JP2010502110A - 単一チャネルコードワードのダウンリンク通信をサポートするためのｍｉｍｏ送信機および受信機 - Google Patents

Abstract

単一チャネルコードワードのダウンリンク（ＤＬ）通信が、多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機および受信機を提供することによってサポートされる。この送信機は、Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、プレコーダと、プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置とを含む。時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成する。この送信機は、受信機からのフィードバック情報が使用不可能である場合は開ループモードで動作し、チャネルランク情報が使用可能であるときは半開ループモードで動作し、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であるときは閉ループモードで動作する。受信機は、受信された空間ストリームごとに送信機にフィードバックを提供するように構成される。

Description

本発明は、多入力多出力（ＭＩＭＯ：multiple-input multiple-output）送信機および受信機を含む無線通信システムに関する。より詳細には、本発明は、単一チャネルコードワード（single channel codewords）のダウンリンク（ＤＬ：downlink）通信をサポートする無線通信システムに関する。

スレッド代数時空間（ＴＡＳＴ：Threaded algebraic space−time）プレコーダアーキテクチャーは、３つの主要部分、すなわちプレコーダ（precoder）と、ＴＡＳＴと、ビームフォーマ（beamformer）とからなる。プレコーダは、コンステレーション回転（constellation rotation）を提供する。ＴＡＳＴは、フルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ：full diversity full rate）対角時空間符号化方式である。減少したレートのバージョンのＴＡＳＴも存在する。ビームフォーミングは、閉ループの場合、またＮ_Tを送信機（Ｔｘ：transmitter）アンテナの数、Ｎ_Rを受信機（Ｒｘ：receiver）アンテナの数として、Ｎ_T＞Ｎ_Rの場合にだけ行われる。ビームフォーマは、特異値分解（ＳＶＤ：singular value decomposition）を使用し、（量子化された）すべてのチャネル状態情報（ＣＳＩ：channel state information）が送信機において使用可能であると見なす。

ＴＡＳＴプレコーダアーキテクチャーには、４つの伝送操作モード、すなわち開ループ（ＯＬ：open loop）モード、チャネルランクフィードバック（すなわちランク適応）付き開ループ（ＯＬ−Ｒ：open loop with channel rank feedback）モード、閉ループ（ＣＬ：closed loop）モード、およびチャネルランクフィードバック付き閉ループ（ＣＬ−Ｒ：closed loop with channel rank feedback）モードがある。

ＴＡＳＴプレコーダは、時空間または空間周波数内に適用することができる。Ｍを分離可能な独立レイリーフェージング（Rayleigh Fading）マルチパスの平均数に等しい値として、パラメータＭの値を決定しなければならない。フラットフェージングチャネルでは、Ｍ＝１である。Ｍは、Ｋをサブキャリアの総数として、ＫがＭの整数倍数となるように選択すべきである。しかし、Ｍは、受信機の複雑さにも大きな影響を及ぼす。したがって、非常に周波数選択性の高いチャネルでは、必要であれば、Ｍは、所定の最大値に制限することができる。

周波数帯域全体が、Ｍ個のサブバンドに分割される。各サブバンド内で、フラットフェージングの仮定が想定される。各サブバンドには、Ｋ／Ｍ個のサブキャリアがある。サブバンドは、フラットフェージングの仮定が想定される周波数帯域である。

次に、以下に示されるように、上記に定義された４つの伝送モードのうちの１つを、使用可能なフィードバック情報、およびＮ_T＞Ｎ_Rが真かどうかに基づいて選択すべきである。
１）ＯＬ伝送モード：Ｌ＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）、Ｎ_V＝Ｎ_T；数式（１）
２）ＯＬ−Ｒ伝送モード：Ｌ＝ｒａｎｋ（Ｈ）、Ｎ_V＝Ｎ_T；数式（２）
３）ＣＬ伝送モード：Ｎ_V＝Ｌ＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）；数式（３）
４）ＣＬ−Ｒ伝送モード：Ｎ_V＝Ｌ＝ｒａｎｋ（Ｈ）；数式（４）
ただし、Ｈは、サイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列であり、Ｌはスレッドの総数であり、各スレッドは、Ｎ_Vを仮想Ｔｘアンテナの数として、各サブバンドからＮ_V個の連続した周波数を使用する。空間周波数行列のサイズ（すなわち行および列の数）、Ｓは、Ｓ_F＝Ｎ_V×Ｍとして、Ｎ_V×Ｓ_Fである。Ｓ内の要素の総数は、１つのＴＡＳＴコードワードを構成する。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency division multiplexing）シンボル当たりのＴＡＳＴコードワードの総数は、Ｓ_FをサイズＮ_V×Ｍの拡散率（ＳＦ：spreading factor）として、Ｋ／Ｓ_Fに等しい。ＳＦは、空間、時間または周波数次元、あるいは結合時間または結合空間周波数面にわたるものであり得る。

それぞれのＴＡＳＴコードワードについて、Ｌ×Ｓ_F直交振幅変調（ＱＡＭ：quadrature amplitude modulation）シンボルのグループは、各グループがＳ_F個の要素を有する、Ｌ個のスレッド（すなわちグループ）に分割される。

１つのＴＡＳＴコードワードの入力ＱＡＭシンボルは、次式のように示される。ただし、ｕは、サイズＳ_F×１のプレコーディングの前の複素Ｔｘシンボルベクトルを表す。

プレコーダ行列は、サイズＳ_F×Ｓ_Fのバンデルモンド（ＶＭＤ：Vandermonde）行列であり、ただし、

であり、Ｃは、サイズＳ_F×Ｓ_Fのバンデルモンドコンステレーション回転行列であり、

は、

の場合、多項式

の根（root）である。

プレコーダ行列の例
Ｓ_F＝２の場合、

Ｓ_F＝３の場合、

ただし、

である。

プレコーダ出力は、次式のように得られる。

ｂ₁＝Ｃｕ₁
………… 数式（９）
ｂ_L＝Ｃｕ_L
ただし、ｂ_jは、空間層を構成する。これらの層はそれぞれ、特別のやり方で空間周波数行列に置かれ、次いで、それらは、スレッドを構成する。したがって、スレッドは、各シンボルがそれぞれ異なる時間周波数応答でそれぞれ異なる仮想アンテナ（または実物のアンテナ）を通過するように十分な空間および時間範囲を有する層である。送信される複素シンボルは、どのシンボルがどのアンテナ（仮想または実物）で、またどの時間周波数リソースで送信されるかを当該複素シンボルが示すように、時空間または空間周波数行列に置かれる。これは、空間周波数行列内の対角階層化によって容易に達成される。

スレッド作成
サブバンドインデックスが［１，Ｍ］の範囲であり、アンテナインデックスが［１，Ｎ_V］の範囲であり、スレッドが、１≦ｊ≦Ｌと番号付けされると仮定すると、スレッドｊのインデクシング集合（行、列の数）は、次式のように書くことができる。

ただし、

は、モジュロＮ演算を示す。

空間周波数行列の例

ディオファントス数（Diophantine Number）
ＴＡＳＴ作成では、レート１の符号である１つのスレッドからの自己干渉はない。しかし、スレッドの数が増加するにつれて、スレッド間の相互干渉が増加する。この干渉を抑制するために、それぞれのスレッドには、干渉を最小限に抑えるように選択される数が割り当てられる。この数は、ディオファントス数と呼ばれる。それぞれのスレッドは、
ｖ₁＝φ₁ｂ₁＝φ₁Ｃｕ₁
………… 数式（１１）
ｖ_L＝φ_Lｂ_L＝φ_LＣｕ_L
となるようにディオファントス数が割り当てられ、
ただし、ｖは、サイズＳ_F×１のプレコーディング（層）の後の複素Ｔｘシンボルベクトルを表す。

以下の数の集合は、スレッド間の相互干渉を最小化することが証明されている。

ただし、φは、

として選択することができる。

最終空間周波数行列の例
例１：
Ｎ_V＝２、Ｌ＝２、Ｍ＝１、かつｂ_i＝（ｂ₁₁，ｂ₁₂）^T、ｂ₂＝（ｂ₂₁，ｂ₂₂）^Tのとき、以下の通りである。ただし、φ₁＝１、φ₂＝φ^1/2、φ＝ｅ^iπ/6である。

例２：
Ｎ_V＝３、Ｌ＝２、Ｍ＝１、かつｂ_i＝（ｂ₁₁，ｂ₁₂，ｂ₁₃）^T、ｂ₂＝（ｂ₂₁，ｂ₂₂，ｂ₂₃）^Tのとき、以下の通りである。ただし、φ₁＝１、φ₂＝φ^1/3、φ＝ｅ^iπ/6である。

例３：
ただし、φ₁＝１、φ₂＝φ^1/3、φ₃＝φ^2/3、φ＝ｅ^iπ/12である。

送信信号
受信機の公式化（formulation）に移るために上記例を使用すると、

ＯＦＤＭシンボルの任意の周波数で送信された任意の送信ベクトル、ｘは、Ｌ個の非ゼロ要素、１≦ｌ≦Ｌとしてｘ_j＝ｖ_lj、およびＮ_V−Ｌ、ならびにＮ_V要素の合計からなる。それぞれの空間周波数行列は、Ｓ_F＝Ｎ_VＭ送信ベクトルからなる。

結合最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean−Square Error）受信機
各周波数の各送信ベクトルについて、受信信号は、次式のように書くことができる。
ｙ＝Ｈｘ＋ｎ 数式（１６）
ただし、ｙおよびｎはＮ_R×１であり、ｘは、サイズＮ_T×１の送信された複素Ｔ_Xシンボルを表し、Ｈは、サイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列である。元のシンボルが空間周波数にわたって拡散されるので、受信シンボルは、空間および周波数で共に復号される。そうでない場合は性能の劣化が生じ得る。したがって、復号の前に、空間周波数行列全体が、受信機で得られなければならない。

空間周波数行列、Ｓのすべてのシンボルが得られた後、同じ空間周波数行列に属する受信ベクトルが、互いの上に加えられる（augment）。ＳがＳ_F送信ベクトルを含むので、拡張された受信および送信ベクトルは、次式のようにＳ_Fベクトルを併合することにより作成される。

次いで、拡張された受信ベクトルは、次式のように書くことができる。
ｙ_a＝Ｈ_aｕ_a＋ｎ_a 数式（１９）
ただし、拡張されたチャネル行列Ｈ_aは、受信信号のＭＩＭＯ数式から導出される。

結合ＭＭＳＥ受信機が使用される場合、推定されたシンボルベクトルは、次式のように書くことができる。

ただし、ｕ_aは、推定されたベクトルであり、共分散行列は、次式のように、対角行列であると仮定される。

例
例１：Ｎｖ＝２、Ｌ＝２、Ｍ＝１、かつｂ₁＝（ｂ₁₁，ｂ₁₂）^T、ｂ₂＝（ｂ₂₁，ｂ₂₂）^Tの場合。ただし、φ₁＝１、φ₂＝φ^1/2、φ＝ｅ^iπ/6である。

次いで、最終の送信空間周波数行列は、次式のように書くことができる。ただし、ａ＝１、ｂ＝ｅ^iπ/4、ｃ＝１、ｄ＝−ｅ^iπ/4、ｅ＝ｅ^iπ/12、ｆ＝ｅ^iπ/3、ｇ＝ｅ^iπ/12、ｍ＝−ｅ^iπ/3である。

拡張チャネル行列は、次式のように書くことができる。

拡張チャネル行列のサイズは、（Ｎ_vＳ_F）×（ＬＳ_F）であることに留意されたい。

したがって、Ｌ＝１の場合、拡張チャネル行列は次式になる。

一般化されたプレコーダは、４つの行列の乗算として書くことができる。

ただし、ｋは、サブキャリアインデックスを表し、ｎはＯＦＤＭシンボルインデックスを表し、Ｎ_TはＴｘアンテナの数、Ｎ_Vは仮想アンテナの数である。時間周波数リソースは、１つのＯＦＤＭシンボルの１つのサブキャリアである。

プレコーディング行列は、単独に使用されるとき、追加のダイバーシチをもたらすために、空間拡散およびコンステレーション回転を提供することができる。プレコーディングは単独で、好ましいプレコーディング行列に関してユーザをグループ化するために使用することもできる。この方式は、スケジューリングと組み合わされることもある。

プレコーディングは、空間時間周波数ブロック符号（ＳＴＦＢＣ：space-time-frequency block code）と組み合わされるとき、時間または周波数において追加のダイバーシチ利得を提供することができる（例えば、対角スレッド時空間（ＤＴＳＴ：diagonal threaded space−time）、ＴＡＳＴなど）。例えば、ＴＡＳＴは、対角ＳＴＦＢＣが後に続く、コンステレーション回転用のバンデルモンド行列を使用する。ＤＴＳＴは、対角ＳＴＦＢＣが後に続く、アダマール行列を使用する。

一般に、ビームフォーミングまたはアンテナ選択は、Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、１０ ｌｏｇ（Ｎ_T／Ｎ_V）ｄＢの利得を伴う場合にだけ、プレコーディング（例えば、ＴＡＳＴ）と組み合わされる。ＳＶＤは、閉ループ操作（例えば、ＴＡＳＴ）で使用することができる普及したビームフォーミング技術のうちの１つである。

サブキャリアごとのアンテナ単位のパワーローディング（power loading）が、スタンドアロンの技術として、またはＡＭＣ技術を補完するものとして、注水（water-filling）概念を実装するために使用され得る。パワーローディングは、次式のように定義される対角行列Ｐ_n（ｋ）である。

一般化されたプレコーダの最終部分は、巡回遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ：cyclic delay diversity）である。ＣＣＤは、フラットフェージングチャネルで使用されるときに利得をもたらす。周波数選択性チャネルにはあまり有用ではない。ＣＤＤは、次式のように定義される対角行列Ｔ_n（ｋ）である。

図１は、１６ＱＡＭの従来型ＭＭＳＥ等化器の後の受信データのコンステレーション図である。図２は、ＴＡＳＴ符号化が図１の受信データに適用された後の、１６ＱＡＭの雑音なし受信被変調データの回転されたコンステレーション図である。ＴＡＳＴの各層は、異なるコンステレーション回転を有する。これは、各層への追加のダイバーシチをもたらし、復号プロセスの間の層の距離をも増加させる。

多くの異なる形のプレコーダ、ビームフォーマおよび時空間または空間周波数符号化方式が提案されてきた。空間多重化、空間および周波数ダイバーシチ、ビームフォーミング、適応電力およびレート制御、ならびに自動再送要求（ＡＲＱ：automatic repeat request）ダイバーシチの利点をすべて達成し得るＭＩＭＯプレコーディングのための統一フレームワークを提供することが望ましい。

単一チャネルコードワードのダウンリンク通信は、ＭＩＭＯ送信機および受信機を提供することによってサポートされる。送信機は、Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、プレコーダと、プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置とを含む。時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいて、ＴＡＳＴコードワードを定義する行列を作成する。送信機は、受信機からのフィードバック情報が使用可能でない場合は開ループモードで、チャネルランク情報が使用可能な場合は半開ループモードで、ＣＳＩが使用可能な場合は閉ループモードで動作する。受信機は、受信された空間ストリームごとにフィードバックを送信機に提供するように構成される。

本発明のより詳細な理解は、例として与えられており、添付の図面と併せて理解すべき好ましい実施形態についての下記の説明から得ることができる。
１６ＱＡＭの従来型ＭＭＳＥ等化器の後の受信データのコンステレーションの図である。 図１の受信データにＴＡＳＴ符号化が適用された後の１６ＱＡＭの雑音なし受信被変調データの回転されたコンステレーションの図である。 従来の拡張型受信機を用いたＳＦプレコーディングの際の空間多重化ＳＴＳＴ ＴＡＳＴの性能を示す図である。 ＭＩＭＯ送信機のブロック図である。 ＭＩＭＯ受信機のブロック図である。

下記で言及されるとき、用語「無線送受信装置（ＷＴＲＵ：wireless transmit receive unit）」には、それだけに限らないが、ユーザ端末装置（ＵＥ：user equipment）、移動局、固定または移動型加入者装置、ページャー、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ：personal data assistant）、コンピュータ、または無線環境内で動作することができる他の任意のタイプのユーザ装置が含まれる。下記で言及されるとき、用語「基地局」には、それだけに限らないが、Ｎｏｄｅ−Ｂ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ：access point）、または無線環境内で動作することができる他の任意のタイプのインターフェース装置が含まれる。

本明細書に提示されたＤＬ ＭＩＭＯアーキテクチャーは、パラメータまたはモジュールの組合せを単に変更することにより得られる特別なケースとして、提案された方式の多くを包含するものである。

提案された方式のほとんどをサポートし、柔軟なアルゴリズム開発環境を提供するシミュレーションプラットフォームが開示される。空間多重数およびダイバーシチ利得を共に最適化することは、周波数帯域を、連続した時間周波数リソースブロック（ＲＢ）を組み合わせることにより得られたサブバンドへと分割することによって達成される。次いで、情報シンボルは、ダイバーシチ増加のために、それぞれ異なるサブバンドにわたって拡散される。

このために、被変調シンボルは、時空間または空間周波数（ＳＴＦ：space-frequency）コードワードにグループ化される。それぞれのＳＴＦコードワードは、Ｎ_Sを空間ストリームの数として、Ｎ_S Ｌ被変調シンボルからなる。それぞれのコードワードは、長さＬのＮ_S個の成分ベクトル（空間層）、ｕ_j、ｊ＝１，…，Ｎ_Sに分割される。

それぞれの成分ベクトルは、ｕ_j→ｖ（ｕ_j）として、空間、結合時空間または結合空間周波数にわたって拡散され得るようにプレコーディングされる。出力ベクトルは、ダイバーシチ利点を最大にするために、アンテナ、ならびに時間および周波数リソース間で分散される。

１より大きい空間多重（ＳＭ：spatial multiplexing）数では、それぞれ異なる層の間で、空間干渉が生じる。この空間干渉は、ｖ_j＝φ_jｖ（ｕ_j）として、各空間層の構成コードを異なる代数部分空間に割り当てることによって減少させることができる。

操作モード
多重化およびダイバーシチモジュールは、使用可能なフィードバック情報に基づいて、以下の３つの操作モードに最適化することができる。

開ループ：フィードバック情報が使用可能でない。ＳＭ数は、Ｎ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される。この場合、仮想アンテナの数Ｎ_Vは、Ｔｘアンテナの数Ｎ_Tになるように選択される。

半開ループ：チャネルランク情報が送信機において使用可能である。Ｎ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である。この場合、Ｎ_V＝Ｎ_Tが選択される。

閉ループ：ＣＳＩが送信機において使用可能である。Ｎ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である。Ｎ_V＜Ｎ_Tである場合、アンテナ選択またはビームフォーミングが、送信機内に適用され得る。１０ ｌｏｇ₁₀（Ｎ_T／Ｎ_V）ｄＢの追加利得が達成され得る。

統一アーキテクチャーを使用するＭＩＭＯ方式の例には、Ａｌａｍｏｕｔｉ（アラムーチ）時空間ブロックコード（ＳＴＢＣ：space−time block code）、対角ＢＬＡＳＴ（Bell−Labs layered space−time）、ＤＴＳＴコードおよびＴＡＳＴコード（周波数ダイバーシチありおよびなし）が含まれる。

例１：Ａｌａｍｏｕｔｉ方式
Ａｌａｍｏｕｔｉは、単純な線形処理デコーダを可能にしながら、フルダイバーシチを達成する２つのＴｘアンテナを介したＳＴＢＣを提案している。フルダイバーシチは、それぞれのシンボルがＭＩＭＯチャネルを介してＮ_TＮ_RＭ独立確率変数を通ることを意味し、ただし、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式は次式で表される。

この式は、次式のように書き換えることができる。

プレコーディングは、次式のように書くことができる。
ｖ₁（ｕ₁）＝（ｕ₁，ｕ₁ ^*） 数式（３５）
ｖ₂（ｕ₂）＝（φ^1/2ｕ₂，φ^1/2ｕ₂ ^*）、ただしφ＝−１ 数式（３６）

この方式では、パラメータは、
Ｍ＝１、Ｎ_T＝Ｎ_V＝Ｎ_S＝２、Ｌ＝１、Ｎ＝２

かつ
Ｄ_P＝Ｎ_VＮ_R＝４
ただし、Ｍは、分離可能な独立レイリーフェージングマルチパスの平均数であり、Ｒ_Pはプレコーダレートであり、Ｄ_Pは、時間または周波数次元（＝Ｎ_TＮ_RＭ）の使用による最大ダイバーシチ次数であり、Ｎ_Sは空間ストリームの数であり、Ｎ_TはＴｘアンテナの数であり、Ｎはプレコーディング後のＴｘシンボルベクトルのエントリ数であり、Ｌはスレッド数であり、Ｎ_RはＲｘアンテナの数である。ＴＡＳＴでは、Ｎ＝Ｓ_F＝Ｎ_V×Ｍである。Ａｌａｍｏｕｔｉ方式は、１より大きい多重数を達成することができないことに留意されたい。

例２：対角ＢＬＡＳＴ（Diagonal-BLAST）
Ｄ−ＢＬＡＳＴのＳＴＢＣ行列は、次式のように書くことができる。

ただし、ｖ₁₁，…，ｖ₂₂およびφは、各層内で対角にチャネル符号化を使用することによって作成される。この手法では、パラメータは以下の通りである。

Ｍ＝１、Ｎ_T＝Ｎ_V＝Ｎ_S＝Ｎ_R＝２、Ｌ＝２、Ｎ＝Ｎ_V＋Ｎ_S−１＝３

Ｄ_P＝Ｎ_VＮ_R＝４

レートは、最大レート（ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R））未満であることに留意されたい。フルダイバーシチは、各層の構成プレコーダ、および符号の時間次元の拡張によって既に保証されている。

例３：ＤＴＳＴ
ＤＴＳＴコードは、時空間行列内の対角空間階層化を使用する。
Ｎ_V＝３、Ｎ_S＝３、Ｍ＝１；ただし、Ｖ₁＝（ｖ₁₁，ｖ₁₂，ｖ₁₃）^T、Ｖ₂＝（ｖ₂₁，ｖ₂₂，ｖ₂₃）^T、Ｖ₃＝（ｖ₃₁，ｖ₃₂，ｖ₃₃）^Tである。
使用されるプレコーディング行列は、サイズＮ_V×Ｎ_Vのアダマール行列である。

Ｖ_j＝φ_jＣｕ_j； 数式（３９）
かつ

ただし、

かつ
Ｄ_P＝Ｎ_VＮ_R＝９

この方式はフルレートを有しており、それは、フラットフェージングチャネルのフルダイバーシチを達成する潜在性を有することに留意されたい。しかし、この方式に関する問題は、それが空間層間の干渉を抑制しないということである。したがって、実際には、この方式は、フルダイバーシチを達成することができない。また、結合空間周波数および結合時空間ダイバーシチは使用されていない。

例４：フルレートおよびフルダイバーシチＴＡＳＴ
スレッド型代数時空間符号（ＴＡＳＴ：Threaded algebraic space-time code）は、ＤＴＳＴに類似の時空間行列内の対角空間階層化を使用する。この空間階層化は、スレッディング（threading）と呼ばれる。
Ｎ_V＝３、Ｎ_S＝２、Ｍ＝１；ただし、Ｖ₁＝（ｖ₁₁，ｖ₁₂，ｖ₁₃）^T、Ｖ₂＝（ｖ₂₁，ｖ₂₂，ｖ₂₃）^Tである。
使用されるプレコーディング行列は、サイズＮ_VＭ×Ｎ_VＭのバンデルモンド行列であり、このバンデルモンド行列は、Ｓ内の各エントリについて、異なるコンステレーション回転を提供する。

ただし、

は、多項式

の根（root）である。
ｖ_j＝φ_jＣｕ_j； 数式（４２）
かつ

ただし、φ₁＝１、φ²＝φ^1/3、φ＝ｅ^iπ/6は、ディオファンタス数であり、
Ｍ＝１、Ｎ_T＝Ｎ_V＝３、Ｎ_S＝Ｎ_R＝２、Ｌ＝３、Ｎ＝３である。

フラットフェージングチャネルについて、フルダイバーシチおよびフルレート、２が達成されることに留意されたい。この方式の柔軟性は、空間ストリームの数を１から最大レートまで調整できるということである。

例５：周波数ダイバーシチを有するＴＡＳＴ
割り当てられたサブキャリア内に２つのマルチパス成分、Ｖ₁＝（ｖ₁₁，ｖ₁₂，ｖ₁₃，ｖ₁₄）^T、Ｖ₂＝（ｖ₂₁，ｖ₂₂，ｖ₂₃，ｖ₂₄）^Tとして、Ｎ_V＝２、Ｎ_S＝２、Ｍ＝２（２マルチパスおよび２サブバンドを想定）があると仮定する。使用されるプレコーディング行列は、サイズＮ_VＭ×Ｎ_VＭのバンデルモンド行列である。

ｖ_j＝φ_jＣｕ_j； 数式（４５）
かつ

ただし、

かつＤ_P＝Ｎ_VＮ_RＭ＝８である。

２マルチパスの平均数を有する周波数選択性チャネルについて、フルダイバーシチおよびフルレートが達成されることに留意されたい。

ビームフォーミングモジュール
Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、何らかのＣＳＩフィードバックが受信機から使用可能である場合、Ｔｘアンテナ／ビーム選択またはビームフォーミングを使用することができる。ビームフォーミングは、ＳＶＤまたは他の技術を使用して実装することができる。これらの方式は、ＳＴＦＢＣと組み合わせることができる。

増分プレコーディングモジュール（ＡＲＱダイバーシチ）
このフレームワークの最後の要素は、ＡＲＱ再送信を最適に利用することを可能にする増分冗長モジュールである。平均スループットの減少を最小に抑えて残余誤差を取り除くために、後続の反復が利用される。この目的を達成するために、ＡＲＱの巡回で送信されるコードワードは、増分冗長性の原理に従って適切に作成しなければならない。本明細書に開示された増分冗長性のためのより効率的な手法は、チャネル符号化に基づく従来の手法とは異なる。適切に設計されたパンクチャパターン（puncturing pattern）を有する長いプレコーダ（上記に論じられたガイドラインに従う）が使用される。否定応答（ＮＡＣＫ：negative acknowledgement）を受信すると、プレコーダ出力行列からの別のセグメントが送信され、受信機は、この時点まで受信された観測値すべてを使用して復号しようと試みる。増分冗長性プレコーダの設計は、受信機のデコーダで使用可能な処理能力に基づいて適応させることができる。

ＭＩＭＯプレコーディングのための統一された手法が、本明細書に開示される。この実装戦略は、モジューラ式であり、下記を同時に利用することを可能にする。１）ＭＩＭＯチャネルのフルレートおよびフルダイバーシチ特徴、２）制限されたフィードバックチャネル状態情報（ＣＳＩ）に関連するビームフォーミング利得、３）ＤＬ ＭＩＭＯブロードキャストチャネルのスケジューリング利得、４）適応電力およびレート制限利得、５）ＡＲＱ再送信の適切な使用から生じるダイバーシチ利得。プレコーディングフレームワークは、パラメータ化され、性能と複雑さとフィードバックチャネル容量との間の適切な（graceful）３次元トレードオフを可能にする。

図４は、チャネルコーダ４０５と、インタリーバ４１０と、複数の適応変調およびコンステレーションマッピング装置４１５₁〜４１５_Nと、プレコーダ４２０と、ＳＴＦ行列作成装置４２５と、パワーローディング装置４３０と、オプションのビームフォーミングまたはアンテナ選択装置４３５と、オプションの巡回遅延ダイバーシチ（ＣＣＤ：cyclic delay diversity）装置４４０と、複数のＯＦＤＭ変調器４４５₁〜４４５_Nと、複数のアンテナ４５０₁〜４５０_Nとを含むＭＩＭＯ送信機４００のブロック図である。

図４に示される送信機４００は、単一チャネルコードワードを使用して動作する。単一チャネルコードワードについての情報ビット４０２は、チャネルエンコーダ４０５に入力される。したがって、すべての空間ストリームに適用されるチャネルエンコーダ４０５が１つだけある。チャネルエンコーダ４０５は、例えば（それだけに限らないが）、ターボエンコーダ、低密度パリティ検査（ＬＤＣＰ：low density parity check）エンコーダ、畳み込みエンコーダ、リードソロモン（ＲＳ：Reed-Solomon）エンコーダなどであってもよい。チャネルエンコーダ４０５によって作成されたデータビット４０８は、インタリーバ４１０に入力され、このインタリーバ４１０は、データビットを時間にわたって（それぞれ異なる送信タイミング間隔（ＴＴＩ：transmission timing interval）にわたって）、周波数にわたって（すなわちＯＦＤＭ方式のそれぞれ異なるサブキャリアにわたって）、あるいは空間にわたって（すなわちそれぞれ異なる空間ストリーム、またはそれぞれ異なる送信アンテナにわたって）シャッフルする。インタリーバ４１０は、どのデータビットが、どの時間周波数空間リソース装置を介して送信されるか決定する。このデータビット配分は、どの方式が使用されるかによって決まる。インタリーバ４１０は、時空間または空間周波数作成装置４２５で使用されている時空間行列または空間周波数行列に基づいて設計すべきである。インタリーバ４１０とＳＴＦ行列作成装置４２５の両方が、時間周波数空間リソース装置からのダイバーシチ利得を決定する。

図４を参照すると、インタリーバ４１２は、Ｎ_S個の空間ストリーム４１２を出力する。それぞれの空間ストリーム４１２は、異なる変調を有し得る。したがって、空間ストリーム４１２はそれぞれ異なるレートを有してもよい。これは、ダイバーシチ多重化トレードオフの柔軟性をもたらす。空間ストリーム４１２は、適応変調およびコンステレーションマッピング装置４１５₁〜４１５_Nによって処理され、この適応変調およびコンステレーションマッピング装置は、Ｎ_S個の空間のストリーム４１２を送信シンボル４１８₁〜４１８_Nにマッピングする。適応変調が有効に働くには、受信機からの何らかの種類のフィードバック情報が必要である。これは、受信機から送信機への受信空間ストリーム単位のチャネル品質指標（ＣＱＩ：channel quality indicator）フィードバックの形で達成することができる。より高い受信信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）を経る空間ストリームについては、より高次の変調が割り当てられ得る。変調の次数によって、複素送信シンボルの形成のためにいくつのデータビットを一緒にまとめるかが決まる。

プレコーダ４２０およびＳＴＦ行列作成装置４２５は、空間多重数とダイバーシチ利得を共に最適化するために協力して働く。空間多重数は、ストリームについて報告されたＣＱＩが高い場合に増加される。しかし、報告されたＣＱＩが満足できるものでない場合は、ダイバーシチ次数を増加させることが望ましいことがある。この一般的な方式では、空間ストリームの数（Ｎ_S）は、ＳＴＦ行列で使用される仮想アンテナ数（Ｎ_V）と異なり得る。これは、独立したダイバーシチおよび多重数を達成するための柔軟性をもたらす。多重数は、Ｎ_Sによって与えられる。

例１〜例４を通して上記に示されたように、図４の送信機４００は、同じアーキテクチャー内で様々な普及した方式を使用することを可能にすることによって非常に柔軟になる。使用されるＴＡＳＴ方式は、ＳＴＦ行列作成装置４２５によって提供される時空間または空間周波数行列が後に続くバンデルモンド行列に基づく、プレコーダ４２０を含むフルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ）ＳＴＦコーダである。この方式のダイバーシチ次数は、分離可能な独立レイリーマルチパスの数、Ｍに基づく。したがって、ＴＡＳＴによって達成される最大のダイバーシチ次数は、Ｎ_T×Ｎ_R×Ｍである。多重数（Ｎ_S）およびＭが決まると、ＴＡＳＴ符号化を達成することができる。まず、ベースバンド周波数帯域が、Ｍ個のサブバンドに分割される。サブバンドは、連続したサブキャリアをまとめることによって作成される。次いで、送信シンボルは、ダイバーシチを増加させるために、それぞれ異なるサブバンドにわたって拡散される。

ＳＴＦ行列４２８₁〜４２８_Nが作成されると、各仮想アンテナについて、パワーローディング装置４３０によってパワーローディングが実施される。しかし、ここでは、２つの基本的な選択肢がある。遅いフィードバックチャネルが存在する場合（より一般的）、ＣＱＩ情報が最新でないならば、適応変調およびコンステレーションマッピング装置４１５₁〜４１５_Nを使用して注水手法（water filling）が実装される。したがって、他よりも良好な受信ＳＮＲを有する仮想アンテナに、より高次の変調が提供される。あるいは、より高い有効ＳＮＲを有する仮想アンテナに、より多くの電力が提供され得る。仮想アンテナの数（Ｎ_V）が送信アンテナの数（Ｎ_T）に等しい場合、ビームフォーミングまたはアンテナ選択装置４３５は不要である。したがって、ビームフォーミングまたはアンテナ選択装置４３５は、Ｎ_V＜Ｎ_Tのときにだけ必要である。Ｎ_T＜Ｎ_Vのとき、ＴＡＳＴ方式で働く２つの選択肢がある。

一実施形態では、送信アンテナ選択またはビームフォーミングが、オプションのビームフォーミングまたはアンテナ選択装置４３５を使用して実施され得る。送信アンテナ選択は、フィードバックが受信機によって提供されない場合、周期的なパターンで実施されてもよく、または、それは、受信機からのアンテナ単位のＣＱＩフィードバックに基づき得る。後者の場合、最良の受信ＳＮＲを有するアンテナが選択される。いずれの場合も、アンテナ選択は、ビームフォーミングよりも少ないフィードバックを必要とする。より多くのチャネルフィードバック情報がＣＱＩによって使用可能な場合、ビームフォーミングが提供され得る。

別の実施形態では、オプションのＣＣＤ装置４４０が使用され得る。この方式は、フラットフェージングチャネルの場合、いくらかの追加のダイバーシチ利得を提供することができる。上記に述べられた方式は、ＣＤＤと共にシームレスに働くことができる。

ＯＦＤＭ変調器４４５₁〜４４５_Nは、アンテナ４５０₁〜４５０_Nによって送信される前に、送信機４００の出力に対してサイズＫの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：inverse fast Fourier transform）を実施する。

図５は、ＭＩＭＯ受信機５００のブロック図であり、このＭＩＭＯ受信機５００は、複数のアンテナ５０５₁〜５０５_Nと、複数のＯＦＤＭ復調器５１０₁〜５１０_Nと、結合ＳＴＦ等化器５１５と、複数のシンボルデマッピング装置５２０₁〜５２０_Nと、デインタリーバ５２５と、チャネルデコーダ５３０とを含む。

ＯＦＤＭ復調器５１０は、それぞれの受信機アンテナ５０５₁〜５０５_Nについて、サイズＫの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）操作を実施する。ＯＦＤＭ復調器の出力５１２₁〜５１２_Nが、結合ＳＴＦ等化器５１５によって処理される。結合ＳＴＦ等化器５１５は、受信されたシンボル５１８₁〜５１８_Nを出力し、この受信されたシンボルは、シンボルデマッピング装置５２０₁〜５２０_Nを介して受信データビット５２２にマッピングされる。これが完遂されると、デインタリーバ５２５は、送信機４００によって送信された、受信され順序付けられたデータビット５２８の元の時系列を回復する。受信され順序付けられたデータビット５２８は、受信情報ビット５３５を得るために、チャネルデコーダ５３０によって復号される。

系列干渉除去（ＳＩＣ：series interference cancellation）受信機など、一部の拡張型受信機は、チャネルデコーダ５３０の出力から結合ＳＴＦ等化器５１５へのフィードバックを必要とする。こうしたフィードバックが提供される場合、結合ＳＴＦ等化器５１５は、軟判定出力を提供する。こうした場合、硬判定は、複数の反復によって得られる。

システムモデル
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭレイリーチャネルは、Ｎ_T個の送信アンテナおよびＮ_R個の受信アンテナを備えるものと見なされる。提示を単純にするために、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネルは、フラットであると仮定され、ブロックフェージングモデルに従って周波数が異なる。このモデルでは、１つのフレーム（すなわち１つのプレコーダコードワード）がＭ個のブロックを含み、ただし、フェージング係数は、１つのブロック全体にわたって固定されたままであり、ブロック間では独立に変化する。したがって、チャネルは、Ｍを分離可能独立型レイリーフェージングマルチパスの平均数に等しいものとして、Ｎ_T×Ｎ_R×Ｍ独立型複素ガウス確率変数（ゼロ平均および単位分散を有する）によってモデル化される。このモデルの加法性雑音は、白色ガウス分布をもつゼロ平均であると仮定され、あらゆるフェージングブロックはｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）シンボル間隔の範囲にわたると仮定される（この最後の仮定は、提示の都合上によるものにすぎず、容易に緩和することができる）。数学的には、受信信号は、次式によって与えられる。

ただし、

は送信信号であり、

は、受信信号であり、

は互いに独立で同じ分布に従うエントリ、〜Ｎｃ（０，１）を有する、チャネルガウス雑音であり、ρは、受信アンテナごとの平均信号対雑音比（ＳＮＲ）であり、Ｈ_tは、時刻ｔの第ｊ番目の送信アンテナと第ｉ番目の受信アンテナの間のフェージング係数を表す第（_i,j）の要素

を有するＮ_R×Ｎ_Tチャネル行列である。フェージング係数はさらに、互いに独立で同じ分布に従うエントリ、〜Ｎｃ（０，１）であり、ｔ＝１，…，ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）について固定のままであると仮定される。最大Ｌ回の再送を伴う（すなわちＬ＝１は再送なしに対応する）長期静的自動反復要求（ＡＲＱ）モデルが使用される。

このモデルでは、チャネル係数は、すべてのＡＲＱ巡回の間、一定のままであり、新しいパケットごとに、新しい独立した値に変化する。このモデルは、時間（または周波数）インタリーブ利得からＡＲＱ利得を分離することを目的とする。このモデルは、最高Ｌ回のＡＲＱで達成可能なダイバーシチに関して最悪ケースのシナリオを表す。

（電源制御が許容されない場合）入力制約を課すことによって、以下のようになる。

このコヒーレントのシナリオは、チャネル行列Ｈ_tが受信機において完全に知られていると見なされる場合に採用される（チャネル推定機構の詳細については、本明細書で論じない）。

使用可能な複雑さおよびチャネル状態情報に基づいて、任意の数の５基本モジュールを一緒に使用することができる。それぞれ異なるモジュール間の自然のマッチングについては、後に強調して述べる。

フルダイバーシチフルレートプレコーディング
（Ｎ_T，Ｎ_R，Ｍ）ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネルは、ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）の最大多重化利得をサポートすることができ、Ｎ_TＮ_RＭの最大ダイバーシチの利点をもたらし得ることはよく知られている。ここでは、最大ダイバーシチと多重化利得を同時に達成することを可能にするＭＩＭＯプレコーダは、ＦＤＦＲプレコーダである。ここでは、ＴＡＳＴコーディング原理は、この統一フレームワーク内に適合するように調整されたＦＤＦＲプレコーダを作成するために使用される。ＴＡＳＴフレームワークは、その一般性、空間および周波数ダイバーシチを利用する能力、低複雑度の復号に適していること、およびパラメータ化される性質のものであるために選択される。

ＡＲＱ再送信が行われない（すなわちＬ＝１）と仮定する。ＴＡＳＴプレコーダは、（ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T））²Ｍ ＱＡＭシンボルの入力ベクトルに作用し、ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）送信アンテナを用いて等価のＭＩＭＯチャネルを介して送信される、ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_R）×ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）Ｍ行列を生成する。この等価のＭＩＭＯチャネルは、ビームフォーミングプレコーダによって作成される。ＴＡＳＴプレコーダは、伝送レートがチャネル使用ごとのｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）ＱＡＭシンボルであるので、フルレート特性を達成する。フルダイバーシチを達成するために、ＴＡＳＴプレコーダは、入力ベクトルを分割して、それぞれがｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）Ｍ ＱＡＭシンボルを有する、ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_T）ベクトルにする。それぞれのベクトルは、フルダイバーシチ単一入力単一出力（ＳＩＳＯ：single input single output）プレコーダ（すなわち代数回転行列）によってそれぞれ独立に符号化され、時空間伝送行列内の異なるスレッドに割り当てられる。それぞれのスレッドは、それがすべてのｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）空間次元およびＭ周波数次元の範囲にわたるように選択される。それぞれ異なるスレッド間の相互干渉を最小限に抑えるために、それぞれのスレッドに、異なるディオファントススケーリングファクタが掛けられる。Ｎ_T＞Ｎ_Rの場合、次の節で論じるビームフォーミングモジュールは、非アクティブであり、等価ＭＩＭＯチャネルは、元のものと同じである。この場合、提案されたＴＡＳＴプレコーダのフルダイバーシチ特性を確立することができる。

一般化されたビームフォーミングのプレコーディング
プレコーダの第２のモジュールは、送信アンテナの数が受信アンテナの数より大きい（すなわちＮ_T＞Ｎ_R）のときに大きいビームフォーミング利得を実現するために、受信機から送信機への限られたフィードバック情報を利用する。このモジュールは、このフルレートフルダイバーシチＴＡＳＴプレコーダの出力行列に作用する。まず、Ｈ_tの特異値分解を使用して、受信信号が次式のように書き換えられる。

ただし、Ｕ_tはＮ_R×Ｎ_Rユニタリ行列であり、Ｖ_tはＮ_T×Ｎ_Tユニタリ行列であり、Λ_tは、Ｈ_tのｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）の順序付き固有値（すなわちλ₁＞…＞λ_min(N,M)）を含むＮ_R×Ｎ_T対角行列である。行列Λの最後のＮ_T−Ｎ_R列はすべてゼロであることに留意されたい。次いで、フィードバック情報が、送信機で行列Ｖ_tの推定値（すなわち

）を作成するために使用される。次いで、

は、以下のように得られるＮ_T×１入力列ベクトルのプレコーダ（すなわち乗算器）として使用される：Ｎ_R＜Ｎ_Tとして、このＴＡＳＴプレコーダからのあらゆるＮ_R×１出力ベクトルに、

を掛け、Ｎ_T−Ｎ_R個のゼロでパディングする。以下では、ビームフォーミングプレコーダへの入力ベクトルは、

と呼ばれる（ただし、

）。受信機において、ｙに、

が掛けられる。この乗算によって、雑音分布は変化しない（すなわち、ｎ_t＝Ｕ^Hｗ_tは、ｗ_tと同じ分布をもつ）。

とする理想的なシナリオが考慮され、一例として提供される。処理の後、受信機信号は、次に

によって与えられる。

次に、ビームフォーミング利得は、Ｖ_tを用いたプレコーディングによりＭＩＭＯチャネルが、Λの最後のＮ_T−Ｎ_R列がすべてゼロであるので１組のＮ_r並列チャネルに変更されているという事実において見ることができる。次に、平均送信電力、すなわちρは、

内の第１のＮ_Rエントリの間で分割される。したがって、このプレコーディングモジュールは、１０ ｌｏｇ₁₀（Ｎ_T／Ｎ_R）ｄＢのビームフォーミング利得を可能にする（これは、ビームフォーミングプレコーダの前にＴＡＳＴプレコーダ出力を乗算するスケーリングファクタに正確に対応する）。

次に、ＴＡＳＴプレコーダの利点は、

がＶ−ＢＬＡＳＴ空間マルチプレクサの出力である場合とそれを比較することによって見ることができる。Ｖ−ＢＬＡＳＴ方式では、誤差確率は、最も弱い固有値に割り当てられたストリームによって決まり、ＴＡＳＴプレコーダは、あらゆるストリームが、等しい確率を有するすべての固有値を経験することを可能にし、したがって、最も弱い固有値によって制限されることを回避する。実際には、フィードバックチャネルのレートおよび／または誤差および／または遅延が有限であることにより、Ｖ_tと

の間の不一致をも予期される。ＴＡＳＴプレコーダのフルダイバーシチ特性によって、この不一致に対する堅牢性の向上が可能になる。

フィードバックチャネルの使用可能なスループットに基づいてビームフォーミングコードブックを作成するための複数の設計代替案、およびシステムの次元性について、文献で提案されてきた。比較的に小さいＮ_T，Ｎ_RおよびＭを有するシステムでは、わずかな性能損失だけを伴ってあらゆるフェージング係数をそれぞれ独立に量子化する単刀直入な手法を使用することができる。

スケジューリング利得
本明細書に開示されたプレコーディングフレームワークの第３の利点は、それがＭＩＭＯ ＤＬのブロードキャスト利得を利用できることである。Ｎ_T＞Ｎ_Rのとき、

への送信を同時にスケジューリングすることができ、したがって、ＤＬのスループットに、

の係数が掛けられる。プレコーディングフレームワークは、ユーザによって提供される部分的なフィードバックに基づいてユーザをスケジューリングすることを可能にする。理想的には、同じタイムスロットにスケジューリングされたユーザは、受信機でユーザが相互干渉を受けないように直交プレコーダを使用すべきである。ここでは、それぞれ異なるプレコーダ間の相互相関が、スケジューリングメトリックとして使用される。より具体的には、

を最小にするユーザの集合

が選択され、ただし、

は、時刻ｔのユーザｉ_kのプレコーディング行列であり、‖Ａ‖は、行列ＡのＦｒｏｂｅｎｉｏｕｓ（フロベニウス）標準形（norm）である。このスケジューリング規則は、同じシンボル間隔にスケジューリングされたそれぞれ異なるユーザ間の相互干渉の和を最小限に抑えようと試みる。

本発明に述べられたこの手法は、それぞれ異なる周波数ビン（またはシンボル間隔）にそれぞれ異なるユーザをスケジューリングすることを可能にする。しかし、この特徴をサポートするには、ＴＡＳＴプレコーダのパラメータは、１つの情報ストリームが（周波数領域で）それぞれ独立した複数ブロックにわたって拡散されないように選択されるべきであり、すなわちＴＡＳＴプレコーダを設計する間、Ｍ＝１に設定される。したがって、スケジューリング利得と周波数ダイバーシチの間の興味深いトレードオフ関係が生じ、最適パラメータの選択は、システム動作状態（例えば、遅延拡散、フィードバック情報の精度）に依存すべきである。（例えば、Σをｍａｘに置き換え、またはＦｒｏｂｅｎｉｏｕｓ標準形を別の標準形に置き換える）特定のシナリオでは代替のメトリックがより重要な性能利得をもたらし得ることにも留意されたい。適切なスケジューリングメトリックの選択は、より現実的なチャネルモデル下の詳細なシミュレーション調査に基づくべきである。

適応電力およびレート制御
フィードバックチャネルが十分な容量を有する場合、ユーザは、チャネル固有値の推定値、すなわち

を返送することができる。この情報は、ＱＡＭコンステレーションのサイズを変更することによって瞬間レートを適応させ、または長期平均をρ未満に保ちながら瞬間電力レベルを適応させるために使用することができる。適応アルゴリズムは、アプリケーションによって課される遅延制約に大きく依存する。固定の伝送レートを必要とする遅延に敏感なアプリケーションでは、適切な手法は、チャネルを有効に反転し、したがって必要な伝送レートを維持するように電力制御アルゴリズムを設計することである。結果として生じる性能利得は一般に、電力制御ダイバーシチと呼ばれる。一方、遅延に寛容なアプリケーションでは、適応電力およびレート制御アルゴリズムは、正反対の達成を試みるべきである。より具体的には、適応アルゴリズムは、良好なチャネル状態には、より高い伝送レートと共に、より多くの電力を割り当てるべきである。この手法は従来、注水戦略と呼ばれ、（遅延に敏感なデータではレート制御は必要なかったが）ここではレート適応性が極めて重要であることに留意されたい。したがって、このプレコーディング手法は、十分なフィードバック容量および送信機／受信機の複雑さが得られる場合、電力およびレート制御の特徴のシームレスな統合を可能にする。実際、フルレートフルダイバーシチＴＡＳＴプレコーダの追加の利点のうちの１つは、これに関して必要なフィードバック情報をそれが最小限に抑えるということである。具体的には、このプレコーダのフルダイバーシチ特性は、すべての固有値をフィードバックするのではなく、瞬間チャネル容量だけに基づいて電力およびレートレベルを適応させることを可能にする。

ＡＲＱ利得
本明細書に述べられたプレコーディングフレームワークの最後の要素は、ＡＲＱ再送信を最適に利用するのに極めて重要である増分冗長性（incremental redundancy）の特徴である。これによって、第１回目に比較的高い誤り率で、非常に高いスループットで送信することが可能になる。後続のＡＲＱ再送に与えられる増分冗長性を利用して、誤り率を下げる。ＴＡＳＴプレコーダは、Ｌを（第１回目を含めて）再送信の最大数として、より長い入力ベクトル（すなわち（（ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T））²ＭＬ×１）をｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）×ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）ＭＬ行列に符号化することによって、この増分冗長性環境に適応される。出力行列の列は、（各集合内にｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）Ｍ列を含む）Ｌ個の列集合に適切に分割される。送信が一巡するごとに、ＮＡＣＫ信号の受信によって開始されて、異なるｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）×ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）Ｍ行列が送られる。ｌ回目の後、受信機のデコーダは、それまでに受信されたｌ個の行列を組み合わせることによって入力ベクトルを復号することを試みる。この手法の効率性は、（（ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T））²ＭＬ×１）ベクトル全体が、低複雑度のデコーダを使用してＬ行列のうちのいずれかから別々に一意に復号され得るという事実によって決まる。この方式のレートは、動作ＳＮＲに基づいて、ＡＲＱなしのレートのＬ倍に達し得ることが明らかである。性能は、ＡＲＱの回数に基づいて電力レベルを変更することによってさらに向上され得ることに留意されたい。

提案された増分冗長性ＴＡＳＴプレコーダは、増分冗長性Ａｌａｍｏｕｔｉコンステレーションのそれと比較される。外部コードはなく、完全な誤り検出を仮定してプレコーダの性能に焦点が当てられる。提案された方式の主な利点は、Ａｌａｍｏｕｔｉコンステレーションと比べて、ＱＡＭシンボル数の面で伝送レートが高いことである。同じ漸近レートが目標とされると仮定すると、これによって、より小さいサイズを有するコンステレーションを使用することが可能になる。下記では、Ｍ＝１およびＬ＝２を有する２×２ ＭＩＭＯチャネルについて考慮する。Ｎ_T＝Ｎ_Rであるので、ビームフォーミング（またはスケジューリング）プレコーダモジュールは使用されず、したがって、この手法のＡＲＱ側面に焦点を当てられる。

実施形態
１．多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
プレコーダと、
プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
を含み、
時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
送信機は複数の異なるモードで動作する、
ことを特徴とする送信機。

２．モードは、
（ｉ）受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
（ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
（ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
を含むことを特徴とする実施形態１の送信機。

３．受信機は、受信された空間ストリームごとに送信機にフィードバックを提供するように構成されることを特徴とする実施形態１および２のいずれか１つに記載の送信機。

４．プレコーダは、フルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ）プレコーダであることを特徴とする実施形態１〜３のいずれか１つに記載の送信機。

５．コードワードは、Ｎ_Sを空間ストリームの数、Ｌを各シンボルの長さとして、Ｎ_S Ｌ被変調シンボルを含むことを特徴とする実施形態１〜４のいずれか１つに記載の送信機。

６．コードワードは、長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割され、それぞれの成分ベクトルは、空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングされることを特徴とする実施形態５に記載の送信機。

７．Ｎ_V＜Ｎ_Tの場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが時空間または空間周波数行列作成装置の出力に適用されることを特徴とする実施形態１〜６のいずれか１つに記載の送信機。

８．フラットフェージングチャネルの場合にダイバーシチ利得を提供するために時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用される巡回遅延ダイバーシチ（ＣＣＤ）装置をさらに含むことを特徴とする実施形態１〜７のいずれか１つに記載の送信機。

９．Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能である場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用されることを特徴とする実施形態１〜８のいずれか１つに記載の送信機。

１０．仮想アンテナの数、Ｎ_V、送信アンテナの数、Ｎ_T、および空間ストリームの数、Ｎ_Sは、Ｎ_S≦Ｎ_V≦Ｎ_T≧１である限り、それぞれ独立に値に設定され得ることを特徴とする実施形態１〜９のいずれか１つに記載の送信機。

１１．多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
プレコーダと、
プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
を含み、
時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
コードワードは長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割され、それぞれの成分ベクトルはプレコーダによって、空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングされることを特徴とする送信機。

１２．送信機は、
（ｉ）受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
（ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
（ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
を含む複数の異なるモードで動作することを特徴とする実施形態１１に記載の送信機。

１３．受信機は、受信された空間ストリームごとに送信機にフィードバックを提供するように構成されることを特徴とする実施形態１１および１２のいずれか１つに記載の送信機。

１４．プレコーダはフルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ）プレコーダであることを特徴とする実施形態１１〜１３のいずれか１つに記載の送信機。

１５．コードワードは、Ｎ_Sを空間ストリームの数、Ｌを各シンボルの長さとして、Ｎ_S Ｌ被変調シンボルを含むことを特徴とする実施形態１１〜１４のいずれか１つに記載の送信機。

１６．Ｎ_V＜Ｎ_Tの場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが時空間または空間周波数行列作成装置の出力に適用されることを特徴とする実施形態１１〜１５のいずれか１つに記載の送信機。

１７．フラットフェージングチャネルの場合にダイバーシチ利得を提供するために時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用される巡回遅延ダイバーシチ（ＣＣＤ）装置をさらに含むことを特徴とする実施形態１１〜１６のいずれか１つに記載の送信機。

１８．Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能である場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用されることを特徴とする実施形態１１〜１７のいずれか１つに記載の送信機。

１９．仮想アンテナの数、Ｎ_V、送信アンテナの数、Ｎ_T、および空間ストリームの数、Ｎ_Sは、Ｎ_S≦Ｎ_V≦Ｎ_T≧１である限り、それぞれ独立に値に設定され得ることを特徴とする実施形態１１〜１８のいずれか１つに記載の送信機。

２０．多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
プレコーダと、
プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
を含み、
時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
Ｎ_T＞Ｎ_Rのとき、ＭＩＭＯ送信機から

ユーザへの送信は、ユーザによって提供された部分的なフィードバックに基づいて同時にスケジューリングされることを特徴とする送信機。

２１．ダウンリンクスループットに

が掛けられることを特徴とする実施形態２０に記載の送信機。

２２．多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
スレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）プレコーダと、
プレコーダおよび送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
を含み、
時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
ＴＡＳＴプレコーダは、Ｌを自動再送要求（ＡＲＱ）再送の最大数、またＭを分離可能な独立したレイリーフェージングマルチパスの平均数として、より長い入力ベクトルをｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）×ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）ＭＬ行列に符号化することによって増分冗長性環境に適応されることを特徴とする送信機。

２３．Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナを含む送信機と、受信機とを含む無線通信内で単一チャネルコードワードのダウンリンク通信をサポートする方法であって、
仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成するステップと、
コードワードを長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割するステップと、
それぞれの成分ベクトルを、空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングするステップと
を含むことを特徴とする方法。

２４．送信機が、
（ｉ）受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
（ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
（ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
を含む複数の異なるモードで選択的に動作するステップをさらに含むことを特徴とする実施形態２３に記載の方法。

２５．受信機が、受信された空間ストリームごとに送信機にフィードバックを提供するステップをさらに含むことを特徴とする実施形態２４に記載の方法。

特徴および要素について、諸実施形態において特定の組合せで述べたが、それぞれの特徴または要素は、諸実施形態の他の特徴および要素なしで単独に使用されることも、本発明の他の特徴および要素を伴うまたは伴わない様々な組合せで使用されることもある。提供された諸方法またはフローチャートは、汎用コンピュータまたはプロセッサによって実行するためにコンピュータ読み取り可能記憶媒体内に有形に具体化されたコンピュータプログラム、ソフトウェアまたはファームウェアで実施されてもよい。コンピュータ読み取り可能記憶媒体の例には、（ＲＯＭ（read only memory）、ＲＡＭ（random access memory）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体記憶装置、内蔵ハードディスクおよび取外し可能ディスクなどの磁気媒体、磁気光媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびＤＶＤ（digital versatile disk）などの光媒体が含まれる。

適切なプロセッサには、例を挙げると、汎用プロセッサ、特別目的プロセッサ、従来型プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：digital signal processor）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連する１つまたは複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）回路、他の任意のタイプの集積回路（ＩＣ：integrated circuit）および／またはステートマシンが含まれる。

無線送受信装置（ＷＴＲＵ）、ユーザ端末装置（ＵＥ）、端末、基地局、無線ネットワーク制御装置（ＲＮＣ：radio network controller）または任意のホストコンピュータで使用する無線周波数トランシーバを実装するために、ソフトウェアに関連するプロセッサを使用してもよい。ＷＴＲＵは、カメラ、ビデオカメラモジュール、テレビ電話、スピーカフォン、振動装置、スピーカ、マイクロホン、テレビトランシーバ、ハンズフリーヘッドセット、キーボード、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ：frequency modulated）無線装置、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ：liquid crystal display）表示装置、有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ：organic light−emitting diode）表示装置、デジタル音楽プレーヤー、メディアプレーヤー、ビデオゲームプレーヤーモジュール、インターネットブラウザ、および／または任意の無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ：wireless local area network）モジュールなど、ハードウェアおよび／またはソフトウェアで実装されたモジュールと併せて使用してもよい。

Claims (24)

1. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
   Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
   プレコーダと、
   前記プレコーダおよび前記送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
   を含み、
   前記時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
   前記送信機は、
   （ｉ）前記受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
   （ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
   （ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
   を含む複数の異なるモードで動作することを特徴とする送信機。
2. 前記受信機は、受信された空間ストリームごとに前記送信機にフィードバックを提供するように構成されることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 前記プレコーダは、フルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ）プレコーダであることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
4. 前記コードワードは、Ｎ_Sを空間ストリームの数、Ｌを各シンボルの長さとして、Ｎ_S Ｌ被変調シンボルを含むことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
5. 前記コードワードは、長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割され、それぞれの成分ベクトルは、空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングされることを特徴とする請求項４に記載の送信機。
6. Ｎ_V＜Ｎ_Tの場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが前記時空間または空間周波数行列作成装置の出力に適用されることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
7. フラットフェージングチャネルの場合にダイバーシチ利得を提供するために前記時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用される巡回遅延ダイバーシチ（ＣＣＤ）装置をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
8. Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能である場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが前記時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用されることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
9. 仮想アンテナの数、Ｎ_V、送信アンテナの数、Ｎ_T、および空間ストリームの数、Ｎ_Sは、Ｎ_S≦Ｎ_V≦Ｎ_T≧１である限り、それぞれ独立に値に設定され得ることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
10. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
    Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
    プレコーダと、
    前記プレコーダおよび前記送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
    を含み、
    前記時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
    前記コードワードは長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割され、それぞれの成分ベクトルは前記プレコーダによって、空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングされることを特徴とする送信機。
11. 前記送信機は、
    （ｉ）前記受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
    （ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
    （ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
    を含む複数の異なるモードで動作することを特徴とする請求項１０に記載の送信機。
12. 前記受信機は、受信された空間ストリームごとに前記送信機にフィードバックを提供するように構成されることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
13. 前記プレコーダはフルダイバーシチフルレート（ＦＤＦＲ）プレコーダであることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
14. 前記コードワードは、Ｎ_Sを空間ストリームの数、Ｌを各シンボルの長さとして、Ｎ_S Ｌ被変調シンボルを含むことを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
15. Ｎ_V＜Ｎ_Tの場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが前記時空間または空間周波数行列作成装置の出力に適用されることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
16. フラットフェージングチャネルの場合にダイバーシチ利得を提供するために前記時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用される巡回遅延ダイバーシチ（ＣＣＤ）装置をさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
17. Ｎ_T＞Ｎ_Rであり、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能である場合、追加の利得を達成するためにアンテナ選択またはビームフォーミングが前記時空間または空間周波数行列作成装置の少なくとも１つの出力に適用されることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
18. 仮想アンテナの数、Ｎ_V、送信アンテナの数、Ｎ_T、および空間ストリームの数、Ｎ_Sは、Ｎ_S≦Ｎ_V≦Ｎ_T≧１である限り、それぞれ独立に値に設定され得ることを特徴とする請求項１１に記載の送信機。
19. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
    Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
    プレコーダと、
    前記プレコーダおよび前記送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
    を含み、
    前記時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
    Ｎ_T＞Ｎ_Rのとき、ＭＩＭＯ送信機から
    

    

    ユーザへの送信は、前記ユーザによって提供された部分的なフィードバックに基づいて同時にスケジューリングされることを特徴とする送信機。
20. ダウンリンクスループットに
    

    

    が掛けられることを特徴とする請求項１９に記載の送信機。
21. 多入力多出力（ＭＩＭＯ）送信機であって、
    Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナと、
    スレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）プレコーダと、
    前記プレコーダおよび前記送信アンテナと通信する時空間または空間周波数行列作成装置と
    を含み、
    前記時空間または空間周波数行列作成装置は、仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成し、
    前記ＴＡＳＴプレコーダは、Ｌを自動再送要求（ＡＲＱ）再送の最大数とし、またＭを分離可能な独立したレイリーフェージングマルチパスの平均数として、より長い入力ベクトルをｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）×ｍｉｎ（Ｎ_R，Ｎ_T）ＭＬ行列に符号化することによって増分冗長性環境に適応されることを特徴とする送信機。
22. Ｎ_R個の受信アンテナを有する受信機に空間ストリームを送信するためのＮ_T個の送信アンテナを含む送信機と、受信機とを含む無線通信内で単一チャネルコードワードのダウンリンク通信をサポートする方法であって、
    仮想アンテナの数、Ｎ_V、および送信アンテナの数、Ｎ_Tに基づいてスレッド代数時空間（ＴＡＳＴ）コードワードを定義する行列を作成するステップと、
    前記コードワードを長さＬのＮ_S個の成分ベクトルに分割するステップと、
    それぞれの成分ベクトルを、それが空間、結合時空間および結合空間周波数のうちの少なくとも１つにわたって拡散され得るようにプレコーディングするステップと
    を含むことを特徴とする方法。
23. 前記送信機は、
    （ｉ）受信機からのフィードバック情報が使用不可能であり、また空間多重数がＮ_S＝ｍｉｎ（Ｎ_T，Ｎ_R）として選択される場合の開ループモードと、
    （ｉｉ）チャネルランク情報が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の半開ループモードと、
    （ｉｉｉ）チャネル状態情報（ＣＳＩ）が使用可能であり、またＨをサイズＮ_R×Ｎ_TのＭＩＭＯチャネル行列としてＮ_S＝Ｎ_V＝ｒａｎｋ（Ｈ）である場合の閉ループモードと
    を含む複数の異なるモードで選択的に動作するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２２に記載の方法。
24. 前記受信機が、受信された空間ストリームごとに前記送信機にフィードバックを提供するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。

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