔ２は、２つの直列抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点において得られる。

図３ｃは、図３ａのＶＣＯのバラクター静電容量の端子に印加される電圧Ｖｔ、端子の１つにおける電圧Ｖｔ１、及びバラクター静電容量の別の端子における電圧ｋ．Ｖｔ２を示す。

図３ｄは、一定電圧Ｖｔ２に関する、電圧Ｖｔ１の関数としてのＶＣＯ（Ｆ_ｏｕｔ）の発振周波数の変動を示す。この変動は図２ａの先行技術のＶＣＯのものと類似であることが観察されよう。２つの制御電圧Ｖｔ１及びＶｔ２を伴うこの構成は、それゆえ図２ａの先行技術のＶＣＯに対して説明された動作を妨げない。これはさらに広い周波数の動作範囲の保持を可能にする。

図３ｅは、一定の第１制御電圧Ｖｔ１に関する、第２の制御電圧Ｖｔ２の関数としてのＶＣＯの出力における発振周波数Ｆ_ｏｕｔの変動を示す。

図３ｅにおいて勾配の性質が逆になり、ｋが１に比べて小さいほどＶｔ２の関数としての周波数の変動がより線形になることに気付くであろう。具体的に、Ｖｔ２の関数としてのＦ_ｏｕｔ（Ｖｔ１＝一定）についてのｋの値に従って、周波数Ｆ_ｏｕｔにおける多少の変動が生じる。これは、考えられる変動範囲が小さくなるだけますます、図３ｅの曲線勾配がその平均値に対して少なく変動するためである。

この装置はＶｔ１に応じたレーダーのための広い動作範囲と、レーダーの周波数変調により適するＶｔ２に応じた動作モードとを提供する。

図４ａは本発明によるＶＣＯの別の実施形態を示す。

このＶＣＯの別の実施形態において、ｋはｋ（Ｖｔ２）と称される第２の電圧Ｖｔ２の関数であり、この関数の値は０〜１の間にある。ＶＣＯのバラクターに印加される結果的な制御電圧Ｖｔは：
Ｖｔ＝Ｖｔ１−ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２
で表わされ、あるいは代わりに：
Ｖｔ＝Ｖｔ１−Ｆ（Ｖｔ２）
で表わされ、ここでＦ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２であろう。

この別の実施形態において、機能Ｆは第２の制御電圧Ｖｔ２から、電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を発生する。

図４ｂは、図４ａのＶＣＯのバラクター静電容量の端子に印加される電圧Ｖｔ、その端子の１つに印加される電圧Ｖｔ１、及びバラクター静電容量の別の端子に印加される電圧ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を示す。

本発明の全体は、機能Ｆを介する第２の制御電圧Ｖｔ２の付加と共に、この図４ａの実施形態において用いられる。関数ｋは電圧Ｖｔ２に対するこの別の実施形態に依存する。

バラクターに電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を供給する機能Ｆは、第１電圧Ｖｔ１が一定の場合の、第２の電圧Ｖｔ２の関数としての、周波数Ｆ_ｏｕｔの勾配の変動を類似の方法で補償できるようにする、非線形の機能である。

図４ｃは、Ｖｔ１が一定の場合の、バラクターに印加される第２の電圧Ｖｔ２の関数としての、図４ａのＶＣＯの周波数Ｆ_ｏｕｔの変動を示す。

従って、図４ｃに例示されるように、Ｖｔ１が一定の場合の、Ｖｔ２の関数としてのＦ_ｏｕｔに関して、ほぼ一定の勾配が得られる。

本発明によるこの電圧制御された発振器は、Ｖｔ１に応じたレーダーのための広い動作範囲と、それが一定のＶｔ１において増加したＦ（Ｖｔ２）の線形性を有するため、レーダーの周波数変調にさらに適するＶｔ２に応じた動作モードとを常に提供する。これは外的な補償をＶＣＯに加えることなく、レーダーの感度を直接的に改善する。

図５ａは機能Ｆからの出力としての、第２の制御電圧Ｖｔ２から得られた電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を示し、図５ｂはバラクター静電容量の端子の１つに印加された電圧、すなわち第２の制御電圧Ｖｔ２の関数としてのｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２の曲線を示す。

機能Ｆは典型的には非線形である。

所与の有限の電圧Ｖｔ２の範囲内で、電圧Ｆ（Ｖｔ２）は次の連続により記述され得る：
Ｆ（Ｖｔ２）＝ａ_１．Ｖｔ２＋ａ_２．Ｖｔ２^２＋ａ_３．Ｖｔ２^３＋．．．ａ_ｉ．Ｖｔ２^ｉ．．．ａ_ｎ．Ｖｔ２^ｎ
式中、ｎ∈｛１，＋∝｝
ａ_ｉ∈｛−∝，＋∝｝
ｉ∈｛１，ｎ｝
ｎ及びｉは正の整数、ａ_ｉは実数である。

図５ｃは、は抵抗などの線形の素子及び、ダイオードなどの非線形の素子を用いた、機能Ｆの実際的な実施形態を示す。

この例において、機能Ｆは下記を含む四重極により生成される：
−抵抗Ｒ０により接続された入力Ｅｆ１及び出力Ｓｆ１。出力Ｓｆ１はｐ個の配列（０、１、２、．．．ｉ、．．．ｐ）によって基準電位、例えばアースＭに並列に接続され、配列の各々はｊ個のダイオードＤを伴う直列の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、．．．Ｒｉ、．．．Ｒｐを備え、ｊは０〜ｑの間にある。

例えば、この実施形態において、列ｉ＝１の配列は１つのダイオードＤと直列のＲ１を備え、列ｉ＝２の配列は２つのダイオードＤと直列のＲ２を備え、列ｉの配列はｉ個のダイオードＤと直列のＲｉを備え、以下同様である。

当然ながら、１つの配列内のダイオード数は、配列の列と異なってもよい。例えば、列ｉの配列はｊ個のダイオードＤと直列の抵抗Ｒｉを含み得る。

当然ながら、理論的には配列の数は無制限であり、次のように表わされ得る：
ｐ∈｛１，＋∝｝
ｑ∈｛０，＋∝｝
Ｒｉ∈｛０，＋∝｝
ｉ∈｛０，ｐ｝
ｊ∈｛０，ｑ｝
ｐ、ｑ、ｉ、ｊは正の整数である。Ｒｉは正の実数である。

しかしながら、この機能は素子（例えばトランジスタ）に印加される電圧に応じた、その電流の非線形挙動を有する、任意の素子を用いても生成され得る。

図６は、下記のようなＶＣＯを含まないレーダーに関する図１の信号のスペクトルと比較されるべき、本発明によるＶＣＯを含むレーダーにより（復調された）ベースバンドにおいて受信された、信号のスペクトルを示す。本発明によるＶＣＯを含むレーダーにより受信された信号の、最大出力の−３ｄＢにおける帯域幅は１０ｋＨｚであり、それよりもはるかに大きい約８０ｋＨｚの帯域幅を有する、従来技術のレーダーのものと比較されたい。

Claims (7)

1. 集積回路技術を用いたマイクロ波発振器であって、発振器が素子に印加される制御信号Ｖｔに応じて前記発振器の周波数を変えるための可変静電容量素子（１０）を備え、マイクロ波出力（Ｓｆ）が制御信号Ｖｔに応じた発振周波数Ｆ_ｏｕｔを供給する発振器において、
   前記発振周波数Ｆ_ｏｕｔが発振器の２つの制御入力を介して、中心周波数Ｆｃの周りで変調されることができ、発振器がその中心周波数Ｆｃを固定する第１の制御信号Ｖｔ１によって駆動される第１の制御入力（Ｅｃ１）と、この中心周波数Ｆｃの直線変調を可能にする、第２の制御信号Ｖｔ２によって駆動される第２の制御入力（Ｅｃ２）とを含み、発振器の制御信号Ｖｔが２つの制御信号Ｖｔ１及びＶｔ２の関数であることを特徴とする発振器。
2. 発振器の制御信号Ｖｔが次の合計：
   Ｖｔ＝Ｖｔ１−ｋ．Ｖｔ２
   からもたらされ、ｋが用途によって選択される０〜１の間のパラメータであることを特徴とする、請求項１に記載の発振器。
3. ｋがｋ（Ｖｔ２）により表わされる第２の信号Ｖｔ２の関数であり、それゆえ制御信号Ｖｔが：
   Ｖｔ＝Ｖｔ１−Ｆ（Ｖｔ２）
   となり、ここでＦ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２であり、
   機能Ｆが第２の制御電圧Ｖｔ２から、電圧Ｆ（Ｖｔ２）＝ｋ（Ｖｔ２）．Ｖｔ２を発生させることを特徴とする、請求項２に記載の発振器。
4. 機能Ｆが抵抗（Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２、．．．Ｒｐ）などの線形の素子及び、ダイオード（Ｄ）又はトランジスタなどの非線形の素子を用いて生成されることを特徴とする、請求項３に記載の発振器。
5. 所与の有限の制御電圧Ｖｔ２の範囲内で、電圧Ｆ（Ｖｔ２）が次の連続：
   Ｆ（Ｖｔ２）＝ａ_１．Ｖｔ２＋ａ_２．Ｖｔ２^２＋ａ_３．Ｖｔ２^３＋．．．ａ_ｉ．Ｖｔ２^ｉ．．．ａ_ｎ．Ｖｔ２^ｎ
   によって記述されることができ、
   ここで、ｎ∈｛１，＋∝｝
   ａ_ｉ∈｛−∝，＋∝｝
   ｉ∈｛１，ｎ｝
   であり、
   ｎ及びｉが正の整数、ａ_ｉが実数であることを特徴とする、請求項３又は４に記載の発振器。
6. 機能Ｆが：
   −抵抗Ｒ０により接続された入力Ｅｆ１及び出力Ｓｆ１であって、前記出力Ｓｆ１がｐ個の配列（０、１、２、．．．ｉ、．．．ｐ）により基準電位、例えばアースＭに並列に接続され、配列の各々がｊ個のダイオードＤを伴う直列の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、．．．Ｒｉ、．．．Ｒｐを備え、ｊが０〜ｑの間にあり、ここで、
   ｐ∈｛１，＋∝｝
   ｑ∈｛０，＋∝｝
   Ｒｉ∈｛０，＋∝｝
   ｉ∈｛０，ｐ｝
   ｊ∈｛０，ｑ｝
   であり、ｐ、ｑ、ｉ、ｊが正の整数、Ｒｉが正の実数である、入力Ｅｆ１及び出力Ｓｆ１を含む四重極によって生成されることを特徴とする、請求項５に記載の発振器。
7. 発振器（ＶＣＯ）の周波数Ｆ_ｏｕｔを変えるための可変静電容量素子が、バラクターに印加される制御電圧Ｖｔの変動の影響下にある、前記発振器のバラクター（１０）であることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一項に記載の発振器。

Images