JP2010197093A - 状態判別装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのＰＷＭ変調で外乱を受けることなく、インバータ、モータの絶縁劣化が検出できる状態判別装置の提供。
【解決手段】 状態判別装置は、直流高電圧電源136と、直流高電圧電源136から得る電力を交流変換するインバータ装置140と、インバータ装置140からの交流電力が供給される誘導性負荷192とを備える装置の、絶縁状態を判別するものであって、直流高電圧電源136の正極端子または負極端子とインバータ装置筐体の電位を基準電位とするグランド端子との間に設けられた容量結合回路1，R1，2と、容量結合回路1，R1，2を流れる電流に基づく交流電圧から所定の基準電圧を差し引いた差電圧を増幅して出力する非線形増幅装置7と、非線形増幅装置7の出力電圧が所定閾値以下か否かを判定する第１の判定手段172とを備え、第１の判定手段172の判定結果に基づいて、絶縁状態を判別する。
【選択図】図１

Description

本発明は、状態判別装置に係り、特に、電気車の駆動装置における高電圧インバータおよびモータの絶縁劣化に好適な状態判別装置に関する。

電気自動車及び電気式ハイブリッド自動車の高電圧からの乗車人員の保護に関する技術基準として、活電部と電気的シャシとの間の絶縁抵抗値は作動電圧１Ｖ当たり１００Ω以上とする技術基準が報告されている。例えば、ハイブリッド自動車でバッテリ電圧が４００Ｖの場合、バッテリ電圧が印加されるインバータ装置やこのインバータ装置で駆動されるモータは、筐体との間の絶縁抵抗が４０ｋΩ以上あれば正常の条件を満たす。ここで、絶縁不良が予想される箇所としては、(1)モータと筐体ハウジング（筐体は車両のボディアースと同電位）との間、又は(2)インバータとその装置筐体との間が考えられる。

電気車の地絡を検出する装置については、例えば、特許文献１に記載されているようなものが知られている。特許文献１に記載の装置では、周期波形からなる地絡検出信号を検出抵抗とカップリングコンデンサを介して高電圧部に供給し、検出抵抗とカップリングコンデンサの接続点の電圧から絶縁抵抗劣化を検出するようにしている。

特開２００２−２０９３３１号公報

しかしながら、インバータ装置がＰＷＭ変調で駆動されると、これに伴う漏洩電流が周期波形からなる地絡検出信号に重畳して流れる。そのため、検出結果にノイズとして影響を及ぼし、検出感度が低下するという問題があった。

請求項１の発明は、直流高電圧電源と、直流高電圧電源から得る電力を交流変換するインバータ装置と、インバータ装置からの交流電力が供給される誘導性負荷とを備える装置の、絶縁状態を判別する状態判別装置であって、直流高電圧電源の正極端子または負極端子とインバータ装置筐体の電位を基準電位とするグランド端子との間に設けられた容量結合回路と、容量結合回路を流れる電流に基づく交流電圧から所定の基準電圧を差し引いた差電圧を増幅して出力する非線形増幅装置と、非線形増幅装置の出力電圧が所定閾値以下か否かを判定する第１の判定手段とを備え、第１の判定手段の判定結果に基づいて、絶縁状態を判別することを特徴とする。

本発明によれば、ノイズに対するS/N比に優れた絶縁劣化検出を行うことができる。

第１の実施の形態を説明する図である。 第１の実施の形態の第１の変形例を示す図である。 キャパシタ８の電圧変化と、キャパシタ２の電圧とを示す図である。 非線形増幅装置７の特性を示す図である。 第１の実施の形態の第２の変形例を示す図である。 第２の実施の形態を説明する図である。 絶縁劣化診断時のモータ制御を説明する図である。 絶縁劣化診断の動作を説明するフローチャートである。 ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。 車両駆動用電気システムの回路構成を示す図である。 倍電圧整流回路の動作を説明する図である。 図８に示す処理の変形例を示すフローチャートである。

以下、図を参照して本発明の実施の形態を説明する。最初に、本発明の実施形態の要部を説明する前に、電気車の駆動装置について、図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係る状態判別装置の適用例としては、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用モータを制御するインバータ装置が代表的なものである。これらは、周囲の温度や、搭載される場所の振動など、大変厳しい動作環境で使用される。

車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用モータの駆動を制御する制御装置として車両駆動用モータシステムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用モータに供給して車両駆動用モータの駆動を制御する。また、車両駆動用モータは、発電機としての機能も有している。そのため、車両駆動用インバータ装置は、運転モードに応じて車両駆動用モータの発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

本発明の実施形態に係る状態判別装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能であるが、代表例として、ハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。図９と図１０を用いて、電気車の駆動装置における、制御構成と電力変換装置の回路構成の一例を説明する。

図９はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図であり、電気車駆動用電機システムとして、上下アームの直列回路及び制御部を含むインバータ装置１４０，１４２，４３と、インバータ装置１４０，１４２，４３の直流側に接続されたコンデンサモジュール５００を備えた電力変換装置２００と、バッテリ１３６と、モータジェネレータ１９２，１９４とを備えている。

図９において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は電動車両の一種であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶの駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶの駆動源及びＨＥＶの電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはモータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には、動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側及びモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。尚、モータジェネレータ１９２，１９４及び動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

動力分配機構１２２は歯車１２３〜１３０から構成された差動機構である。歯車１２５〜１２８は傘歯車である。歯車１２３，１２４，１２９，１３０は平歯車である。モータジェネレータ１９２の動力は、変速機１１８に直接に伝達される。モータジェネレータ１９２の軸は歯車１２９と同軸になっている。この構成により、モータジェネレータ１９２に対して駆動電力の供給が無い場合には、歯車１２９に伝達された動力がそのまま変速機１１８の入力側に伝達される。

エンジン１２０の作動によって歯車１２３が駆動されると、エンジン１２０の動力は歯車１２３から歯車１２４に、次に、歯車１２４から歯車１２６及び歯車１２８に、次に、歯車１２６及び歯車１２８から歯車１３０にそれぞれ伝達され、最終的には歯車１２９に伝達される。モータジェネレータ１９４の作動によって歯車１２５が駆動されると、モータジェネレータ１９４の回転は歯車１２５から歯車１２６及び歯車１２８に、次に、歯車１２６及び歯車１２８から歯車１３０のそれぞれに伝達され、最終的には歯車１２９に伝達される。なお、動力分配機構１２２としては上述した差動機構に代えて、遊星歯車機構などの他の機構を用いても構わない。

モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることによりモータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

図９に示すＨＥＶにおいては、モータジェネレータ１９２及びインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４及びインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している場合において、車両の駆動トルクをアシストする場合には第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の場合において、車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

また、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、第１電動発電ユニット又は第２電動発電ユニットを発電ユニットとして、エンジン１２０の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

バッテリ１３６は、さらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機用モータ１９５は、例えばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。インバータ装置４３は、バッテリ１３６から供給された直流電力を交流の電力に変換し、その交流電力をモータ１９５に供給する。インバータ装置４３はインバータ装置１４０や１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。例えば、回転子の回転に対し進み位相の交流電力をモータ１９５に供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このようなインバータ装置４３の制御機能は、インバータ装置１４０や１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２や１９４の容量より小さいので、インバータ装置４３の最大変換電力がインバータ装置１４０や１４２より小さいが、インバータ装置４３の回路構成は基本的にインバータ装置１４０や１４２の回路構成と同じである。

インバータ装置１４０，１４２，４３やコンデンサモジュール５００は、電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。

図９において、変速機１１８や動力分配機構１２２或はエンジン１２０等の機構系部品は車両と機械的に接触しており、車体金属フレーム（ボディ）を仮想接地電位にアースされている。一方、高圧のバッテリ１３６から電力が供給されるモータジェネレータ用インバータ装置１４０、１４２と、これらのインバータ装置１４０、１４２から電力が供給されるモータジェネレータ１９２、１９４、および補機用インバータ装置４３とそのモータ１９５は、筐体またはハウジングがボディアースされているが、筐体内部の活電部は筐体に対して絶縁されている。この絶縁が劣化すると、装置筐体とボディ間に電位差が生じ、メンテナンス等で人体が装置筐体とボディに触れると感電する恐れがある。本発明は高電圧電気部品の絶縁劣化を診断して、感電等が起きないように保護又は表示による注意喚起を行うことが目的である。

図１０は、車両駆動用電気システムの回路構成を説明する図であり、インバータ装置の基本的な構成を示す。なお、インバータ装置１４０，１４２，１４３は同様の構成を有しており、ここでは、代表例としてインバータ装置１４０の説明を行う。上述したように、電力変換装置２００は、インバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備えている。インバータ装置１４０は、インバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有している。図１０に示す例では上下アーム直列回路１５０を３つ有しており、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中間電極１６９は、交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６に接続されている。また、制御部１７０は、インバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。上述のとおり、インバータ装置１４０は、モータジェネレータ１９２が発生する三相交流電力を直流電力に変換することもできる。

インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。直流正極端子３１４および直流負極端子３１６は、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている。ここで、上下アーム直列回路１５０はアームと呼称されており、上アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３３０及びダイオード１６６を備えている。

ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、信号用エミッタ電極端子１５５，１６５およびゲート電極端子１５４，１６４を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよく、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９、交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相、Ｖ相、Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路１５０同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Positive端子、Ｐ端子）１５７および直流バスバーを介して、コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に電気的に接続されている。一方、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Negative端子、Ｎ端子）１５８および直流バスバーを介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極に電気的に接続されている。各アームの中点部分、すなわち上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に、交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成している。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側が、それぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間とでそれぞれ接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０とに対して電気的に並列接続されている。

ＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるための制御部１７０は、制御回路１７２とドライバ回路１７４とを備えている。制御回路１７２は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する。ドライバ回路１７４は、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成する。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では、３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波を、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。上アームを駆動する場合には、ドライバブ回路１７４は、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば、各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは、上下アーム直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路１５０や、上下アーム直列回路１５０を含む半導体モジュールを、過温度或いは過電圧から保護する。

上述したように、図１０に示す上下アーム直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路であり、ＩＧＢＴ３２８，３３０はスイッチング用半導体素子である。インバータ回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

図１０で、制御回路１７２とドライブ回路１７４の間のインターフェース１７６はフォトカプラ等の光結合か又は磁気的な結合手段によって絶縁する。言い換えれば、制御回路１７２はその他の高電圧回路とは電気的に絶縁されている為、基準電位を選ぶことができる。一般的に制御回路１７２は、車に搭載される他の電子部品と同様に低電圧バッテリ（不図示）から電力の供給を受けており、基準電位は低電圧バッテリの負極、即ちボディを基準電位としている。

−第１の実施の形態−
図１０では電力変換装置２００の基本的な構成について説明したが、上記の説明の下に、本発明の第１の実施例形態を説明する。図１は第１の実施の形態を説明する図であり、図１０に示した構成と同一の部分には同一の符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。ただし、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のＩＧＢＴ３２８，３３０に関しては、Ｕ相は符号Ｑ１，Ｑ２で表し、Ｖ相は符号Ｑ３，Ｑ４で表し、Ｗ相は符号Ｑ５，Ｑ６で表すようにした。また、以下では、モータジェネレータ１９２，１９４のことを、モータ１９２，１９４と呼ぶことにする。なお、ここでは、インバータ装置１４０を例に説明するが、インバータ装置１４２，４３も同様である。

図１に示す電力変換装置２００では、リレー１０、リレードライバ回路１１、絶縁診断装置１２および非線形増回路７が、さらに設けられている。１３はインバータ外部の制御装置であり、電流指令値等を出力する。

リレー１０はバッテリ１３６の正極とコンデンサモジュール５００との間に設けられ、そのオンオフ動作はリレードライバ回路１１によって制御される。リレードライバ回路１１は、直流側の絶縁診断装置１２と制御回路１７２とからの信号に応じて、リレー１０をオンオフする。リレー１０とコンデンサモジュール５００との間には上述の絶縁診断装置１２が設けられており、この絶縁診断装置１２により直流高電圧と接地間の絶縁劣化を検出する。なお、直流側の絶縁診断装置１２の詳しい回路構成は記載していないが、例えば、特開２００８−６４５２２号公報に記載されているような構成を適用することができる。

コンデンサモジュール５００の両端子間には、Ｙコンデンサと呼ばれるキャパシタ８，９が直列に接続されている。キャパシタ８，９の接続箇所（中点Ｇ）は、インバータ装置１４０の筐体に接続する。キャパシタ８，９は、インバータ装置１４０がＰＷＭ駆動した際に、電圧の過渡的変化が原因で生じる各部浮遊容量の充放電電流がインバータの筐体外部に流れ出さないように、充放電電流の伝導経路として機能する。キャパシタ８，９の容量は数nF〜数μFの値であり、浮遊容量の充放電電流の程度に応じて選定される。

なお、後述する図３の動作説明においては、Ｙコンデンサ（キャパシタ８，９）を用いる構成を例に説明しているが、インバータ直列回路１５０の正極あるいは負極端子、又はこれらの端子からバスバーを介して繋がる回路と、上記筐体の間には浮遊容量が存在しており、本発明の動作でＹコンデンサの代わりに浮遊容量を同じ作用に用いても良く、Ｙコンデンサの必要性を限定するものではない。

コンデンサモジュール５００の正極と接地電位ＧＮＤの間には、キャパシタ１と抵抗Ｒ１、及びキャパシタ２を直列に接続したコンデンサカップリングの経路を設ける。また、抵抗Ｒ１とキャパシタ２との直列部に対して、抵抗Ｒ２を並列に備える。非線形増幅装置７は、キャパシタ２の電圧を増幅する手段として設けられている。

図１は、非線形増幅装置７として倍電圧整流回路を用いる例であり、コッククロフト倍電圧回路を用いている。キャパシタ２の電圧が正の場合に、キャパシタ３、ダイオードＤ２、キャパシタ４からなる直列回路がキャパシタ２に並列で接続される。
キャパシタ４に対しても同様に、ダイオードＤ１、キャパシタ５、ダイオードＤ４、キャパシタ６からなる直列回路がキャパシタ４に並列で接続される。また、キャパシタ２の電圧が負の場合には、キャパシタ３、ダイオードＤ１からなる直列回路がキャパシタ２に並列で接続されると共に、キャパシタ４、ダイオードＤ３、キャパシタ５、及びキャパシタ３からなる直列回路がキャパシタ２に並列で接続される。

後述するように、これらキャパシタとダイオードとからなる回路が次の段の回路へ電圧を受け渡してゆく。最終的な出力はダイオードＤ４のカソードと接地電位（ＧＮＤ）間に接続された抵抗ＲＳの電圧になるこの電圧を検出電圧Ｖｓと呼ぶことにする。

モータ１９２で絶縁劣化が発生した場合、モータ１９２には、図示しない抵抗がモータ巻線と接地電位との間に等価的に発生することになる。この等価的な抵抗を、以下では絶縁抵抗と呼ぶことにする。インバータ装置１４０の上アーム、例えば、Ｕ相のＩＧＢＴＱ１がオン状態になると、ＩＧＢＴＱ１からモータ巻線を経て絶縁抵抗（不図示）を通って接地ＧＮＤへ流れ、接地ＧＮＤからＹコンデンサの中点Ｇに到り、キャパシタ８を通って元のＱ１に戻る経路で、リーク電流（或は地絡電流）が流れる。

絶縁が正常な場合には、モータ巻線と接地電位との間には浮遊容量が存在する為、数μｓ以下の短い時間だけその浮遊容量の充放電電流が流れる。しかし、絶縁が劣化した場合には、絶縁抵抗があたかも直流負荷として存在することを意味しており、上記リーク電流（或は地絡電流）は上アームのＩＧＢＴＱ１がオンしている期間中、絶縁抵抗を通って流れ続ける。一方、Ｙコンデンサを構成するキャパシタ８には、キャパシタ１と抵抗Ｒ１及びキャパシタ２を直列に接続した回路とが、並列に接続している為、リーク電流によってキャパシタ８の電圧が変化すると、同時にキャパシタ１とキャパシタ２の電圧も変化することになる。

図３に、Ｙコンデンサのキャパシタ８の電圧変化と、キャパシタ２の電圧とを示す。この図は、インバータ装置１４０をＰＷＭ制御して、モータ１９２を駆動させた場合の動作波形である。図３の例は、モータ１９２の一部が絶縁劣化した状態を模擬しており、絶縁抵抗（不図示）が４０ｋΩであるとした場合のシミュレーション結果である。図３の結果から、キャパシタ２の電圧は、キャパシタ８の電圧に比例していることが分かる。キャパシタ８の電圧が変化する周期は、インバータ装置１４０の上アーム側ＩＧＢＴＱ１がオン、オフする周期、すなわち、ＰＷＭキャリア周波数で変化する。キャパシタ２の電圧は正の最大値が約２．３Ｖ、負の最小値が約−１．７Ｖであり、最大値と最小値の振幅差ΔＶは４Ｖである。

図４は、絶縁抵抗に対する非線形増幅装置７の出力を表す。これは、図３に示したキャパシタ２の電圧を非線形増幅装置７に入力した結果であり、横軸の絶縁抵抗を変えた場合の特性を表している。絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでは、検出電圧Ｖｓは絶縁抵抗の低下に対して徐々に増加し、その値も低い。一方、絶縁抵抗が約１００ｋΩよりも低下すると、検出電圧Ｖｓが急激に上昇する。

このような検出電圧Ｖｓの差は、非線形増幅装置７で多段になった直列回路がダイオード（例えばＤ１，Ｄ２ほか）を備え、各ダイオードはアノードとカソード間電圧Ｖ_ＡＫがビルトイン電圧（順方向電圧降下）Ｖ_ｂｉ以下では電流を流さず、Ｖ_ＡＫがビルトイン電圧Ｖ_ｂｉを超えると指数関数的に電流を流す特性を持つことに起因する。ビルトイン電圧Ｖ_ｂｉは、一般的なＰＮ接合ダイオードの場合は約０．７Ｖで、ショットキーダイオードの場合は約０．５Ｖである。

ここで、非線形増幅装置７として設けられた倍電圧整流回路の動作の概略を、図１１を参照して簡単に説明する。図１１は、図１の非線形増幅装置７の部分を示したものであり、以下では、説明が簡単になるように、抵抗ＲＳが無い場合について考える。また、キャパシタ２の電圧が−Ｖ０〜Ｖ０の間で変化するとして考える。

図１１のＡ点の電位が−Ｖ０のときには破線L10のように電流が流れてキャパシタ３が充電される。Ｂ点の電位が−Ｖ_ｂｉとなるとダイオードＤ１に電流が流れなくなり、キャパシタ３の充電が停止し、キャパシタ３の電圧はＶ０−Ｖ_ｂｉになる。

次に、Ａ点の電位がＶ０になると、Ｂ点の電位は２Ｖ０−Ｖ_ｂｉとなる。キャパシタ４が充電されていなければ、Ｃ点の電位はＧＮＤ電位と等しくなるので、破線L12のように電流が流れてキャパシタ４が充電される。Ｃ点の電位が（Ｂ点の電位−Ｖ_ｂｉ）となると、ダイオードＤ２に電流が流れなくなる。

次に、Ａ点の電位が−Ｖ０になるとＢ点の電位も−Ｖ０だけ低下し、点Ｃに対してＢ点の電位はＶ０−Ｖ_ｂｉだけ低くなる。キャパシタ５が充電されていなければ、Ｄ点の電位はＢ点の電位と等しいので、破線L13のように電流が流れてキャパシタ５が充電される。そして、Ｄ点の電位が（Ｃ点の電位−Ｖ_ｂｉ）となると、ダイオードＤ３に電流が流れなくなる。

次に、Ａ点の電位がＶ０になるとＤ点の電位もＶ０だけ上昇し、Ｄ点の電位はＣ点に対してＶ０−Ｖ_ｂｉだけ高くなる。キャパシタ６が充電されていなければ、Ｅ点の電位はＣ点の電位と等しいので、破線L14のように電流が流れてキャパシタ６が充電される。そして、Ｅ点の電位が（Ｄ点の電位−Ｖ_ｂｉ）となると、ダイオードＤ４に電流が流れなくなる。このような一連の動作を何回か繰り返すと、各ダイオードＤ１〜Ｄ４に電流が流れなくなり、キャパシタ３および５の電圧はＶ０−Ｖ_ｂｉ、キャパシタ４および６の電圧は２Ｖ０−２Ｖ_ｂｉとなる。

このように、キャパシタとダイオードをからなる回路が次の段の回路へ電圧を受け渡して行き、最終的に、接地電位（GND）に対するＥ点の電位は、４（Ｖ０−Ｖ_ｂｉ）となる。実際には、ダイオードＤ４のカソードと接地電位（GVD）間に抵抗ＲＳが設けられていて、抵抗ＲＳに電流が流れるので、抵抗ＲＳの電圧は４（Ｖ０−Ｖ_ｂｉ）よりも小さな値となる。

キャパシタ２の電圧Ｖ０がダイオードのビルトイン電圧Ｖ_ｂｉよりも十分大きい場合には、Ｅ点の電位は、電圧Ｖ０をほぼ４倍に増幅した値となる。しかし、キャパシタ２の電圧Ｖ０がダイオードのビルトイン電圧Ｖ_ｂｉと同程度まで小さい場合には、Ｅ点の電圧は非常に小さな値となる。

本実施の形態では、キャパシタ２の電圧は、絶縁抵抗が１ＭΩ程度ではビルトイン電圧に比べて同等または低く、絶縁抵抗が約１００ｋΩ程度までは、キャパシタ２の電圧からダイオードのビルトイン電圧を差し引いた結果が小さいため、出力に相当する抵抗ＲＳの電圧も高くない。一方、絶縁抵抗が図３に示したように約４０ｋΩ程度になると、キャパシタ２の電圧振幅は正負共にダイオードのビルトイン電圧Ｖ_ｂｉの２倍以上になるため、ビルトイン電圧を差し引いた結果が相対的に増加する。本実施の形態では、このような増幅特性を有する回路という意味で、図１や図１１に示す回路を非線形増幅装置と名付けている。

図４で一番左側のプロット点は、図３に示した絶縁抵抗４０ｋΩの場合である。図３で、キャパシタ２の電圧は正の最大値が約２．３Ｖ、負の最小値が約−１．７Ｖであったが、非線形増幅装置７を通した結果は図４の上記プロット点の値で約４．３Ｖになる。絶縁劣化に関する判定値（閾値）を図４に点線で記載した絶縁抵抗６０ｋΩ、検出電圧＝３．５Ｖと定めると、絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでの結果は、検出電圧がしきい値３．５Ｖの半分以下と小さく、これらの結果は少々ノイズの影響を受けても３．５Ｖを超えることは無い。すなわち、本発明が目的とするＳ／Ｎ比の高い絶縁劣化判定が達成できる。また、非線形僧服装置７はキャパシタとダイオードで構成されているので、低コストで対応することができる。

ここで、モータ１９２の一部が絶縁劣化した状態として、３相の各巻線のうちＵ相の巻線で絶縁被覆が破れ、固定子からモータハウジングを経て接地電位に地絡した場合について考えてみる。この時の絶縁抵抗が、図３の条件と同じ４０ｋΩであると仮定する。インバータ装置１４０の上下アームは、ＰＷＭ制御によってオンとオフが繰り返される。ＩＧＢＴＱ１がオン状態になると、Ｕ相の巻線を経て絶縁抵抗（不図示）を通って接地ＧＮＤへ流れ、接地ＧＮＤからＹコンデンサの中点Ｇに到り、キャパシタ８を通って元のＱ１に戻る経路でリーク電流がＩＧＢＴＱ１のオン期間中流れ続ける。そして、キャパシタ８の電圧に比例してキャパシタ２の電圧が変化することは、図３で説明した通りである。

他相の上下アームもＰＷＭ制御でオン、オフしており、その影響として、図３に示したキャパシタ２の電圧波形に他の２相分が重畳する。他の２相分は、絶縁劣化したＵ相に比べて振幅が等しいか或いは小さく、また、位相は三相交流の原理からＵ相に比べて遅れになる。この結果、三相分の影響を考慮したキャパシタ２の電圧は、図３の結果に比べて波形が歪むと共に、波高値は図３よりも大きくなる。

三相分を考慮した非線形増幅装置７の出力は、図４の場合に比べて全体的に縦軸方向に値が増す結果になる。しかし、絶縁抵抗が約１００ｋΩまではゲインが低い特徴は同じであり、三相中の一相で絶縁劣化が生じた場合の検出特性は図４の結果とほぼ同じ傾向となる。

図２は第１の実施の形態の変形例を示す図である。図２に示す変形例では、倍電圧整流回路のダイオードＤ１に直列にダイオードＤ５を同極性で設けるとともに、非線形増幅装置７に警告装置３０を設けた。その他の構成は図１と同じである。

図２において、ダイオードＤ１に直列にダイオードＤ５を設けたことで、キャパシタ２の電圧から差し引かれるビルトイン電圧値が２倍になる。ダイオードＤ１〜Ｄ５にショットキーダイオードを用いた場合には、ダイオードＤ５の追加で増えたビルトイン電圧は０．５Ｖとなる。図４に示した破線は、この変形例の場合のシミュレーション結果を示しており、実線を約０．５Ｖ縦軸方向に下げると破線にほぼ重なることが分かる。

前述した抵抗値６０ｋΩを示す点線の部分においては、直線の傾きが大きいため、直線と絶縁劣化に関する判定値（３．５Ｖ）のラインとが交差する横軸方向の位置はそれほど変化せず、ほぼ６０ｋΩとなる。すなわち、検出電圧が閾値３．５Ｖを上回る際の絶縁抵抗は、０．５Ｖ縦軸方向に下がった影響を大きく受けず、ほぼ判定値付近となっている。一方、絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでにおいては、全体的に約０．５Ｖ下がっており、閾値の３．５Ｖに対してノイズマージンが拡大している。その結果、ノイズの影響を受けにくくなり、より確実にリーク検出を行うことができる。

倍電圧整流回路でダイオードによる電圧降下を変える方法としては、上述したようにダイオードの直列個数を変える他に、ショットキーダイオードを順方向電圧降下のより大きなＰＮ接合ダイオードに変更する方法がある。図１に示す非線形増幅装置７のダイオードにＰＮ接合型を用いると、図４の破線の場合と同様に、出力が縦軸方向に下がる。

また、警告装置３０は、具体的にはＬＥＤやこれと同等な発光デバイスである。警告装置３０は、絶縁劣化によって、非線形増幅装置７の出力が図４のように閾値（３．５Ｖ）を超えると、ＬＥＤが点灯するように構成されている。絶縁抵抗が判定値以下の状態においては、モータ１９２やインバータ１４０の筐体に触れると感電する恐れはあっても、ハイブリッド自動車を保守ディーラに運ぶことには支障が無い。そこで、ハイブリッド自動車のオーナーは警告装置３０の点灯でモータの絶縁劣化が起きたことを認知して、自動車を保守ディーラに届けることができる。なお、警告装置３０としては、ＬＥＤ等を点灯させる代わりに警告音を発するものでも良く、また、音声にてハイブリッド自動車のオーナーに状態を知らせるものでも良い。

図５には非線形増幅装置７に関する他の例を示す図である。図５に示す構成では、ダイオードＤ６，Ｄ７とキャパシタ２０と備えた直列回路を、キャパシタ２に並列に接続している。キャパシタ２０には抵抗ＲＳを並列に設け、抵抗ＲＳの電圧を増幅器２１で増幅し、増幅器２１の出力で警告装置３０のＬＥＤを点灯させる。ここで、抵抗Ｒ３は増幅器２１のゲインを調整する役割を持つ。なお、増幅器２１の出力は表示手段を点灯する以外にも、図１に示したように制御回路１７２のＡ／Ｄコンバータで電圧を読み取り、リレーカット等の処理を行ってもよい。図５に示す構成においても、ダイオードＤ６，Ｄ７のビルトイン電圧Ｖ_ｂｉが閾値となり、キャパシタ２の電圧からビルトイン電圧Ｖ_ｂｉを差し引いた結果を増幅器２１で増幅するようにしており、その結果、図１に示す倍電圧整流回路を用いた場合と同様の効果を得ることができる。

−第２の実施の形態−
第２の実施形態では、インバータ装置１４０，１４２、および、これらが駆動する二台のモータ１９２，１９４に関する絶縁劣化診断について説明する。図６に示す構成では、インバータ装置およびモータから成る電動ユニットを二組備えている点が、図１に示した構成と異なる。インバータ装置１４０，１４２は同一の装置筐体に実装され、コンデンサモジュール５００と、キャパシタ８，９を備えたＹコンデンサは、インバータ装置１４０，１４２の両方に共通な部品となっている。また、制御回路１７２，リレー１０、リレードライバ回路１１、絶縁診断装置１２およびインバータ外部の制御装置１３は図示を省略した。

制御回路１７２においては、インバータ装置１４０を制御する回路とインバータ装置１４２を制御する回路とが、ボディアースを電位の基準とする一つの回路基板上に設けられている。２つのインバータ装置１４０，１４２に対して、キャパシタ１，２および非線形増幅装置７は一組設けられていて、その一組の構成で、インバータ装置１４０およびモータ１９２から成る電動ユニットと、インバータ装置１４２およびモータ１９４から成る電動ユニットの劣化を識別する。

劣化識別は以下のようにして行う。上述した第１の実施の形態の場合と同様に、モータ１９２のＵ相の巻線で絶縁抵抗が下がった場合を例に説明する。図４の説明で詳しく述べた通り、モータ１９２を駆動するインバータ装置１４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相がＰＷＭ制御される。この場合の非線形増幅装置７の出力は、図４に示す結果が全体的に縦軸方向に増加するような傾向になる。絶縁抵抗が約１００ｋΩまでは検出電圧Ｖｓが低く、それ以下では検出電圧Ｖｓが急激に高くなる。

もう一方のインバータ装置１４２も三相の上下アームがＰＷＭ制御されるが、モータ１９４は絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでの間にあり、高抵抗を維持しているものとする。そのため、インバータ装置１４２が動作すると、キャパシタ２にインバータ装置１４０の場合よりも低い振幅の交流電圧が重畳する。インバータ装置１４０とインバータ装置１４２とは非同期なので、インバータ装置１４２が駆動したことによる低い振幅の交流電圧は同相又は逆相で重なり、位相も同じでない。

ここで、インバータ装置１４０が動作した場合の結果と、インバータ装置１４２が動作した場合の結果とをそれぞれ線形重畳して考えてみる。インバータ装置１４２が動作した場合の検出電圧Ｖｓは、図４で絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでの値であり、判定値近傍の検出電圧Ｖｓを示すインバータ装置１４０の場合に比べて小さい。仮に、インバータ装置１４２の検出電圧Ｖｓが絶縁抵抗＝約３００ｋΩに相当する１．５Ｖで、インバータ装置１４０の検出電圧Ｖｓが４．８Ｖであったとする。なお、前述したように、三相分の影響で検出電圧Ｖｓは図４に示した値より高くなるので、ここでは、インバータ装置１４０の検出電圧Ｖｓを４．８Ｖとしている。この場合、逆相になったと仮定して４．８Ｖから１．５Ｖを差し引いても結果は３．３Ｖであり、絶縁抵抗が１ＭΩから１００ｋΩまでの検出電圧Ｖｓ（最大で１．８Ｖ）よりも高い。

二台のインバータ装置１４０，１４２が同時に動作した場合の判定値は、同相又は逆相の可能性を考慮して選ぶ必要があるが、基本的には一台の場合と同様に高出力になった検出電圧Ｖｓを検出するように閾値を決めれば良い。

このように、二台のインバータ装置１４０，１４２が同時に動作しても、いずれか一方の絶縁劣化を判断することは可能である。次に、二台のうちいずれのインバータ装置およびモータで絶縁が劣化したかを識別する方法について説明する。

通常、モータ制御手段ではトルク指令値が入力され、モータ電流指令にモータの実電流が追従するようにモータの三相電圧指令が演算される。一般的に、誘導機や同期機など交流モータの制御にはベクトル制御が適用されており、図７（ａ）に示すようなd-q軸座標系での電流制御系が構成される。ここで、d-q軸座標系のd軸は磁極位置（磁束）の方向、q軸は電気的にd軸に直行する方向を示している。トルク指令値がゼロの時は、q軸の電流指令値もゼロになるが、図７（ｂ）に示すようにd軸方向のみに電流を流すような指令値を設定しても、モータは回転することはない。その場合、インバータ装置１４０，１４２のスイッチングデバイス（ＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ６は、d軸の電流指令値に従う形でＰＷＭ制御される。

本発明では、モータを始動する前にその絶縁不良性を診断する為に、図７（ｂ）のd軸のみの電流指令値に従う制御を行うことを推奨する。そうすることで、車両を停止させた状態で診断を行うことができる。この場合も前述のように、インバータの上アーム（例えばＩＧＢＴＱ１）がオン状態になると、ＩＧＢＴＱ１からモータ巻線を経て絶縁抵抗（不図示）を通って接地ＧＮＤへ流れ、接地ＧＮＤからＹコンデンサの中点Ｇに到り、キャパシタ８を通って元のＩＧＢＴＱ１に戻る経路でリーク電流が流れる。そして、絶縁が正常な場合には、数μｓ以下の短い時間だけ浮遊容量の充放電電流が流れる。

一方、絶縁が劣化した場合には、絶縁抵抗があたかも直流負荷として存在する為、リーク電流は上アーム（例えばＩＧＢＴＱ１）がオンする期間中、絶縁抵抗を通って流れ続ける。リーク電流によってキャパシタ８の電圧が変化すると、同時にキャパシタ１とキャパシタ２の電圧も変化する。そして、キャパシタ２の交流電圧を非線形増幅装置７で検出して、非線形増幅装置７の出力（検出電圧）が閾値を超えていれば絶縁劣化が発生したと判定する。

次に、インバータ装置が２台ある場合の診断方法を図８のフローチャートで説明する。図８に示す処理のプログラムは制御回路１７２で実行され、自動車のキースイッチがオンされると、図８に示す処理がスタートする。

ステップＳ１００では、図１に示す直流側の絶縁診断装置１２から、バッテリ１３６関係の絶縁が劣化していないという情報が入力されたか否かを判定する。劣化しているという情報が絶縁診断装置１２から入力されない場合には、ステップＳ１１０へ進みリレー１０をオンし、劣化しているという情報が入力された場合には処理を終了する。ステップＳ１２０では、図７（ｂ）に示すd軸のみの電流指令値をインバータ装置１４０，１４２の両方に与えて、各インバータ装置のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をオンオフ駆動する。その結果、インバータ装置１４０，１４２及びモータ１９２，１９４の絶縁抵抗の状態に応じて、それぞれ異なるリーク電流が流れる。

ステップＳ１３０では、このリーク電流の影響で生じるキャパシタ２の交流電圧を非線形増幅装置７で検出して、検出電圧Ｖｓが閾値以下か否かを判定する。ステップＳ１３０で検出電圧が閾値以下と判定されると、すなわち、いずれのインバータ装置１４０，１４２も絶縁状態が正常であると判定されるとステップＳ１４０へ進み、図７（ａ）に示したq軸およびd軸の電流指令値に基づいて、インバータ装置１４０，１４２はモータモータ１９２、１９４の制御を開始する。

一方、ステップＳ１３０において非線形増幅装置７の検出電圧Ｖｓが閾値以上と判定された場合は、ステップＳ１５０へ進む。検出電圧Ｖｓが閾値以上であるということは、インバータ装置１４０およびモータ１９２、或はインバータ装置１４２およびモータ１９４のいずれか一方の組みが絶縁劣化していることを意味する。ステップＳ１５０では、一方のインバータ装置１４２の動作を停止し、他方のインバータ装置１４０をd軸のみの電流指令値で駆動する。

ステップＳ１６０では、キャパシタ２の交流電圧を非線形増幅装置７で検出し、検出電圧Ｖｓが閾値以下か否かを判定する。ステップＳ１６０で検出電圧Ｖｓが閾値以下と判定されると、ステップＳ１７０へ進み、動作を停止させたインバータ装置１４２またはモータ１９２が絶縁劣化していると判断する。一方、ステップＳ１６０で検出電圧Ｖｓが閾値を超えていると判定されると、ステップＳ１８０へ進み、単独で動作させたインバー装置タ１４０またはモータ１９０が絶縁劣化したと判断する。このように、インバータ装置とモータとから成る電動ユニットが二組ある場合、どちらの電動ユニットに絶縁劣化が生じたと判別できる。

ステップＳ１７０またはステップＳ１８０の処理が済んだならば、ステップＳ１９０へ進んで、直流側の絶縁診断装置１２により直流高電圧と接地間の絶縁劣化を診断する。すなわち、インバータ装置自体の絶縁劣化はりーク経路が高電圧正極または高電圧負極と接地との間であることから、モータに電流が流れない状態にしてインバータ装置の絶縁劣化を直流側の絶縁診断装置１２で診断し、その診断結果を併用することにより、モータおよびインバータ装置のどちらが絶縁劣化しているかを検出することができる。ステップＳ１７０からステップ１９０に進んだ場合にはインバータ装置１４２の絶縁劣化診断を行い、ステップＳ１８０からステップＳ１９０へ進んだ場合にはインバータ装置１４０の絶縁劣化診断を行う。

ステップＳ１９０の診断の結果、インバータ装置１４０，１４２およびモータ１９２，１９４のいずれが絶縁劣化しているかを判断することができる。なお、この診断結果については、制御装置１７２に設けられている記憶部に記憶しても良いし、外部の制御装置１３へ出力してそこの記憶部に記憶しても良い。また、絶縁劣化が生じていると判断された場合には、その結果を車両側の表示装置に表示したり、上述したようにリレーカット等の処理が行われる。

なお、図８に示す動作の説明では、インバータ装置１４０およびモータ１９２の電動ユニットと、インバータ装置１４２およびモータ１９４の電動ユニットの両方とも絶縁不良を起こしている場合を想定していない。そこで、そのような状況も想定した場合には、図８のステップＳ１５０以後の処理を、図１２に示すような処理とすれば良い。

ステップＳ１６０で検出電圧が閾値以下ではないと判定されると、ステップＳ２００に進む。この場合、少なくともインバータ装置１４０およびモータ１９２の電動ユニットに絶縁不良が生じている。そこで、インバータ装置１４２およびモータ１９４の電動ユニットにも絶縁不良が生じているか否かを調べるために、ステップＳ２００において、インバータ装置１４０の動作を停止し、インバータ装置１４２をd軸のみの電流指令値で駆動した後、ステップＳ２１０において、検出電圧Ｖｓが閾値以下か否かを判定する。

ステップＳ２１０で閾値以下と判定された場合には、ステップＳ２２０へ進んで、動作を停止させたインバータ装置１４０およびモータ１９２の電動ユニットに絶縁劣化が生じていると判断する。一方、ステップＳ２１０で検出電圧Ｖｓが閾値を超えていると判定された場合には、ステップＳ２３０へ進み、インバータ装置１４０およびモータ１９２の電動ユニットと、インバータ装置１４２およびモータ１９４の電動ユニットの両方に絶縁不良が生じていると判断する。ステップＳ２２０およびステップＳ２３０の処理が終了したら、いずれの場合にもステップＳ１９０に進んで、上述した方法により、絶縁不良がモータ側かインバータ側かの判定を行う。

なお、インバータ装置とモータとから成る電動ユニットが３以上ある場合も、図８，１２に示した処理と同様の処理を行うことで、絶縁不良箇所の判定を行うことができる。

上述した実施の形態では、電気車の駆動装置を例に説明したが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

また、電気車の駆動装置の場合には、図１，１０に示したようにＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれに対応する３つの上下アーム直列回路１５０と３つのコイル（Ｕ相コイル，Ｖ相コイル、Ｗ相コイル）を備えているが、三相以外の一相や複数相の構成にも本発明は適用することができる。例えば、直流電源装置と、１つの上下アーム直列回路１５０と、１つの誘導性抵抗とで構成される装置にも適用できる。

なお、上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。

１〜６，８，９：キャパシタ、７：非線形増幅装置、１２：絶縁診断装置、２１：増幅器、３０：警告装置、４３，１４０，１４２：インバータ装置、１３６：バッテリ、１７２：制御回路、１９２，１９４：モータジェネレータ、Ｄ１〜Ｄ７：ダイオード、Ｒ１，Ｒ２，ＲＳ：抵抗

Claims (10)

1. 直流高電圧電源と、前記直流高電圧電源から得る電力を交流変換するインバータ装置と、前記インバータ装置からの交流電力が供給される誘導性負荷とを備える装置の、絶縁状態を判別する状態判別装置であって、
   前記直流高電圧電源の正極端子または負極端子と前記インバータ装置筐体の電位を基準電位とするグランド端子との間に設けられた容量結合回路と、
   前記容量結合回路を流れる電流に基づく交流電圧から所定の基準電圧を差し引いた差電圧を増幅して出力する非線形増幅装置と、
   前記非線形増幅装置の出力電圧が所定閾値以下か否かを判定する第１の判定手段とを備え、
   前記第１の判定手段の判定結果に基づいて、絶縁状態を判別することを特徴とする状態判別装置。
2. 請求項１に記載の状態判別装置において、
   前記容量結合回路は、直列接続された第一の容量素子と第二の容量素子とを有し、
   前記非線形増幅装置は、前記第二の容量素子の電圧から前記所定基準電圧を差し引いた差電圧を増幅することを特徴とする状態判別装置。
3. 請求項２に記載の状態判別装置において、
   前記非線形増幅装置は、
   前記第二の容量素子の電圧を増幅して整流する倍電圧整流回路であることを特徴とする状態判別装置。
4. 請求項３記載の電気車用駆動手段の状態判別装置において、
   前記倍電圧整流回路は、容量素子と整流素子とを直列に接続した直列接続体を少なくとも二組備え、前記整流素子の順方向電圧降下を前記所定基準電圧としたことを特徴とする状態判別装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の状態判別装置において、
   前記誘導性負荷としてモータを備える電気車用駆動装置の絶縁状態を判別することを特徴とする状態判別装置。
6. 請求項５に記載の状態判別装置において、
   電気車の始動前であって前記第１の判定手段の判定前においては、前記モータを回転させない無効電力を該モータに通電させ、前記第１の判定手段により所定閾値以下と判定されると、前記モータを回転させる有効電力を該モータに通電させるように、前記インバータ装置の動作を切り替える切替手段を備えたことを特徴とする状態判別装置。
7. 請求項５に記載の状態判別装置において、
   前記電気車用駆動装置は、前記インバータ装置と該インバータ装置から交流電力が供給される前記誘導性負荷としてのモータとを有する電動ユニットを複数備えるとともに、前記複数のインバータ装置が同一の筐体に収納されており、
   前記複数の電動ユニット毎に、該電動ユニットのモータに該モータを回転させない無効電力を通電させ、かつ、残りの電動ユニットを停止状態としたときの前記第１の判定手段の判定結果をそれぞれ取得し、取得された複数の判定結果に基づいて、いずれの電動ユニットに絶縁不良が生じているかを判定する第２の判定手段を備えたことを特徴とする状態判別装置。
8. 請求項７に記載の状態判別装置において、
   前記インバータ装置が接続された前記直流高電圧電源の正極端子または負極端子と接地との間の絶縁不良を診断する絶縁診断装置と、
   前記絶縁診断装置の診断結果に基づいて、絶縁不良が生じていると識別された電動ユニットの、インバータ装置およびモータのいずれに絶縁不良が生じているかを判定する第３の判定手段とを備えたこと特徴とする状態判別装置。
9. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の状態判別装置において、
   前記第１の判定手段の判定結果に基づいて、絶縁状態を報知する報知装置を備えたことを特徴とする状態判別装置。
10. 請求項８に記載の状態判別装置において、
    前記第１，第２および第３の判定手段の判定結果に基づいて、絶縁状態を報知する報知装置を備えたことを特徴とする状態判別装置。
    

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