JP2010224654A - Ｒｆｉｄモジュールおよび携帯機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷スイッチによりＡＳＫ変調を行うＲＦＩＤシステムにおいて、カード側での対策として位相反転ヌルの発生を比較的確実に抑制する。
【解決手段】ＲＦＩＤ回路ブロック２４０内の負荷スイッチ２４１により搬送波に対してＡＳＫ変調を行うことによりデータをリーダライタへ送信する。その際、リーダライタまでの距離と負荷スイッチ２２１のＯＮ／ＯＦＦ状態とに応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段（２３３，２３４）を設けた。リーダライタまでの距離はアンテナ励起電圧の大きさにより推定される。例えば、位相変調手段は、アンテナ励起電圧が所定の閾値を越えるとき、かつ、負荷スイッチ２２１がＯＮであるとき、搬送波の位相を進み側へシフトさせる。
【選択図】図８

Description

本発明は、非接触ＩＣカード機能に関し、特に電磁誘導方式のＲＦＩＤモジュールおよびこれを内蔵した携帯機器に関する。

非接触ＩＣカード機能は、ＲＦＩＤ（Radio Frequency IDentification）、無線ＩＣタグ等とも呼ばれ、電子マネー、定期券、社員証等の種々の用途に利用されているカード形状のものが普及している。近年、この非接触ＩＣカード機能は携帯電話端末のような携帯機器に内蔵されたものも実用化されている。

従来、電磁誘導方式のＲＦＩＤモジュールであって、特に金属が多用された携帯機器においてはいわゆる“位相反転ヌル（ｎｕｌｌ）”が発生することが知られている。ＲＦＩＤにおける「ヌル」とは、ＲＦＩＤモジュールが、リーダライタ機器から通信に必要な電力を受け取るのに十分な距離（通信可能圏内）にあるにもかかわらず通信が出来なくなる特定の空間のことである。その発生要因には様々なものがある。位相反転とはその要因の一つであり、位相反転によるヌルのことを位相反転ヌルと呼ぶ。ここで言う位相とは、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調された搬送波から包絡線抽出された後の波形の位相のことであり、搬送波の位相とは異なる。

後述する対策方法にて１３．５６ＭＨｚ搬送波の位相について記述するため、混乱を避けるために、包絡線の位相は『包絡線位相』と表現し、単に『位相』と表現した場合には、搬送波の位相を指すものとする。

位相反転ヌルに対しては、カード側で対策を行うよりもリーダライタ機器の方で対策をとる方が容易であり、リーダライタ機器内での対策方法は既に実用化されている。一方で、未対策のリーダライタ機器も既に大量に普及してしまっており、それらとの通信においてもヌルを発生させないように、カード側での対策方法の確立が求められている。

従来の代表的な電磁誘導方式のＲＦＩＤシステムを例にとって説明する。

このＲＦＩＤシステムにおける通信は、搬送波を送出するリーダライタ側装置（Ｒ／Ｗ）と、自らは搬送波を出力しないカード側装置（以下カード）が磁気結合することによって行われる。カードからリーダライタへ向かう方向の通信では、磁気結合の状態によって包絡線位相の反転は容易に発生し得る。包絡線位相が反転すると、ＡＳＫ変調における振幅の大／小と、デジタルデータとしてのｈｉｇｈ／ｌｏｗの関係が逆転する。当該ＲＦＩＤシステムのプロトコルは逆転が起きても正常に通信が行える様に作られている。

しかし、図１に示すように、包絡線位相が変化していきその途中で反転する過程で、デジタルデータのｈｉｇｈ／ｌｏｗに対して搬送波振幅の大小の差がゼロになってしまうポイントが存在する。このような包絡線位相の変化は、例えば携帯機器からリーダライタまでの距離の変化に応じて生じうる。このようなポイントで、位相反転ヌル状態となり、リーダライタはカードからのレスポンスデータを復調できない。

ここで、包絡線位相が反転するメカニズムについて説明する。

前記ＲＦＩＤシステムにおけるカードからリーダライタへ向かう方向へのデータ転送は、カード側アンテナの負荷抵抗を変化させる“負荷変調方式”によって行われる。負荷変調方式では、カード側のＲＦＩＤチップ内に内蔵された負荷変調用ＦＥＴ（以下、負荷ＳＷ）をＯＮ／ＯＦＦすることにより、デジタルデータとしてのｈｉｇｈ／ｌｏｗ（高レベル／低レベル）の表現を行う。例えば、ＦＥＴがＯＮ＝ｈｉｇｈに相当する。マンチェスタ符号が用いられる場合、ｈｉｇｈ→ｌｏｗで“１”、ｌｏｗ→ｈｉｇｈで“０”を表す。

通信中のリーダライタとカードは、互いに磁気的に結合しているため、負荷ＳＷによるカードのアンテナ電流の変化は、リーダライタのアンテナ上では搬送波波形の振幅変化として検出される。これにより、リーダライタはＡＳＫ変調波の復調と同様に包絡線検波によって復調を行う。

磁気結合により、カードのアンテナ電流の変化がリーダライタのアンテナ電圧の変化に転換される様子を簡略化したモデルを図２により説明する。図２（ａ）はＲＦＩＤのリーダライタ（Ｒ／Ｗ）とカードの主要な回路部を示したものである。非接触ＩＣカードのＲＦＩＤモジュールを便宜上「カード」と称している。カード内は送信関連部分のみを示し、他の要素は図示省略してある。

リーダライタ内のＴＮＳとＲＣＶのブロックは、それぞれ送信部と受信部を示している。図２（ｂ）は、その磁気結合しているリーダライタとカードを簡略化した等価回路を示したものである。図２（ｂ）に示したリーダライタの電圧Ｖ１が、リーダライタのアンテナに生じる電圧に相当する。

Ｖ１を回路方程式で表すと、以下の様に記述できる。

この式から、Ｖ１はＩ１によって生じる電圧ａと、カード側アンテナ（ＡＮＴ）に流れる電流Ｉ２によって生じる電圧ｂの加算合成であることが言える。このことにより、負荷ＳＷのＯＮ／ＯＦＦによってＩ２が変化することでＶ１が変化するので、包絡線検波による情報の伝達が可能になる。

また、この等価回路でのＩ１とＩ２の関係は、次の式で表される。

これにより、Ｉ１とＩ２の位相差はインダクタンスＬ２，抵抗Ｒ２，コンデンサＣ２の関係（≒カードの共振周波数）により影響を受けることが言える。

ここで問題なのは、電圧波形ａとｂの位相差について、ａはインダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１の関係による影響を受け、ｂはＬ２，Ｒ２，Ｃ２の関係により影響を受けるため、結果としてＶ１は互いに位相差を持った２つの正弦波の加算合成になるという点である。２つの正弦波が加算合成される際に、互いの位相関係が同相であれば波形のレベルはそのまま加算されるが、位相関係が逆相であれば波形のレベルは減算されることになる。そして同相と逆相の間の中間的な状態には、波形のレベルが変化しない位相関係が存在し、これにより合成後のＡＳＫ変調出力の振幅変化も消失する。

図３に、参考として、オシロスコープのｃｈ加算合成機能を利用した波形例を示す。図３（ａ）はＲＦＩＤの搬送波を観察するための時間軸レンジでのオシロスコープの波形を示している。また、ｃｈ２については時間による波形の変化（負荷ＳＷのＯＮ／ＯＦＦによるＩ２の変化）を重ねて表示する機能を利用している。図３（ｂ）はＡＳＫ変調による搬送波の包絡線を観察するための時間軸レンジでのオシロスコープの波形を示している。

非接触ＩＣカード機能を内蔵した携帯電話端末のように、金属を多用した携帯機器の場合に特に問題となるのが、Ｌ１の変動である。電子機器の筐体や基板のベタＧＮＤ等、金属面（正確には面形状の導電体全般）に発生する渦電流によって、リーダライタアンテナの自己インダクタンス（＝Ｌ１）を形成する磁束が打ち消される。このため、携帯機器の接近に伴ってリーダライタアンテナの自己インダクタンスは大きく減少し、同時にａに対するｂの位相関係は進み側に変動していく。

この搬送波位相の変動量をヌルが発生しない範囲に押さえ込めなかった場合は、リーダライタの密着付近で通信が出来ない状態になる。

参考として、図４にループアンテナに携帯機器を接近させたときの、Ｌ値の変動の実測例を示す。携帯機器によって金属体の配置や面積が異なるため、対向するリーダライタに与える影響の大きさも異なる。この例では異なる機器について示したが、リーダライタに対する同一の機器の向きを変えた場合にもリーダライタに与える影響が異なりうる。

また、ａとｂの位相関係は、カード側のＬ２，Ｒ２，Ｃ２によっても影響を受ける。カード側の共振周波数ｆ０（＝１／２π√（ＬＣ））が搬送波周波数よりも高ければａに対してｂは進み側にシフトし、ｆ０が低ければ遅れ側にシフトする。このため、ｆ０が高い場合には、より小さなＬ１の減少でヌル状態に至るようになる。

このような位相反転ヌルに対する従来の対策としては次のようなものが提案されている。

（１）カード側共振周波数の狭帯域化
カード側アンテナの電流Ｉ２の搬送波位相はＬ２，Ｒ２，Ｃ２の関係によって変化する。よって、このうちＬ，Ｃを狭偏差に管理する（共振周波数を管理する）ことにより、量産ばらつきによる位相反転ヌルの発生可能性を下げることが出来る。

（２）磁性シートによる改善
リーダライタアンテナのＬ値が変動するのは、携帯機器の金属面に渦電流が生じて磁束を打ち消すためである。よって、リーダライタと金属面との間に、透磁率の高い材料で作られたシートを挿入することで、金属面を通過する磁束を減少させ渦電流の発生を抑える事が出来る。リーダライタに影響を与えやすい金属面として代表的なものには、電池やメインディスプレイの強度を確保するための金属フレームがあり、この部分に磁性シートが貼られることが多い。

（３）励起電圧に応じて共振周波数を切り替える（特許文献１参照）
これは、上記対策（１）の考え方を発展させたもので、リーダライタ側のＬ値変動による位相変化を、カード側で逆方向に動かすことで補正するものである。リーダライタへの接近を感知する方法として、遠方と比較して接近時の方がアンテナへの励起電圧が高くなることを利用している。

特開２００６−２３８３９８号公報 特開２００７−４３３１６号公報

上記対策（１）の問題は、携帯機器のリーダライタに与える影響度が非常に大きい場合には、許容できる共振周波数の帯域幅がゼロになってしまう場合が在ることである。そのため対策（２）の磁性シートによる改善と組み合わせて用いられることが多い。

上記対策（２）の欠点としては、貼り付け作業の工数を含むコストが高いことと、外形の薄型化が求められる携帯機器において、外形の厚みに直接影響してしまうことが挙げられる。また、他のアンテナ（ＣＤＭＡ，ＤＴＶ，ＢＴ，ＧＰＳ等）の特性にも影響を与えるため、使用に際しての制約が多い。

上記対策（３）の問題点は、弊害の存在である。すなわち、カード側アンテナの励起電圧は共振周波数によっても変動するため、一定以上の励起電圧を感知して共振周波数を切り替えると、共振周波数を切り替えたことによって励起電圧が下がってしまい、再度共振周波数の切り替えが発生する繰り返しになる場合があり、この状態に陥ると通信が不安定になる。励起電圧検知の閾値にヒステリシスを持たせることで、ある程度この現象を抑えることは可能である。しかし、その場合でも、対向するリーダライタの種類によって共振周波数切り替え時に発生する励起電圧の変化がまちまちであるため、必要なヒステリシス幅を決定する事が困難である。

本発明はこのような背景においてなされたものであり、負荷スイッチによりＡＳＫ変調を行うＲＦＩＤシステムにおいて、カード側での対策として位相反転ヌルの発生を比較的確実に抑制することを可能とするものである。

本発明によるＲＦＩＤモジュールは、負荷スイッチにより搬送波に対してＡＳＫ変調を行うことによりデータをリーダライタへ送信するＲＦＩＤモジュールであって、リーダライタまでの距離と前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とに応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段を備えたものである。これにより、反転ヌル点の発生が改善される。

前記リーダライタまでの距離はアンテナ励起電圧の大きさにより推定することができる。

本発明ではリーダライタまでの距離のみでなく負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態にも基づいて位相を変化させる。例えば、前記アンテナ励起電圧が所定の閾値を越えるとき、かつ、前記負荷スイッチがＯＮであるとき、前記搬送波の位相を進み側へシフトさせる。これにより、リーダライタまでの距離のみの変化で搬送波の位相を変化させる場合の受信レベルの低下が防止される。

本発明によるＲＦＩＤモジュールは、他の見地によれば、負荷スイッチにより搬送波に対してＡＳＫ変調を行うことによりデータをリーダライタへ送信するＲＦＩＤモジュールであって、ＡＳＫ変調にＰＳＫ変調性を付加し、かつ、ＰＳＫ変調の位相変化方向をアンテナ励起電圧の大きさに応じて変化させるものである。

また、本発明による携帯機器は、上記のいずれかに記載のＲＦＩＤモジュールを内蔵したものである。

本発明のＩＦＩＤモジュールおよび携帯機器によれば、旧式のリーダライタ機器に対しても位相反転ヌルの発生を比較的確実に抑制することが可能となる。

従来のリーダライタアンテナに現れる搬送波波形の包絡線位相の反転に伴う問題点の説明図である。 磁気結合しているリーダライタとカードを表す簡略化した回路図である。 従来の問題点を説明するためのＲＦＩＤの搬送波の波形例を示す図である。 リーダライタに携帯機器を接近させたときのインダクタンス値の変動の実測例を示すグラフである。 本発明の実施の形態における携帯機器とリーダライタ（Ｒ／Ｗ）の３次元的な位置関係を模式的に示した図である。 数１で上述した電圧ｂ，ａ＋ｂの波形振幅、及び電圧ａとｂの位相関係を示す図である。 電圧ｂのＡＳＫ変調について、負荷ＳＷがＯＮの時とＯＦＦの時に位相差がある場合を示した図である。 本発明の第１の実施の形態のＲＦＩＤ部（ＲＦＩＤモジュール）の構成例を示した図である。 本発明の実施の形態におけるレベル検出器の構成例および動作を説明するための図である。 本発明の第２の実施の形態の構成例を示した図である。 本発明の第３の実施の形態の構成例を示した図である。 ショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）の逆電圧特性を示すグラフである。 本発明の第３の実施の形態の動作説明図である。 本発明の第３の実施の形態における波形図である。 本発明の第４の実施の形態の構成例を示した図である。 本発明のＲＦＩＤモジュールを内蔵した携帯機器の構成例を示す図である。 本発明の第６の実施の形態の構成例を示した図である。 本発明の第７の実施の形態の構成例を示した図である。 本発明の第８の実施の形態の構成例を示した図である。 本発明の実施の形態に係る携帯機器の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態におけるマスク回路の構成例を示す図である。

以下、本発明の好適な実施の形態について、さらに図面を参照しながら説明する。

図５（ａ）は、本実施の形態における携帯機器２００とリーダライタ（Ｒ／Ｗ）１００の３次元的な位置関係を模式的に示した図である。

ここで携帯機器２００として非接触ＩＣカード機能付きの携帯電話端末を想定している。但し、本発明の携帯機器は携帯電話端末に限るものではない。携帯機器２００の筐体内にはＲＦＩＤモジュールが内蔵されている。

他方、リーダライタ１００は、ＲＦＩＤの制御回路等を内蔵した本体部１１０とこれに接続されたＲＦＩＤアンテナ２２０とを備える。リーダライタ１００のＲＦＩＤアンテナ２２０は所定の周波数の交番磁界１２５を発生し、リーダライタ１００に接近した携帯機器２００のＲＦＩＤアンテナ２２０との間で磁気結合する。図では、携帯機器２００のＲＦＩＤアンテナ２２０の自己インダクタンスをＬ１、リーダライタ１００のＲＦＩＤアンテナ２２０の自己インダクタンスをＬ１、相互インダクタンスをＭとして表している。

図５（ｂ）はその簡略化した等価回路であり、図２に示したものと同じである。リーダライタ１００の等価回路は、所定の周波数（ここでは１３．５６ＭＨｚ）の交流電圧を発生する信号源１０１と、この信号源１０１に直列に接続される抵抗Ｒ３およびコンデンサ（キャパシタンス）Ｃ１と、このコンデンサＣ１の両端に接続されたＲＦＩＤアンテナ１２０を含む。ＲＦＩＤアンテナ１２０はインダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１を直列接続したものとして表せる。ここではリーダライタ１００のＲＦＩＤアンテナ１２０を便宜上、リーダライタアンテナともいう。

また、携帯機器２００のＲＦＩＤ部（すなわち非接触ＩＣカード機能部）を便宜上カードと言い、そのＲＦＩＤアンテナ２２０をカード側アンテナともいう。カードの等価回路は、負荷抵抗Ｒ４と負荷スイッチ（ＳＷ）２２１とを直列接続したものの両端の間に同調用コンデンサＣ２が接続され、このコンデンサＣ２の両端にＲＦＩＤアンテナ２２０が接続された形となる。ＲＦＩＤアンテナ２２０はインダクタンスＬ２と抵抗Ｒ２を直列接続したものとして表せる。負荷ＳＷ２２１は、カードから出力するデータに応じてＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチング手段である。

リーダライタ１００のＲＦＩＤアンテナ１２０に発生する電圧Ｖ１は、そこに流れる電流Ｉ１によって生じる電圧ａと、カード側アンテナ２２０に流れる電流Ｉ２によって生じる電圧ｂの加算合成である。電流Ｉ２は負荷ＳＷ２２１のＯＮ／ＯＦＦに応じて変調される。上述したように、このような負荷ＳＷ２２１によるアンテナ電流の変化は、リーダライタアンテナ１２０上では搬送波波形の振幅変化として検出される。これにより、リーダライタ１００はＡＳＫ変調波の復調と同様に包絡線検波によって復調を行うことができる。

次に、図６に、数１で上述した電圧ｂ，ａ＋ｂの波形振幅、及び電圧ａとｂの位相関係を示す。図６（ａ）はカードが送信しているデータを示し、図６（ｂ）はそのデータに対応する負荷ＳＷのＯＮ／ＯＦＦを示している。図６（ｃ）はその際の電圧ｂの振幅を示し、図６（ｄ）は電圧ａと電圧ｂを加算した電圧ａ＋ｂの振幅を示している。図６（ｅ）は電圧ａと電圧ｂの位相関係を示している。この図６（ｅ）においては、負荷ＳＷがＯＮのときとＯＦＦのときのｂの振幅の異なる波形を便宜上重ねて示してある。

リーダライタに対する携帯機器の接近は、リーダライタアンテナのインダクタンス値Ｌ１を低下させる。ａ＝（ｊωＬ１＋Ｒ１）Ｉ１ のため、Ｌ１が低下するとＩ１に対するａの位相は、＋９０°→０°に向かって遅れ側にシフトしていく（現実にはｂの動きも発生するが、複雑になりすぎるので省略する）。

この関係を図６の例に当てはめると、携帯機器が接近するときには一番左の(1)の状態から、接近の度合が高まる（距離が縮まる）ことに伴って(2)→(3)→(4)→(5)の状態に遷移していく。ヌル領域の発生を抑えるためには、(1)や(2)の状態、すなわち負荷ＳＷがＯＮの時に、ＲＷのアンテナ上の電圧ａ＋ｂの振幅が小となる関係を維持する必要がある。

図６の例では、電圧ｂのＡＳＫ変調について、負荷ＳＷがＯＮの時とＯＦＦの時に位相差は無いものとして示しているが、ここに位相差を与えた場合を考える。図７はＦＥＴ＿ＯＮ時のみに電圧ｂが進み位相となる場合を示している。
電圧ａの波形におけるヌル点を基準として、位相の進み側を反転領域、遅れ側を非反転領域と呼ぶことにする。図５（ｅ）の(4)(5)から分かるように、反転領域でのａ＋ｂの加算合成は、ａの波形振幅を小さくする方向に働く。

ａ＋ｂの加算合成後の振幅について大きい順に並べると、次のような順になる。
(1) 非反転領域での大振幅の加算
(2) 非反転領域で小振幅の加算
(3) ヌル点での大振幅の加算 ＝ ヌル点での小振幅の加算
(4) 反転領域での小振幅の加算
(5) 反転領域での大振幅の加算
ここに「大振幅ｂ」とは負荷ＳＷ＿ＯＮ時のｂの振幅を意味し、「小振幅ｂ」とは負荷ＳＷ＿ＯＦＦ時のｂの振幅を意味している。

このため、負荷ＳＷ＿ＯＮ時での小振幅を、負荷ＳＷ＿ＯＦＦ時の小振幅より先行して進み側の反転領域に侵入させることで、ヌル状態においても、負荷ＳＷ＿ＯＦＦのｂ振幅 ＞ 負荷ＳＷ＿ＯＮのｂ振幅という大小関係が保たれることになる。このように電圧ｂ波形に負荷ＳＷに応じた位相特性を持たせておくことにより、カード側のｆ０が搬送波周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりも高い場合においてもヌルが発生しにくくなり、カード側に許されるｆ０のばらつき範囲を、高周波側に伸ばすことが出来る。

しかし、逆方向の位相関係、すなわち、リーダライタから遠方状態でカード側のｆ０が低い場合に対しては、負荷ＳＷ＿ＯＦＦの状態の小振幅が先に遅れ側の反転領域に侵入することになり、逆効果となってしまう。このためカード側のｆ０ばらつきの低周波側は許容範囲が狭くなる。

よって、カード側にてｆ０が高い時とｆ０が低い時の特性を両立させるためには、“リーダライタの近傍では負荷ＳＷ＿ＯＮ時に搬送波を進み側へ位相シフトさせ、リーダライタの遠方では、通常のＡＳＫ変調を行うかまたは搬送波を遅れ側へ位相シフトさせる”という条件を満足するようにすれば良い。

本実施の形態では、リーダライタからの距離を推定するために、カード側アンテナにおける励起電圧の大きさを利用する。

＜第１の実施の形態＞
図８に、第１の実施の形態のＲＦＩＤ部２１９（ＲＦＩＤモジュール）の構成例を示す。ＲＦＩＤ部２１９は、既存のＲＦＩＤ用ＬＳＩであるＲＦＩＤ回路ブロック２４０と、ＲＦＩＤアンテナ２２０と、レベル検出器２３０と、負荷ＳＷ＿ＯＮ時に電圧ｂの位相を進ませる誘導性位相変調用コンデンサ２３３と、近傍用制御のためのＦＥＴ２３４を備えている。これらの要素のうち、レベル検出器２３０と誘導性位相変調用コンデンサ２３３とＦＥＴ２３４とが本発明における「リーダライタまでの距離および前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段」を構成している。レベル検出器２３０はアンテナ２２０における励起電圧を検出する回路である。ＦＥＴ２３４は、負荷ＳＷに連動してアンテナ２２０の共振周波数を切り替えるためのスイッチング手段として機能する。便宜上、ＦＥＴ２３４を近傍用ＦＥＴと呼ぶ。位相変調手段は、前記アンテナ励起電圧が所定の閾値を越えるとき、かつ、負荷スイッチがＯＮであるとき、搬送波の位相を進み側へシフトさせるものである。

アンテナ２２０の両端の各々に、誘導性位相変調用コンデンサ２３３がＦＥＴ２３４を介してＧＮＤに接続される。ＦＥＴ２３４は、通常時ＯＮ状態で、後述する論理回路の所定の出力に応じてＯＦＦ状態に切り替わるスイッチング素子を構成する。

レベル検出器２３０は励起電圧の大きさを検出し、励起電圧が与えられていない時または励起電圧が低い時には近傍用ＦＥＴ２３４をそのゲート制御によりＯＮ状態とし、励起電圧が高い時には負荷ＳＷの動作に連動して（すなわち負荷ＳＷ＿ＯＮ時に）ＦＥＴ２３４をＯＦＦとする制御を行う。

レベル検出器２３０が励起電圧を検出する方法としては、整流器とコンパレータを使用する方法や、特許文献２に開示された方法などが考えられる。

ＦＥＴ２３４のドレイン端子は、誘導性位相変調用コンデンサ２３３を介してＲＦＩＤアンテナ２２０に接続される。ＦＥＴ２３４がＯＮの時、このコンデンサ２３３はＧＮＤに短絡されるため、ＧＮＤを経由してアンテナ端子間にＣが挿入されることになる。この状態をデフォルト状態としてＲＦＩＤアンテナ２２０の共振を確認した場合、ＦＥＴ２３４をＯＦＦすると共振周波数は高い側へシフトし、誘導性のＰＳＫ変調性がＡＳＫ変調に付加される動作となる。

このような制御により、上記の条件“リーダライタの近傍では負荷ＳＷ＿ＯＮ時に搬送波を進み側へ位相シフトさせ、リーダライタの遠方では、通常のＡＳＫ変調を行うかまたは搬送波を遅れ側へ位相シフトさせる”を満足する動作が実現される。

図９により本実施の形態におけるレベル検出器２３０の構成例および動作を説明する。レベル検出器２３０は、ＲＦＩＤアンテナ２２０に発生した交流励起電圧を整流する整流器２３１と、この整流器２３１の直流出力を所定の基準電圧（閾値電圧）Ｖｒｅｆと比較するコンパレータ２３２と、論理回路２３４とを備える。論理回路２３４は、コンパレータ２３２の出力および負荷ＳＷ状態に基づいて所定の論理関係にしたがってゲート制御信号を生成する。所定の論理関係を示す真理値テーブルを図９（ｂ）に示す。この論理関係から分かるように、本実施の形態では、レベル検出器出力が”Ｈ”でかつ負荷ＳＷがＯＮのときのみ、誘導性ゲート制御によるＦＥＴ２３４の状態はＯＦＦとなることが分かる。すなわち、ＦＥＴ２３４は通常ＯＮ状態で同調コンデンサ２２４に対して容量を加算した状態で、所定の条件下でのみＦＥＴ２３４をＯＦＦとすることにより同調コンデンサ容量（すなわちアンテナ端子間の容量）を低減させることにより共振周波数が高い側にシフトし、位相が進むことになる。したがって、コンデンサ２３３を「誘導性位相変調用」と称している。

＜第２の実施の形態＞
図１０に、第２の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は、第１の実施の形態の構成に、さらにリーダライタから遠方で容量性位相変調を行うためのコンデンサ２３５およびＦＥＴ２３６を追加したものである。便宜上、ＦＥＴ２３６を遠方用ＦＥＴと呼ぶ。本実施の形態におけるレベル検出器２３０ａは、特に詳細は示さないが、第１の実施の形態のレベル検出器２３０の構成（図９（ａ））に、同様のコンパレータと論理回路を追加することにより構成することができる。

レベル検出器２３０ａは励起電圧の大きさを検出し、励起電圧が与えられていない時または励起電圧が低い時には、近傍用ＦＥＴ２３４はＯＮ状態に固定し、遠方用ＦＥＴの方は負荷ＳＷ２２１の動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時に近傍用ＦＥＴ２３４をＯＮとする制御を行う。また、励起電圧が高い時には、遠方用ＦＥＴ２３６はＯＦＦ状態に固定し、近傍用ＦＥＴ２３４のほうは負荷ＳＷ２２１の動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時に近傍用ＦＥＴをＯＦＦとする制御を行う。

近傍用ＦＥＴ２３４の動作は、第１の実施の形態と同様である。遠方用ＦＥＴ２３６の動作は次のとおりである。遠方用ＦＥＴ２３６のドレイン端子は、容量性位相変調用コンデンサ２３５を介してＲＦＩＤアンテナ２２０に接続される。遠方用ＦＥＴ２３６はデフォルトＯＦＦにしておき、負荷ＳＷ＿ＯＮ時にアンテナ端子間にＣが挿入されるようにする。これにより、容量性のＰＳＫ変調性がＡＳＫ変調に付加される動作となる。すなわち、ＦＥＴ２３６は通常ＯＦＦ状態で同調コンデンサ２２４に対して容量を加算することなく、所定の条件下でのみＦＥＴ２３６をＯＮとすることによりアンテナ端子間の容量を増加させることにより共振周波数が低い側にシフトし、位相が遅れることになる。したがって、コンデンサ２３５を「容量性位相変調用」と称している。

このような制御により、上記の条件“リーダライタの近傍では負荷ＳＷ＿ＯＮ時に搬送波を進み側へ位相シフトさせ、リーダライタの遠方では、通常のＡＳＫ変調を行うかまたは搬送波を遅れ側へ位相シフトさせる”を満足する動作が実現される。

＜第３の実施の形態＞
図１１に、第３の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は、第２の実施の形態の様なＦＥＴによるアンテナ端子間の容量の切り替えの代わりに、ダイオードの逆電圧ＤＣバイアス特性を利用したものである。この例では、ダイオードとしてショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）２５２，２５４を示しているが、ダイオードの種類によってＤＣバイアス特性は異なるため、必要に応じて他の種類のダイオードを用いても良い。また、使用するダイオードの逆電流によっては、容量性位相変調用ダイオード２５２の放電用抵抗２５３は省略可能である。

図１２に、一例として、型番１ＳＳ４１６のショットキバリアダイオード（ＳＢＤ）の逆電圧特性を示す。このダイオードの端子間容量は、逆電圧が０Ｖの時には１５ｐＦ程度であるが、逆電圧３Ｖの時には５ｐＦ程度まで急激に低下し、逆電圧が高くなるほど変化は緩やかになっていく。よって、リーダライタからの搬送波によってアンテナ端子に発生する励起電圧の大きさ、および負荷ＳＷのＯＦＦ／ＯＮによって発生する励起電圧の変動を利用して、ダイオードの逆電圧を必要な値に制御することが可能である。図１２の例では、各アンテナ端子に対して、ダイオード２５４のアノードを接続し、そのカソードをＤＣカットコンデンサ２５７の一端に接続している。コンデンサ２５７の他端は接地している。さらにダイオード２５４に並列に効果調整用コンデンサ２５６を接続するとともに、このコンデンサ２５７に並列に放電用抵抗２５８を接続している。

図１３に、第３の実施の形態の動作説明図を示す。アンテナ端子に、搬送波による交流電圧が掛かると、誘導性位相変調用のダイオード２５４を通じてバイアス点１（１ａ，１ｂを総称）がチャージされ、ダイオード２５４の端子間に逆電圧のＤＣバイアス成分が発生する。負荷ＳＷがＯＦＦの時には、バイアス点１の波形は最大瞬時電圧が“アンテナ波形の最大瞬時電圧−ダイオードの順方向電圧降下（以下Ｖｆ）”の値をとる。このとき、交流成分の振幅は（効果調整用コンデンサ＋ダイオード端子間容量）とＤＣカットコンデンサ２５７のインピーダンスによりアンテナ波形が分圧された値をとる。

負荷ＳＷがＯＮになるとアンテナ端子の電圧は急激に低下するが、バイアス点１のＤＣ成分はＤＣカットコンデンサ２５７にチャージされた電荷のためにすぐには低下しない。そのため、アンテナ端子の励起電圧が大きい場合には負荷ＳＷ＿ＯＮ時にダイオードの逆電圧が増加する動作となる。

これと同時に、バイアス点２（２ａ，２ｂを総称）には効果調整用コンデンサ２５１を通じて交流電圧が掛かるため、ダイオード２５２の整流作用によって逆電圧のＤＣバイアス成分が発生する。負荷ＳＷがＯＦＦの時には、バイアス点２の波形は最低瞬時電圧が“ＧＮＤ−ダイオードのＶｆ”の値をとり、交流成分の振幅は効果調整用コンデンサ２５１とダイオード端子間容量とのインピーダンスによりアンテナ波形が分圧された値をとる。負荷ＳＷがＯＮになるとアンテナ端子の電圧低下に伴いバイアス点２の電圧も低下する。このため、負荷ＳＷ＿ＯＮ時にはダイオード２５２の逆電圧が低下する動作となる。

図１４に、第３の実施の形態の動作時の波形例を示す。図１４（ａ）（ｂ）は、それぞれリーダライタの近傍とリーダライタから遠方について、アンテナ端子（ＡＮＴ端子ａ）に励起される電圧の波形と、バイアス点１ａに発生する波形と、バイアス点２ａに発生する波形とを表している。

リーダライタの近傍では、負荷ＳＷがＯＦＦからＯＮに切り替わると、誘導性位相変調用ダイオードの端子間電圧（図中、塗りつぶし矢印）が増加し、端子間容量は減少する。同時に、容量性位相変調用ダイオード２５２の端子間電圧（図中白抜き矢印）は減少し、その端子間容量は増加するが、図１２に示す様な特性カーブのため、この時の端子間容量の増加量は小さい。よって、アンテナ全体としてはアンテナ端子間の容量は減少することになり、負荷ＳＷ＿ＯＮ時の共振周波数は上がる方向になる。

リーダライタから遠方では、負荷ＳＷがＯＦＦからＯＮに切り替わると、誘導性位相変調用ダイオード２５４の端子間電圧（図中、塗りつぶし矢印）は殆ど変化せず、容量性位相変調用ダイオード２５２の端子間電圧（図中白抜き矢印）は減少する。このときには、アンテナ端子間の容量は増加することになり、負荷ＳＷ＿ＯＮ時の共振周波数は下がる方向になる。

このような動作により、上記の条件“リーダライタの近傍では負荷ＳＷ＿ＯＮ時に搬送波を進み側へ位相シフトさせ、リーダライタの遠方では、通常のＡＳＫ変調を行うかまたは搬送波を遅れ側へ位相シフトさせる”を満足する動作が実現される。

＜第４の実施の形態＞
図１５に第４の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は、ＯＦＦ状態にあるＦＥＴのドレイン−ソース間容量がダイオードと同様に図１２に示した様な特性カーブを描くことを利用し、第３の実施の形態におけるダイオード２５２をＦＥＴ２５９に置き換えたものである。これは、ＯＦＦ状態にあるＦＥＴのドレイン−ソース間寄生容量を利用するものである。通常、ＦＥＴのドレイン−ソース間には、ソース→ドレインの方向に保護ダイオードが入っているため、動作については第３の実施の形態と同様になる。

図１５の構成ではＯＦＦ状態のＦＥＴを表現するためにゲート端子をＧＮＤに短絡している。この代わりに、ゲート端子をＭＰＵ（後述する制御部に相当）のＩＯポートに接続してもよい。これにより、例えばＲＦＩＤ部をリーダライタとして使用する時に限定して、ｆ０切り替え機能として兼用することも可能になる。

＜第５の実施の形態＞
図１６に第５の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は第１の実施の形態の変形例に相当するものであり、図８に示した要素と同様の要素には同一の参照符号を付して重複した説明は省略する。第１の実施の形態では、通常時挿入されたコンデンサを必要時に切り離すことにより一時的に共振周波数を上昇させた。これに対して、本実施の形態では一時的にアンテナ２２０と並列にインダクタンスＬの位相変調用インダクタ２３７を挿入することにより共振周波数を上昇させるものである。そのために、近傍用ＦＥＴの制御は実施の形態の場合とＯＮ／ＯＦＦ制御が逆になる。すなわち、アンテナの励起電圧が所定の閾値を超えているときのみ、負荷ＳＷの動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時にＦＥＴ２３４をＯＮさせる。本実施の形態におけるレベル検出器２３０ｂは、特に詳細は示さないが、第１の実施の形態のレベル検出器２３０の構成（図９（ａ））の論理回路を変更することにより構成することができる。これにより、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。

＜第６の実施の形態＞
図１７に第６の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は第１の実施の形態の別の変形例に相当するものであり、図８に示した要素と同様の要素には同一の参照符号を付して重複した説明は省略する。

第６の実施の形態におけるカード側アンテナ２２０をメインアンテナとしてこれと磁気結合（密結合）するサブアンテナ２２０ａおよび同調コンデンサ２２４ａを追加し、かつ、このサブアンテナ２２０ａの方にのみ誘導性位相変調用コンデンサ２３３と近傍用ＦＥＴ２３４を設けたものである。ＲＦＩＤ用ＬＳＩであるＲＦＩＤ回路ブロック２４０のアンテナインタフェースが並行方式である場合には、第１の実施の形態に示したように両方のアンテナ端子に対して対称に１対のＦＥＴを追加した。これに対して、サブアンテナ２２０ａを使用する場合、図示のような構成をとることによりＦＥＴおよびコンデンサの個数を低減することができる。このとき、アンテナ２２０とサブアンテナ２２０の磁気結合はループを重ねて配置する（例えばフレキシブル基板の表裏を用いる）などにより結合係数を１に近づけることが好ましい。第１の実施の形態と同様に、ＦＥＴ２３４は通常時ＯＮで、アンテナの励起電圧が所定の閾値を超えているときにのみ、負荷ＳＷの動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時にＦＥＴ２３６をＯＦＦさせる。本実施の形態ではレベル検出器として第１の実施の形態（図８）におけるレベル検出器２３０（図９（ａ））を利用することができる。

＜第７の実施の形態＞
図１８に第７の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は第６の実施の形態の構成におけるサブアンテナ２２０ａに対して遠方制御用のコンデンサ２３５およびＦＥＴ２３６を追加したものである。これは、第２の実施の形態（図１０）にサブアンテナ２２０ａを追加した変形例と認識することもできる。第７の遠方制御は、第１の実施の形態と同様に、ＦＥＴ２３６は通常時ＯＦＦで、アンテナの励起電圧が所定の閾値を超えないときにのみ、負荷ＳＷの動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時にＦＥＴ２３６をＯＮさせる。本実施の形態ではレベル検出器として第２の実施の形態（図１０）におけるレベル検出器２３０ａを利用することができる。

＜第８の実施の形態＞
図１９に第８の実施の形態の構成例を示す。本実施の形態は、サブアンテナ２２０ａを利用する図１７の第６の実施の形態の構成において、誘導性位相変調用コンデンサ２３３の代わりに、一時的にアンテナ２２０と並列にインダクタンスＬのインダクタ２３７を挿入することにより共振周波数を上昇させるものである。そのために、近傍用ＦＥＴの制御は図１７の実施の形態の場合とＯＮ／ＯＦＦ制御が逆になる。すなわち、アンテナの励起電圧が所定の閾値を超えているときのみ、負荷ＳＷの動作に連動して負荷ＳＷ＿ＯＮ時にＦＥＴ２３４をＯＮさせる。本実施の形態ではレベル検出器として第５の実施の形態（図１６）のレベル検出器２３０ｂを利用することができる。

図２０に、上記実施の形態のいずれかに係るＲＦＩＤモジュールを内蔵した携帯機器２００の構成例を示す。

携帯機器２００は、制御部２１０、アンテナ２１１、通信部２１２、表示部２１３、操作部２１４、記憶部２１５、音声処理部２１６、スピーカ２１７、マイクロホン２１８および、ＲＦＩＤモジュールを用いたＲＦＩＤ部２１９を備える。制御部２１０は、バス２２０を介して各部と接続され、各部の制御および必要なデータ処理を行う手段であり、ＭＰＵ等のプロセッサを有する。通信部２１２は、アンテナを介して基地局と電波による無線通信を行う手段である。表示部２１３は、ユーザに対して表示インタフェースを提供する手段であり、表示画面上に情報を表示するＬＣＤ、有機ＥＬ等の表示デバイスを有する。操作部２１４は、ユーザに対して入力インタフェースを提供する手段であり、テンキーや各種制御キー等の入力装置を有する。記憶部２１５は、制御部２１０が実行するプログラムとしてＯＳおよび通信アプリケーション・プログラム等の各種アプリケーション・プログラム、および必要なデータを格納する手段であり、ＲＯＭ、ＲＡＭ等のメモリを含む。音声処理部２１６は、受話音声、動画ファイルの音声、音楽データの処理を行う手段であり、コーデック等を有し、音声を出力するスピーカ２１７および送話音声等を集音するマイクロホン２１８が接続される。

上記の実施の形態によれば、従来技術と比較して以下の様な利点が有る。特許文献１に記載の励起電圧に応じて共振周波数を切り替える技術では、共振周波数ｆ０を切り替えることにより励起電圧が低下してしまうことが問題となっていた。すなわち、共振周波数ｆ０を切り替えると励起電圧も同時に変動してしまうため、これがレベル検出器の判定に影響を与え得る。これに対して、第１，第２の実施の形態では負荷ＳＷがＯＮの時に共振周波数ｆ０を切り替える操作を有効にするか無効にするかの判定を正しく行うために、このタイミングでのレベル検出をマスクすることにより、容易に問題を回避する事が出来る。一例として、図２１に示すようなマスク回路１７０を利用することができる。マスク回路１７０は、アンテナ端にアノードが接続されたダイオード２７１と、そのカソードが一端に接続され他端が接地されたコンデンサ２７２と、このコンデンサ２７２に並列に接続される放電用抵抗２７３からなり、いわゆるピークホールド回路を構成する。コンデンサ２７２の一端の電圧がレベル検出回路２３０へ入力される。この構成により、共振周波数ｆ０を切り替えることにより励起電圧が低下してしまうという問題が回避される。なお、このようなレベル検出のマスク手段は図示のマスク回路１７０に限るものではない。

第３および第４の実施の形態については、レベル検出回路が不要であり、ＲＦＩＤ部に関して、磁性シートと比較して非常に安価でサイズの小さい部品で構成される。そのため、磁性シートを除去した場合には、特に機器の厚み方向の省スペース化とコストダウンが実現できる。また、磁性シートと併用した場合には特性のさらなる向上が実現できる。

カード側共振周波数の狭帯域化を緩和させることができ、その場合、製造時の共振周波数調整工程を省略するなどにより製造コストの削減を実現できる。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、携帯機器は携帯電話端末に限るものではなく、本発明はＲＦＩＤモジュールを内蔵した任意の携帯機器に適用可能である。また、上記複数の実施の形態については、可能な他の組み合わせを排除するものではない。

１００…リーダライタ、１０１…信号源、１１０…本体部、１２０…ＲＦＩＤアンテナ（Ｒ／Ｗアンテナ）、１２５…交番磁界、２００…携帯機器、２１０…制御部、２１１…アンテナ、２１２…通信部、２１３…表示部、２１４…操作部、２１５…記憶部、２１６…音声処理部、２１９…ＲＦＩＤ部、２２０…ＲＦＩＤアンテナ（カード側アンテナ）、２２４…同調コンデンサ、２３０…レベル検出器、２３０ａ…レベル検出器、２３１…整流器、２３２…コンパレータ、２３３…誘導性位相変調用コンデンサ、２３４…論理回路、２３５…容量性位相変調用コンデンサ、２４０…ＲＦＩＤ回路ブロック、２５１…効果調整用コンデンサ、２５２…容量性位相変調用ダイオード、２５３…放電用抵抗、２５４…誘導性位相変調用ダイオード、２５６…効果調整用コンデンサ、２５７…ＤＣカットコンデンサ、２５８…放電用抵抗

Claims (16)

1. 負荷スイッチにより搬送波に対してＡＳＫ変調を行うことによりデータをリーダライタへ送信するＲＦＩＤモジュールであって、
   リーダライタまでの距離と前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とに応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段を備えたＲＦＩＤモジュール。
2. 前記リーダライタまでの距離はアンテナ励起電圧の大きさにより推定される請求項１に記載のＲＦＩＤモジュール。
3. 前記位相変調手段は、前記アンテナ励起電圧が所定の閾値を越えるとき、かつ、前記負荷スイッチがＯＮであるとき、前記搬送波の位相を進み側へシフトさせる請求項１または２に記載のＲＦＩＤモジュール。
4. アンテナ励起電圧のレベルを検出する手段と、当該レベルが所定の閾値を超えているとき、かつ、前記負荷スイッチがＯＮであるときに所定の出力を生成する論理手段とを備え、この論理手段の所定の出力により前記位相変調手段を制御して前記搬送波の位相を進み方向にシフトさせる請求項３に記載のＲＦＩＤモジュール。
5. 前記位相変調手段は、通常時ＯＮ状態で前記所定の出力で応じてＯＦＦ状態に切り替わるスイッチング素子と、このスイッチング素子のＯＮ時に前記アンテナに接続される位相変調用コンデンサとを備えた請求項４に記載のＲＦＩＤモジュール。
6. 前記位相変調手段は、ダイオードを有し、このダイオードの逆電圧ＤＣバイアス特性を利用することによりアンテナ励起電圧および前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦに基づく搬送波の位相変調を実現する請求項３に記載のＲＦＩＤモジュール。
7. 前記位相変調手段は、前記ダイオードに並列に接続された効果調整用コンデンサと、前記ダイオードに直接に接続されたＤＣカットコンデンサと、このＤＣカットコンデンサに並列に接続された放電用抵抗とを有する請求項６に記載のＲＦＩＤモジュール。
8. 前記位相変調手段は、通常時ＯＦＦで前記所定の出力で応じてＯＮ状態に切り替わるスイッチング素子と、このスイッチング素子のＯＮ時に前記アンテナに接続される位相変調用インダクタとを備えた請求項４に記載のＲＦＩＤモジュール。
9. 前記位相変調手段は、前記アンテナ励起電圧が所定の閾値を超えていないとき、かつ、前記負荷スイッチがＯＮであるとき、前記搬送波の位相を遅れ側へシフトさせる請求項１または２に記載のＲＦＩＤモジュール。
10. 前記位相変調手段は、通常時ＯＦＦで前記論理手段の所定の出力に応じてＯＮ状態に切り替わるスイッチング素子と、このスイッチング素子のＯＮ時に前記アンテナに接続される位相変調用コンデンサとを備えた請求項９に記載のＲＦＩＤモジュール。
11. 前記位相変調手段は、ダイオードを有し、このダイオードの逆電圧ＤＣバイアス特性を利用することによりアンテナ励起電圧および前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦに基づく搬送波の位相変調を実現する請求項９に記載のＲＦＩＤモジュール。
12. 前記位相変調手段は、前記ダイオードに並列に接続された効果調整用コンデンサを有する請求項１１に記載のＲＦＩＤモジュール。
13. 前記位相変調手段は、ＦＥＴを有し、ＯＦＦ状態にあるＦＥＴのドレイン−ソース間寄生容量を利用することによりアンテナ励起電圧および前記負荷スイッチのＯＮ／ＯＦＦに基づく搬送波の位相変調を実現する請求項９に記載のＲＦＩＤモジュール。
14. 前記アンテナと磁気結合するサブアンテナを備え、前記位相変調手段は当該サブアンテナに対して接続される請求項１〜８のいずれかに記載のＲＦＩＤモジュール。
15. 負荷スイッチにより搬送波に対してＡＳＫ変調を行うことによりデータをリーダライタへ送信するＲＦＩＤモジュールであって、
    ＡＳＫ変調にＰＳＫ変調性を付加し、かつ、ＰＳＫ変調の位相変化方向をアンテナ励起電圧の大きさに応じて変化させるＲＦＩＤモジュール。
16. 請求項１〜１５のいずれかに記載のＲＦＩＤモジュールを内蔵した携帯機器。