JP2010178553A - 高電圧パルス発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】この発明は、キャパシタ充電電圧のＡ／Ｄ変換精度が、スイッチング素子のスイッチングノイズにより低下してしまうのを抑制することができる高電圧パルス発生回路を提供することを目的とする。
【解決手段】高電圧パルス発生回路は、車載バッテリ３０、コアリセット電源回路３２、磁気パルス圧縮回路３４、高速充電回路３６、制御部４０、を備える。キャパシタC0の電圧（図１の電圧HV）は、絶縁アンプ４２を介して、制御部４０のＡ／Ｄ変換部４４に入力される。Ａ／Ｄ変換部４４は、アナログ値である電圧HVを、デジタル値に変換することができる。Tadcのタイミングに、Ａ／Ｄ変換部４４にＡ／Ｄ変換を開始させる。Tadcは、G1,G2のオン時間の平均値である。
【選択図】図１

Description

この発明は、高電圧パルス発生回路に関する。

従来、各種の高電圧パルス発生回路が公知である。高電圧のパルスは、様々な用途に用いられる。例えば、オゾンを用いて排気ガスを浄化する車両用排気浄化装置が公知である。この車両用排気浄化装置においてオゾンを生成するために、高電圧パルス発生回路を用いることができる。高電圧パルス発生回路は、電源電圧から高電圧を作り出すための昇圧回路を備える。昇圧回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータが用られるのが一般的である。特許文献１には、１次側のスイッチングと２次側のスイッチングを同期させるＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

ＷＯ０１／０８２４６０国際公開パンフレット 特開平７−２２１９０号公報

高電圧パルス発生回路において、高電圧を生成するための昇圧回路、磁気パルス圧縮回路、および、コアリセット回路を含むものがある。磁気パルス圧縮回路は、磁気スイッチを含み、昇圧回路が昇圧した電圧を用いてパルスを発生させる。コアリセット回路は、磁気スイッチのコアをリセットする。昇圧回路やコアリセット回路は、それぞれ、スイッチング素子を含む。昇圧回路の昇圧動作中には、昇圧回路のキャパシタが充電される。高電圧パルスを短周期で繰り返し発するような場合、キャパシタの充電は高速に行われる。高速充電中におけるキャパシタの電圧制御は、スイッチング素子を用いたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により行われる。

高速充電の際に、キャパシタを充電するための電圧を適切に制御することは重要である。その要求を満たすために、高速充電中にキャパシタの電圧を検知して、この検知電圧値をＰＷＭ制御の制御信号にフィードバックする制御が考えられる。このような制御をマイコン上で行うには、キャパシタの電圧のアナログ値を、デジタル値に変換するＡ／Ｄ変換が必要である。一方、スイッチング素子のスイッチング時には、スイッチングノイズが生ずる。このスイッチングノイズが、Ａ／Ｄ変換の精度を低下させるおそれがある。Ａ／Ｄ変換の精度が低下すれば、キャパシタ充電電圧の制御にも悪影響を及ぼしてしまう。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、キャパシタ充電電圧のＡ／Ｄ変換精度が、スイッチング素子のスイッチングノイズにより低下してしまうのを抑制することができる高電圧パルス発生回路を提供することを目的とする。

本願の第１の発明は、上記の目的を達成するため、高電圧パルス発生回路であって、
キャパシタと、第１のパルス信号に従ってオンオフされる第１スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作に応じた電源電圧印加によって前記キャパシタを充電することにより、電源電圧を昇圧する昇圧回路と、
コアを有する磁気スイッチを備え、前記昇圧回路が昇圧した電圧を用いて高電圧パルスを生成する磁気パルス圧縮回路と、
第２スイッチング素子を備え、前記第２スイッチング素子が前記第１のパルス信号に同期する第２のパルス信号に従ってオンオフされ、且つ、前記第２スイッチング素子のスイッチング動作に応じて前記コアの残留磁束をリセットするコアリセット回路と、
前記キャパシタの電圧のアナログ値を取得する取得手段と、
前記取得手段が取得したアナログ値をデジタル値に変換することができるＡ／Ｄ変換手段と、
前記第１および第２のパルス信号の１周期内における前記第１のパルス信号の立下りエッジのタイミングと前記第２のパルス信号の立下りエッジのタイミングとのいずれにも該当しない期間に、前記Ａ／Ｄ変換手段にＡ／Ｄ変換を開始させるＡ／Ｄ変換制御手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段により得られた前記キャパシタの電圧のデジタル値を、前記第１スイッチング素子のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御の制御内容にフィードバックするＰＷＭ制御手段と、
を備えることを特徴とする。

第１の発明によれば、第１、２スイッチング素子のスイッチングタイミングを回避しつつ、昇圧回路のキャパシタ電圧のアナログ値を、Ａ／Ｄ変換することができる。従って、Ａ／Ｄ変換の精度が、第１、２スイッチング素子のスイッチングノイズによって低下するのを抑制できる。これにより、キャパシタ充電電圧の制御を高精度に行うことができる。

本発明の実施の形態１にかかる高電圧パルス発生回路の回路図である。 実施の形態１の動作を説明するためのタイミング図である。 実施の形態１の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 本発明の実施の形態２にかかる高電圧パルス発生回路の回路図である。 実施の形態２の動作を説明するためのタイミング図である。 実施の形態２の動作を説明するためのタイミング図である。 実施の形態２の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の具体的処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２の具体的処理を説明するためのフローチャートである。

実施の形態１．
［実施の形態１の構成］
図１は、実施の形態１の高電圧パルス発生回路の回路図である。実施の形態１の高電圧パルス発生回路は、オゾンを用いて排気ガスを浄化する車両用排気浄化装置に用いられる。実施の形態１の高電圧パルス発生回路は、オゾン生成器２０に供給するための高電圧パルスを生成する。オゾン生成器２０はオゾンを排気ガス浄化装置１０に供給し、その結果排気ガスが浄化される。実施の形態１の高電圧パルス発生回路は、車載バッテリ３０、コアリセット電源回路３２、磁気パルス圧縮回路３４、高速充電回路３６、制御部４０、を備える。制御部４０は、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）５０と接続している。

高速充電回路３６は、車載バッテリ３０から直流高電圧を生成するための回路である。高速充電回路３６は、キャパシタC0と、制御信号G2に従ってオンオフされるスイッチング素子Q2を備える。スイッチング素子Q2のオンオフ動作に応じて、車載バッテリ３０からの直流電圧印加によってキャパシタC0が充電され、最終的に直流高電圧が生成される。キャパシタC0の充電電圧制御は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により行われる。本実施形態では、高速充電回路３６の主回路として、昇圧比を大きく取ることができるフライバック式コンバータを採用している。

磁気パルス圧縮回路３４は、キャパシタC0に蓄積された直流高電圧を用いて高電圧パルスを生成する。磁気パルス圧縮回路３４は、コアを有する磁気スイッチSW1、SW2を備える。

コアリセット回路３２は、スイッチング素子Q1を備える。スイッチング素子Q1は、制御信号G1に従ってオンオフされる。コアリセット回路３２は、スイッチング素子Q1のスイッチング動作に応じて、磁気スイッチSW1、SW2のコアの残留磁束をリセットする。

制御部４０は、Ａ／Ｄ変換部４４およびマイコン４６を有する。マイコン４６は、制御信号G1、G2を出力し、スイッチング素子Q1、Q2をＰＷＭ制御する。また、マイコン４６は、サイリスタQ3を制御するための信号G3を出力する。サイリスタQ3がオンされると、磁気パルス圧縮回路３４の高電圧パルス圧縮生成機能が作動して、オゾン生成器２０へと高電圧パルスが入力される。

キャパシタC0の電圧（図１の電圧HV）は、絶縁アンプ４２を介して、制御部４０のＡ／Ｄ変換部４４に入力される。Ａ／Ｄ変換部４４は、アナログ値である電圧HVを、デジタル値に変換することができる。本実施形態では、直流高電圧HVが、フィードバック信号として取り込まれる。以下、便宜のため、このフィードバック信号をVFBと称す。また、便宜のため、Ａ／Ｄ変換を経て電圧HVがデジタル表現されたときの値を特に「VFB_di」とも称す。VFB_diは、マイコン４６に入力される。

マイコン４６は、キャパシタC0の電圧が目標値と一致するように、VFB_diに基づいて制御信号G2の内容（具体的にはオンデューティ）を算出する。昇圧動作のＰＷＭ制御をきめ細かく行うためには、昇圧開始時の突入電流対策のためのＰＷＭ制御、昇圧時間短縮のためのＰＷＭ制御、目標電圧付近でのオーバーシュート防止等を主眼においたＰＷＭ制御といったように、状況に応じて適切なＰＷＭ制御を行うことが好ましい。本実施形態では、マイコン４６が、VFB_diの値に基づいて、制御信号G2のオンデューティを上記の各状況に合わせて好適な値に算出する。

ＥＣＵ５０は、上位エンジンＥＣＵである。ＥＣＵ５０は、排ガス浄化要求があったときに制御部４０に対してオゾン生成指令を与えたり、エンジン停止信号に応じた制御部４０の制御を行ったりする。

［実施の形態１の動作］
本実施形態において制御信号G1と制御信号G2は同期信号である。つまり図２に示すように、制御信号G1の１周期の長さTg1と、制御信号G2の１周期の長さTg2とが等しい。本実施形態では、Tg1（或いはTg2）の１周期内における制御信号G2の立下りタイミングと制御信号G1の立下りタイミングとのいずれにも該当しない期間に、Ａ／Ｄ変換部４４にＡ／Ｄ変換を開始させる。具体的には、本実施形態では、図２のTadcのタイミングに、Ａ／Ｄ変換部４４にＡ／Ｄ変換を開始させる。図中の△は、Ａ／Ｄ変換開始タイミングを示す。Tadcは、下記の式で算出する。
Tadc ＝ (duty1 + duty2) / 2
duty1、2は、それぞれG1,G2のオン時間すなわち図２で言うところのTon1、Ton2と同義である。つまり、Tadcは、G1,G2のオン時間の平均値である。

スイッチング素子Q1、Q2のスイッチング過渡時（つまり、G1、G2の立ち上がりエッジのタイミングや立下りエッジのタイミング）には、大きなスイッチングノイズが発生する。実施の形態１によれば、スイッチングタイミングを回避しつつ、Ａ／Ｄ変換部４４がＡ／Ｄ変換を行うことができる。従って、Ａ／Ｄ変換の精度が、スイッチングノイズによって低下するのを抑制できる。これにより、VFBに基づくフィードバック制御を高精度に行うことができる。また、本実施形態のように昇圧動作中にＡ／Ｄ変換を行うことにより、昇圧動作中にHVの把握が可能である。これにより、既述したようなきめ細かな昇圧動作制御を行うことができる。

なお、オゾン生成時の高電圧パルスを発生させるための高電圧パルス発生回路には、充電電圧の高精度な制御、および、充電時間の高速化が求められている。また、車載バッテリから昇圧して高電圧を生成する場合、高い昇圧比が求められる。この点、実施の形態１によれば、昇圧比の高いフライバック式コンバータを採用した高電圧パルス発生回路において、充電電圧の高精度な制御が可能である。

［実施の形態１の具体的処理］
以下、図３乃至図５を用いて、実施の形態１における具体的処理を説明する。実施の形態１では、昇圧動作・放電動作が、ミリ秒オーダーで繰り返し行われる状況を想定している。図３はメイン処理、図４は電圧検出処理、図５はＡ／Ｄ割込処理である。図３のメイン処理は、例えば数十マイクロ秒（より具体的には例えば４０μｓ）程度の周期で繰り返し実行される。図４の電圧検出処理は、図３のメイン処理に比して短い周期（例えば数百ｎｓ程度）で実行される処理である。実際には、図４の処理をマイコン４６にハードウェア的な処理機能として搭載してもよい。図５のルーチンは、Ａ／Ｄ変換処理が完了したタイミングで高速に実行される割り込み処理である。

図３に示すように、メイン処理は、ＩＧオン判定（Ｓ０２０）、制御信号G1出力（Ｓ０３０）、排ガス浄化要求有無判定（Ｓ０４０）、VFB取得（Ｓ０５０）、制御信号G2出力（Ｓ０６０）、昇圧完了判定（Ｓ０７０）、制御信号G3オン（Ｓ０８０）という処理を含む。図４の電圧検出処理では、先ず、duty1のリード（読み込み）処理（Ｓ１１０）、duty2のリード（読み込み）処理（Ｓ１２０）、Tadc計算（Ｓ１３０）が行われる。その後、TIMER値にTadcが入力され（Ｓ１４０）、TIMER値のダウンカウントが行われる（Ｓ１５０）。ダウンカウントしながら図４のルーチンが繰り返される過程でTIMER値がゼロになったら、Tadcタイミングを迎えたと判断され、Ａ／Ｄ変換が開始される（Ｓ１６０、１７０）。その後、TIMER値がリセット（Ｓ１８０）され、処理がリターンする。図５のルーチンは、ステップＳ０１７０で開始されたＡ／Ｄ変換処理が完了したタイミングで実行される。この割り込み処理の結果、図３のルーチンのステップＳ０５０で参照されるVFB_di格納レジスタの値が更新される。以上の一連の処理動作によれば、電圧HVのＡ／Ｄ変換を、Tadcのタイミングにおいて行うことができる。

なお、実施の形態１では、高速充電回路３６が、前記第１の発明における「昇圧回路」に相当している。

実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２について説明する。以下の説明では、実施の形態１と共通な事項や同様な事項は、説明を省略または簡略化する。

図６は、実施の形態２にかかる高電圧パルス発生回路の回路図である。図６の回路図から明らかなように、実施の形態２は、実施の形態１とは異なり、トランスの補助巻線で電圧を検出する回路構成を備える。また、実施の形態２では、ピークホールド回路１４２が備えられる。

図７は、ピークホールドを行わないときのタイミング図である。仮にピークホールド回路１４２がなかったとすると、図７に示すように、非昇圧中には誘起電圧が無いためVFBとして検出される電圧値が低下してしまう。結果、図７に示す検出誤差が生まれてしまう。そこで、実施の形態２では、制御信号G2の立下りタイミングでピークホールド回路１４２が検出電圧を保持するとともに、制御信号G2立ち上がりタイミングでピークホールドをリセットする。その結果、図８に示す“ピークホールド有り時”のように、検出誤差が抑制されたVFB取得が可能となる。

図９乃至図１２は、実施の形態２の具体的処理を示す。図９のルーチンは、ステップＳ３４０の処理を除き図３のルーチンと同様であり、図１１、図１２はそれぞれ図４、図５の処理と同様である。

図１０は、ステップＳ３４０において実行される処理の内容を示す。すなわち、制御信号G2の立ち上がりエッジか否かの判定（Ｓ４１０）、ピークホールド制御出力オン（Ｓ４２０）、制御信号G2の立下りエッジか否かの判定（Ｓ４３０）、ピークホールドリセット（Ｓ４４０）の処理が実行される。以上の一連の処理動作によれば、制御信号G2の立下りタイミングでピークホールド回路１４２が検出電圧を保持するとともに、制御信号G2立ち上がりタイミングでピークホールドをリセットすることができる。

１０ 排気ガス浄化装置
２０ オゾン生成器
３０ 車載バッテリ
３２ コアリセット回路
３４磁気パルス圧縮回路
３６ 高速充電回路
４０ 制御部
４２ 絶縁アンプ
４４ Ａ／Ｄ変換部
４６ マイコン
C0 キャパシタ
５０ ＥＣＵ（Electronic Control Unit）
G1 制御信号
G2 制御信号
G3 制御信号
Q1、Q2 スイッチング素子
Q3 サイリスタ
SW1、SW2 磁気スイッチ

Claims (1)

1. キャパシタと、第１のパルス信号に従ってオンオフされる第１スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作に応じた電源電圧印加によって前記キャパシタを充電することにより、電源電圧を昇圧する昇圧回路と、
   コアを有する磁気スイッチを備え、前記昇圧回路が昇圧した電圧を用いて高電圧パルスを生成する磁気パルス圧縮回路と、
   第２スイッチング素子を備え、前記第２スイッチング素子が前記第１のパルス信号に同期する第２のパルス信号に従ってオンオフされ、且つ、前記第２スイッチング素子のスイッチング動作に応じて前記コアの残留磁束をリセットするコアリセット回路と、
   前記キャパシタの電圧のアナログ値を取得する取得手段と、
   前記取得手段が取得したアナログ値をデジタル値に変換することができるＡ／Ｄ変換手段と、
   前記第１および第２のパルス信号の１周期内における前記第１のパルス信号の立下りエッジのタイミングと前記第２のパルス信号の立下りエッジのタイミングとのいずれにも該当しない期間に、前記Ａ／Ｄ変換手段にＡ／Ｄ変換を開始させるＡ／Ｄ変換制御手段と、
   前記Ａ／Ｄ変換手段により得られた前記キャパシタの電圧のデジタル値を、前記第１スイッチング素子のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御の制御内容にフィードバックするＰＷＭ制御手段と、
   を備えることを特徴とする高電圧パルス発生回路。

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