JP2010239395A - 無線通信装置、無線通信システム、及び直接波の受信タイミング検出方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】所定時間毎に所定の規則で変更される中心周波数を持つ信号を受信する信号受信部と、前記信号受信部で受信された信号から、前記所定の規則に基づいて受信時に未使用となる周波数領域の信号成分を除去する未使用領域成分除去フィルタと、前記未使用領域成分除去フィルタを通過した信号成分に逆変調処理を施す逆変調部と、所定期間について前記逆変調部で逆変調処理が施された信号成分を累積加算して加算信号を生成する信号加算部と、前記信号加算部で生成された加算信号から得られるインパルス応答に基づいて直接波の到来時刻を決定する直接波到来時刻決定部とを備える無線通信装置が提供される。
【選択図】図6
Description
ここで、以下に記載する本発明の実施形態に関する説明の流れについて簡単に述べる。まず、図1を参照しながら、本発明の一実施形態に係る無線端末100、及び基地局200の一構成例について説明する。また、図4、図5を参照しながら、通信帯域と遅延プロファイルの形状(時間解像度)との関係について説明する。なお、図2、図3は、本実施形態に係る技術の一利用形態であるDAS及び位置検出手法に関する説明図である。
本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、送信側においてキャリア信号を送信する際に周波数ホッピングを実施し、受信側において異なる周波数帯のキャリア信号を加算し、加算信号から求めた遅延プロファイルに基づいて直接波のタイミング検出を実行するタイミング検出方法を提案するものである。このタイミング検出方法は、以下で詳細に説明する無線通信システムにより実現される。
本実施形態に係る無線通信システムは、図1に示すように、無線端末100、及び基地局200により構成される。但し、図1の例では無線端末100が1台しか記載されていないが、複数台の無線端末100が当該無線通信システムに含まれていてもよい。また、基地局200には、N本のアンテナが設けられているものとする。
まず、無線端末100について説明する。無線端末100は、主に、変調部102、IFFT部104、CP付加部106、及び送信部108を備えている。なお、本稿においてFFTとは、Fast Fourier Transformの略であり、高速フーリエ変換を意味する。また、IFFTとは、Inverse FFTの略であり、逆フーリエ変換を意味する。さらに、CPとは、Cyclic Prefixの略である。
次に、基地局200について説明する。基地局200は、主に、受信部202、CP除去部204、FFT部206、フィルタ208、加算器210、遅延部212、スイッチ214、IFFT部216、相関器218、及び到来時間差計算部220を備えている。なお、到来時間差計算部220を除く構成要素はアンテナ毎に設けられている。以下の説明では、都合上、アンテナ#1から受信した受信信号の処理についてのみ説明する。但し、他のアンテナ#2〜#Nで受信した受信信号の処理についても同様に実行される。また、複数の無線端末100が存在する場合、基地局200には、上記構成要素の機能が無線端末100の数分だけ設けられることになる。
まず、図4を参照する。図4には、(A)狭帯域通信方式で信号伝送した場合の受信信号から得られる遅延プロファイル(実線)の模式図、及び(B)広帯域通信方式で信号伝送した場合の受信信号から得られる遅延プロファイル(実線)の模式図が示されている。但し、ここでは簡単のためにシングルキャリア伝送の場合を考えている。(A)狭帯域通信方式の場合、送信信号の帯域幅が狭いために遅延プロファイルが鈍った形状となり、図4(A)に示すように先行波の位置をはっきりと区別することは難しい。
これまで、遅延プロファイルを得るために時間軸上での自己相関計算を考えてきた。しかしながら、フーリエ変換の原理から時間軸上の自己相関演算は、周波数軸上の乗算を利用して実現することが可能である。例えば、図1に示した基地局200のようにIFFT部216の後段に設けられた相関器218で自己相関を計算するのではなく、図6に示す基地局200のような構成で周波数軸上の乗算(乗算器222)による自己相関の計算を実現することができる。つまり、この操作は、周波数軸上での逆変調処理と言える。実際の設計においては、回路規模を縮小できる利点があるため、図6に示すように周波数軸上の乗算で自己相関を計算する構成の方が好ましい。
上記のように、本実施形態に係る技術を適用することにより、鋭い自己相関ピークを持つ遅延プロファイルを得ることが可能になる。しかし、三角関数の周期性に起因して自己相関特性に周期性が現れることがある。この周期性は、インパルス応答にサイドローブの形で現れ、隣接するパスの成分に影響を与えてしまう。そのため、隣接パスがサイドローブの影響を受けない状況や十分に広い帯域を利用できる環境が得られない場合には対策が必要になる。そこで、本実施形態に係る第2変形例として、このようなサイドローブの影響をマルチパス干渉キャンセラ(MPIC)を利用して効果的に低減させる方法を提案する。
まず、サイドローブによる影響について、図11を参照しながら、より詳細に説明する。図11は、信号スペクトルに対する周波数の割り当て方法の違いに起因してインパルス応答に生じる形状の特徴について纏めたものである。図11の(A)には、昇順に連続してチャンク(Chunk)を配置した場合の信号スペクトルの形状とインパルス応答の波形とが示されている。また、(B)には、等間隔にチャンクを配置した場合の信号スペクトルの形状とインパルス応答の波形とが示されている。(C)には、本実施形態に係る周波数ホッピング(チャンクホッピング)を適用した場合の信号スペクトルの形状とインパルス応答の波形とが示されている。
上記の問題点を踏まえ、第2変形例では、図7に示すように、図6に示した基地局200のIFFT部216と到来時間差計算部220の間にマルチパス干渉キャンセラ230を挿入する構成を提案する。上記の通り、複数のパスが存在すると各パスのサイドローブが互いに干渉する。つまり、マルチパス干渉が発生する。従って、マルチパス干渉キャンセラ230により遅延波を全てキャンセルすることができれば直接波が得られる。
上記のように、周波数ホッピングを用いることで広帯域通信を実現し、MPICを用いてマルチパス干渉による影響を除去することにより、高い精度で直接波の受信タイミングを検出することができるようになる。しかし、周波数選択性フェージングに起因して直接波の減衰が現れる場合、受信信号の単なる加算平均では直接波を相殺してしまうことがある。そこで、短時間の加算平均で直接波を検出できるようにする工夫が必要になる。
上記の問題点を踏まえ、第3変形例では、図8に示すように、図6に示した基地局200のIFFT部216と到来時間差計算部220の間に同相平均化部250、及びマルチパス干渉キャンセラ230を挿入する構成を提案する。なお、第3変形例の特徴的な構成要素は同相平均化部250である。そのため、以下では同相平均化部250についてのみ詳細に説明する。
ここで、パス検出閾値について述べる。この閾値の考え方は、上記の第2変形例においても適用可能である。上記の通り、フェージングにより大きくレベル低下した先行波は、レベル低下しない遅延波よりも雑音との区別が付きにくくなってしまう。そこで、誤検出を避ける為に閾値を設ける。まず、雑音と区別するために、(1)平均雑音電力の定数倍の電力を持つパス候補はパスとして認定しない。また、雑音がパスとして認定されるのを防ぐため、(2)最大レベルの所定数分の一以下のパスはパスとして認定しない。これら2段階(1)(2)の閾値を設けることで誤検出を低減することができる。
上記の第3変形例では、フェージング対策として受信側で同相加算平均を行う方法が提案された。本実施形態に係る第4変形例では、フェージング対策を送信側にて実現する方法を提案する。この方法に関する概念図を図9に示す。図9に示すように、第4変形例では、フェージングによる瞬時レベル変動対策のために、無線端末100にアンテナを複数本(例えば、2本)設け、これらのアンテナを切り替えて利用する。
これまでは通信方式としてOFDMを想定した例を示してきた。しかし、本実施形態及び各変形例に係る技術はシングルキャリア伝送/マルチキャリア伝送を問わず適用可能である。例えば、図10に示すように、3GPP LTE(Long Term Evolution)の上りリンクにおける通信方式であるSC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)に本実施形態及び各変形例に係る技術を適用することもできる。このSC−FDMA方式は、別名DFT−SPREAD OFDMとも呼ばれる。
以下、上記の各構成により得られる効果について述べる。
まず、図1、図6に示した本実施形態の基本構成について、計算機シミュレーションの結果を図12に示す。図12は、3GPP(3rd generation partnership project)において規定されているVehicular−Aと呼ばれる伝送路のモデルを適用した場合に得られるシミュレーション結果である。このモデルでは、直接波の他に5つの遅延波が想定されている。また、直接波と第1遅延波との遅延時間差は約300[nsec]である。そして、計算条件としては、変調方式にOFDMを用いること、及び12サブキャリアで構成されるチャンク(Chunk)を1単位として3チャンクを常時使用することを前提とした。
上記の通り、第2変形例では、マルチパス干渉キャンセルを実施することにより、サイドローブを有する不完全な自己相関特性に起因して発生する直接波検出誤差を軽減している。その効果を計算機シミュレーションにて検証した結果が図13である。
次に、上記の第3変形例の構成による効果について、計算機シミュレーションの結果を図14に示す。図14の場合、計算条件にフェージングによる影響を付加するため、1スロット(7OFDMシンボル)毎にフェージングが変化するように設定した。図14から明らかなように、平均化スロットが多くなるに連れてMSEが急激に低下していることがわかる。4チャンク使用の場合に注目すると、MPIC動作を前提とした場合、同相加算平均を8回実施する(右端)と、同相加算平均を実施しない場合(平均スロット数1)に比べてMSEがおおよそ100分の1にまで低減される。
上記のように、本実施形態は、送信側で周波数ホッピングを行うと共に、受信側で受信信号を累積加算し、その累積加算信号から遅延プロファイルを求める構成に特徴がある。このような特徴的な構成により、広帯域通信を行うのと等価な状態で遅延プロファイルを算出することが可能になり、遅延プロファイルに含まれる自己相関ピークを鋭い形状にすることができる。その結果、遅延プロファイルから直接波の受信タイミングを精度良く検出することが可能になる。また、本実施形態の技術を適用しても送信電力の増大を招かない。
102 変調部
104 IFFT部
106 CP付加部
108 送信部
110 スイッチ
112 DFT部
114 サブキャリアマッピング部
200 基地局
202 受信部
204 CP除去部
206 FFT部
208 フィルタ
210 加算器
212 遅延部
214 スイッチ
216 IFFT部
218 相関器
220 到来時間差計算部
222 乗算器
230 マルチパス干渉キャンセラ
232 スイッチ
234 減算器
236 乗算器
238 記憶部
240 検査部
250 同相平均化部
252 マルチパス干渉キャンセラ
254 乗算器
256 加算器
258 記憶部
Claims (9)
- 所定時間毎に所定の規則で変更される中心周波数を持つ信号を受信する信号受信部と、
前記信号受信部の出力を時間領域から周波数領域へと変換する時間・周波数変換部と、
前記時間・周波数変換部で変換された周波数領域の信号から、前記所定の規則に基づいて受信時に未使用となる周波数領域の信号成分を除去する未使用領域成分除去フィルタと、
前記未使用領域成分除去フィルタを通過した信号成分に逆変調処理を施す逆変調部と、
所定期間について前記逆変調部で逆変調処理が施された信号成分を累積加算して加算信号を生成する信号加算部と、
前記信号加算部で生成された加算信号を周波数領域から時間領域へと変換する周波数・時間変換部と、
前記周波数・時間変換部の出力から得られるインパルス応答に基づいて直接波の到来時刻を決定する直接波到来時刻決定部と、
を備えることを特徴とする、無線通信装置。 - 前記インパルス応答に含まれるマルチパス干渉成分を除去するマルチパス干渉キャンセラをさらに備えることを特徴とする、請求項1に記載の無線通信装置。
- 前記インパルス応答からマルチパス干渉成分を除去することで仮に検出された直接波の位相に基づいて当該インパルス応答を同相化し、所定期間について平均化する同相加算平均部をさらに備えることを特徴とする、請求項1又は2に記載の無線通信装置。
- 所定時間毎に送信信号の中心周波数を所定の規則で変更する周波数変更部と、
前記周波数変更部で変更された中心周波数で信号を送信する信号送信部と、
を有する、無線端末と、
所定時間毎に所定の規則で変更される中心周波数を持つ信号を受信する信号受信部と、
前記信号受信部の出力を時間領域から周波数領域へと変換する時間・周波数変換部と、
前記時間・周波数変換部で変換された周波数領域の信号から、前記所定の規則に基づいて受信時に未使用となる周波数領域の信号成分を除去する未使用領域成分除去フィルタと、
前記未使用領域成分除去フィルタを通過した信号成分に逆変調処理を施す逆変調部と、
所定期間について前記逆変調部で逆変調処理が施された信号成分を累積加算して加算信号を生成する信号加算部と、
前記信号加算部で生成された加算信号を周波数領域から時間領域へと変換する周波数・時間変換部と、
前記周波数・時間変換部の出力から得られるインパルス応答に基づいて直接波の到来時刻を決定する直接波到来時刻決定部と、
を有する、無線通信装置と、
を含むことを特徴とする、無線通信システム。 - 前記無線端末は、
前記信号の送信に利用する複数の送信アンテナと、
所定の時間間隔で利用する前記送信アンテナを切り替えるアンテナ切替部と、
をさらに有することを特徴とする、請求項4に記載の無線通信システム。 - 前記無線端末は、複数の送信アンテナをさらに有し、
前記信号送信部は、前記複数の送信アンテナから同じ前記信号を同時に送信することを特徴とする、請求項4又は5に記載の無線通信システム。 - 前記周波数変更部は、周波数軸上に所定間隔で離散配置される複数の帯域の中心周波数を当該所定間隔を維持しながら前記所定の規則で変更し、
前記信号送信部は、前記周波数変更部で変更された複数の中心周波数で信号を送信することを特徴とする、請求項4〜6のいずれかに記載の無線通信システム。 - 所定時間毎に所定の規則で変更される中心周波数を持つ信号を受信する信号受信ステップと、
前記信号受信ステップで受信した信号を時間領域から周波数領域へと変換する時間・周波数変換ステップと、
前記時間・周波数変換ステップで変換された周波数領域の信号から、前記所定の規則に基づいて受信時に未使用となる周波数領域の信号成分を除去する未使用領域成分除去ステップと、
前記未使用領域成分除去ステップで残留した信号成分に逆変調処理を施す逆変調ステップと、
所定期間について前記逆変調ステップで逆変調処理が施された信号成分を累積加算して加算信号を生成する信号加算ステップと、
前記信号加算ステップで生成された加算信号を周波数領域から時間領域へと変換する周波数・時間変換ステップと、
前記周波数・時間変換ステップで時間領域へと変換された加算信号から得られるインパルス応答に基づいて直接波の到来時刻を決定する直接波到来時刻決定ステップと、
を含むことを特徴とする、直接波のタイミング検出方法。 - 無線端末が、
所定時間毎に送信信号の中心周波数を所定の規則で変更する周波数変更ステップと、
前記周波数変更ステップで変更した中心周波数で信号を送信する信号送信ステップと、
無線通信装置が、
前記無線端末から信号を受信する信号受信ステップと、
前記信号受信ステップで受信した信号を時間領域から周波数領域へと変換する時間・周波数変換ステップと、
前記時間・周波数変換ステップで変換された周波数領域の信号から、前記所定の規則に基づいて受信時に未使用となる周波数領域の信号成分を除去する未使用領域成分除去ステップと、
前記未使用領域成分除去ステップで残留した信号成分に逆変調処理を施す逆変調ステップと、
所定期間について前記逆変調ステップで逆変調処理が施された信号成分を累積加算して加算信号を生成する信号加算ステップと、
前記信号加算ステップで生成された加算信号を周波数領域から時間領域へと変換する周波数・時間変換ステップと、
前記周波数・時間変換ステップで時間領域へと変換された加算信号から得られるインパルス応答に基づいて直接波の到来時刻を決定する直接波到来時刻決定ステップと、
を含むことを特徴とする、直接波のタイミング検出方法。
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