JP2010172111A - レギュレータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】圧電素子で発生されたエネルギーを有効に半導体回路に供給すると共に、負荷となる半導体回路を過電圧から保護する。
【解決手段】圧電素子１１により発生される交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路１２と、整流回路１２から出力される直流電圧により充電されるコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の充電電位がダイオードＤ２１の順電圧降下分の電位（約０．７Ｖ）に到達した後に、充電が開始される第２のコンデンサＣ２とを設ける。この構成において、コンデンサＣ１の静電容量を小さく、コンデンサＣ２の静電容量を大きく設定し、コンデンサＣ１の充電電位の立ち上がりを早くすると共に、コンデンサＣ１において過電圧が発生することを回避する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電池などの有限のエネルギーに依存せず、周囲の環境に存在する光、熱、振動、等から電気エネルギーを調達して半導体回路を動作させるエネルギー・ハーベスティング技術に関し、特にピエゾ効果を用いた圧電素子によって発生する電気エネルギーを効率よく利用するためのレギュレータ回路に関する。

図８は、従来技術の圧電素子によって発生する電気エネルギーを利用するためのレギュレータ回路を示す。このレギュレータ回路は、図８（Ａ）に示すように、圧電素子１１からの出力電圧（交流電圧）を全波整流する整流回路１２と、整流回路１２から出力される直流電圧により充電されるコンデンサＣと、コンデンサＣに並列に接続されるツェナーダイオードＺｄと、コンデンサＣに蓄積された電荷により、電流の供給を受けて駆動される半導体回路（例えば、マイクロプロセッサ等のＩＣチップ）１３と、で構成される。

整流回路１２は、４つのダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４のダイオードブリッジ回路で構成されている。また、コンデンサＣは、整流回路１２の出力側の正極（＋）側の電源線ＤＣ＋と負極（−）側の電源線ＤＣ−との間に接続される。このコンデンサＣは、整流回路１２から出力される直流電圧により充電されることにより、圧電素子１１から発生される電気エネルギーを電荷として蓄積する。

圧電素子１１が振動により加速度が印加された場合に発生される電気エネルギー（起電力）は、例えば、図８（Ｂ）に示すように鋭いピーク電圧特性を有する。この例に示すように、圧電素子１１から出力される電圧は、数ｍｓ後に６５Ｖ程度のピーク値を示すが、その後は急速に減少し、２０ｍｓ後には２０Ｖ程度まで出力電圧が低下し、３０ｍｓ後には出力電圧がほぼ０Ｖとなる。このため、図８（Ａ）に示すレギュレータ回路では、圧電素子１１から発生する電気エネルギーを、整流回路１２を通して一旦コンデンサＣに蓄えた後に、コンデンサＣからの放電電流として利用する。これにより、半導体回路１３を所定時間だけ動作させることができる。

この場合に、振動エネルギーが大きい場合は圧電素子１１によって発生される電気エネルギーが大きくなり、コンデンサＣに大きな充電電圧が生じ、半導体回路１３が破壊される恐れがある。このため、コンデンサＣと並列にツェナーダイオードＺｄを接続し、圧電素子１１によって発生される電気エネルギーが大きい場合には、ツェナーダイオードＺｄによりバイパス電流を発生させ、過電圧が半導体回路１３に加わるのを予防している。このため、圧電素子１１から出力される電気エネルギーが大きい場合は、ツェナーダイオードＺｄによるバイパス電流の発生することにより、圧電素子１１から得られたエネルギーが無駄に消費されてしまうという問題があった。

上述したように、圧電素子１１の振動エネルギーが大きい場合は、ツェナーダイオードＺｄによりバイパス電流が発生し、圧電素子１１から得られた電気エネルギーが無駄に消費されてしまうという問題があった。この場合に、圧電素子１１によって発生される電気エネルギー（電荷Ｑ）とコンデンサの静電容量（Ｃ）、コンデンサの電極間電圧のとの間には「Ｑ＝Ｃ・Ｖ」又は「Ｖ＝Ｑ／Ｃ」の関係がある。

このため、コンデンサＣの静電容量（以下、単に「容量」と記載することがある）を大きくすれば電荷Ｑが大きい場合でも、コンデンサＣの充電電圧Ｖが大きくなるのを抑えツェナーダイオードＺｄよりバイパス電流が流れる問題を回避できるが、一方で電荷Ｑが小さい場合は電圧Ｖが小さくなるため半導体回路１３が動作できないという問題があった。

従って、圧電素子から出力される電気エネルギーが小さい場合において半導体回路を動作させることができると共に、圧電素子から出力される電気エネルギーが大きい場合においても、ツェナーダイオードによりバイパス電流を発生させることなく、過電圧が発生することを回避することができるレギュレータ回路が提供されることが望まれていた。

なお、従来技術の圧電式歩数計が開示されている（例えば、特許文献１参照）。この従来技術の圧電式歩数計においても、図８（Ａ）に示す回路と同様に、ツェナーダイオードを使用して整流回路の出力電圧の過電圧を防止している。このため、圧電素子から出力される電気エネルギーが大きい場合はツェナーダイオードによりバイパス電流を発生させており、圧電素子から得られたエネルギーが無駄に消費されてしまうという問題があった。

特開２００３−２９６６９２号公報

前述したように、図８に示す従来技術のレギュレータ回路、および特許文献１に開示されたレギュレータ回路では、圧電素子から出力される電気エネルギーが大きい場合はツェナーダイオードによりバイパス電流を発生させ、過電圧が発生することを回避している。このため、圧電素子から得られたエネルギーが無駄に消費され、圧電素子から発生する電気エネルギーを有効に利用できないという問題があった。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、圧電素子で発生された電気エネルギーを半導体回路等の負荷に有効に供給すると共に、半導体回路等の負荷を過電圧から保護することができる、レギュレータ回路を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のレギュレータ回路は、圧電素子により発生される交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路から出力される直流電圧により充電される第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサへの充電開始後、前記第１のコンデンサの充電電位が所定の電位に到達した後に、前記第１のコンデンサと前記所定の電位差を有して前記整流回路から出力される直流電圧により充電が開始される第２のコンデンサと、を備え、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサに充電された電荷により負荷に電流を供給することを特徴とする。

また、本発明のレギュレータ回路は、前記第１および第２のコンデンサに加えて、少なくとも１個のコンデンサが追加された合計ｎ個（ｎ≧３）のコンデンサを有し、前記第１のコンデンサは、前記整流回路の出力側の正極側の電源線と負極側の電源線との間に接続され、前記第２のコンデンサの正極側は、前記正極側の電源線から充電を受けるように１個のダイオードを通して前記正極側の電源線と接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードを通して前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第２のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、第Ｎ（Ｎ＝３，…，ｎ）のコンデンサの正極側は、前記正極側の電源線から充電を受けるようにＮ−１個が直列接続されたダイオードを通して前記正極側の電源線と接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第Ｎのコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、前記第１および第２のコンデンサを含むｎ個のコンデンサに充電された電荷により負荷に電流を供給することを特徴とする。

また、本発明のレギュレータ回路は、前記第１のコンデンサの静電容量よりも前記第２のコンデンサの静電容量は大きく設定され、さらに、ｎ個（ｎ≧３）のコンデンサが使用される場合は、前記第２のコンデンサから第ｎのコンデンサに向かい、順次に静電容量が大きくなるように設定されることを特徴とする。

また、本発明のレギュレータ回路は、前記コンデンサの内の所定のコンデンサに対して、ｍ個（ｍ≧１）のコンデンサが並列接続可能に構成され、前記ｍ個のコンデンサの内の第１番目のコンデンサの正極側は、前記所定のコンデンサの正極側とスイッチ素子を介して接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第１番目のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、前記ｍ個のコンデンサの内の第Ｍ番目（Ｍ＝２，…，ｍ）のコンデンサの正極側は、前記１番目のコンデンサの正極側とスイッチ素子を介して接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第Ｍ番目のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続されて、構成され、前記スイッチ素子により前記所定のコンデンサに並列接続するコンデンサを選択設定することを特徴とする。

本発明のレギュレータ回路においては、第１のコンデンサに対しては整流回路から出力される直流電圧により直ちに充電を開始する。また、第２のコンデンサに対しては、第１のコンデンサの充電電位が所定の電位に到達した後に、第１のコンデンサの充電電位と所定の電位差を有するようにして充電を開始する。この場合に、例えば、第１のコンデンサの静電容量を小さく、第２のコンデンサの静電容量を大きく設定しておけば、第１のコンデンサへの充電電位の立ち上がりを早くできると共に、第１のコンデンサにおいて過電圧が発生することを回避することができる。
これにより、圧電素子で発生された電気エネルギーを半導体回路等の負荷に有効に供給できると共に、負荷を過電圧から保護することができる。

また、本発明のレギュレータ回路においては、ｎ個（ｎ≧３）のコンデンサを有し、第１のコンデンサは、整流回路の正極側の電源線と負極側の電源線との間に接続され、第２のコンデンサの正極側は、正極側の電源線から充電を受けるように１個のダイオードを通して正極側の電源線と接続されると共に、正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードを通して正極側の電源線と接続される。また、第Ｎ（Ｎ＝３，…，ｎ）のコンデンサの正極側は、正極側の電源線から充電を受けるようにＮ−１個が直列接続されたダイオードを通して電源線と接続されると共に、正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより電源線と接続される。
これにより、圧電素子に印加される振動、起電力特性、内部抵抗、および半導体回路等の負荷の負荷抵抗、動作電圧範囲に応じて、充電に使用するコンデンサの個数を選択することができる。

また、本発明のレギュレータ回路においては、第１のコンデンサの静電容量よりも第２のコンデンサの静電容量は大きく設定され、さらに、第２のコンデンサから第ｎのコンデンサに向かい、順次に静電容量が大きくなるように設定される。
これにより、第１のコンデンサへの充電電位の立ち上がりを早くできると共に、第１のコンデンサにおいて過電圧が発生することを回避することができる。このため、圧電素子で発生されたエネルギーを半導体回路等の負荷に有効に供給できると共に、負荷を過電圧から保護することができる。

また、本発明のレギュレータ回路においては、例えば、第２のコンデンサに対して並列接続するコンデンサを、複数のコンデンサの中からスイッチにより選択設定する。
これにより、圧電素子に印加される振動、起電力特性、内部抵抗、および半導体回路等の負荷の負荷抵抗、動作電圧範囲に応じて、充電に使用する第２のコンデンサの容量を設定することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。 シミュレーション波形の第１の例を示す図である。 シミュレーション波形の第２の例を示す図である。 図２に示すレギュレータ回路の変形例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。 図６に示すレギュレータ回路の変形例を示す図である。 従来の圧電素子電源のレギュレータ回路およびシミュレーション波形の例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。
図１に示す本発明のレギュレータ回路１では、図８に示す従来技術のレギュレータ回路におけるツェナーダイオードＺｄに代えて、ダイオード回路（ダイオードＤ１とダイオードＤ２との逆並列回路）とコンデンサＣ２の直列回路を設けた点に特徴がある。

すなわち、図８に示す従来技術のレギュレータ回路では、圧電素子１１から出力される電気エネルギーが大きい場合に、ツェナーダイオードＺｄを用いて回路を短絡させて負荷（ＩＣチップ等の半導体回路１３）に印加される電圧が当該負荷の最大定格電圧を超えないようにしていた。これに対して、図１に示す本発明のレギュレータ回路１においては、圧電素子１１から出力される電力を、容量の小さなコンデンサＣ１と、容量の大きなコンデンサＣ２に分けて蓄えて利用するように構成されている。

図１に示すレギュレータ回路１において、コンデンサＣ１は、整流回路１２の出力側の電源線ＤＣ＋と電源線ＤＣ−とに直接接続される。また、コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２１とダイオードＤ２の逆並列回路により電源線ＤＣ＋と接続される。すなわち、ダイオードＤ２１のアノードを電源線ＤＣ＋に接続し、カソードをコンデンサＣ２の正極（＋）側に接続し、このダイオードＤ２を通して、電源線ＤＣ＋からコンデンサＣ２に充電が行われるようにする。また、ダイオードＤ２のアノードをコンデンサＣ２の正極（＋）側に接続し、カソードを電源線ＤＣ＋に接続し、このダイオードＤ２を通して、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が半導体回路１３に向けて放電されるようにする。

この構成により、コンデンサＣ２への充電については、コンデンサＣ１の充電電圧がコンデンサＣ２の正極（＋）側の電圧よりもダイオード１個分だけ高い電圧（順方向電圧約０．７V）になってから充電が開始されるようになる。

このコンデンサＣ１の容量については、圧電素子１１に印加されると想定される最小の加速度（振動が最小）、すなわち、圧電素子１１の起電力が最小の場合において、半導体回路１３が動作できる電圧を発生できる容量とする。

また、コンデンサＣ２の容量は、圧電素子１１に最大の加速度（振動）が印加される場合、すなわち圧電素子１１の起電力が最大の場合に、コンデンサＣ１の充電電圧が半導体回路１３の最大定格電圧を越えないように充分大きく設定する。すなわち、圧電素子１１の起電力が大きい場合に、コンデンサＣ２に充電電流を引き受けさせるようにする。

上記構成において、圧電素子１１に振動により加速度が印加されると、圧電素子１１から発生する電力（起電力）により、最初にコンデンサＣ１が充電される。

そして、コンデンサＣ１の充電電圧（コンデンサＣ１の正極（＋）側の電圧）が、コンデンサＣ２の正極（＋）側の電圧より、ダイオードＤ２１の順方向電圧（約０．７Ｖ）以上大きくなると、コンデンサＣ２にも充電が開始される。

すなわち、圧電素子１１に振動が印加されると、コンデンサＣ１は、ダイオードＤ２１の順方向電圧（約０．７Ｖ）に到達するまで急速に充電され、その後は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２が共に充電されるため、コンデンサＣ１の充電電圧は緩やかに立ち上がるようになる。この場合、コンデンサＣ１の充電電圧は、コンデンサＣ２の充電電圧より、ダイオードＤ２１の順方向電圧（約０．７Ｖ）分だけ高い状態で推移する。

このため、コンデンサＣ１の充電電圧は早く立ち上がることになり、コンデンサＣ１から半導体回路１３に対して負荷電流が供給される。また、コンデンサＣ２に流れる充電電流のため、コンデンサＣ１の充電電圧が過大になることが抑制される。

その後に圧電素子１１に印加される加速度（振動）が弱まり、圧電素子１１で生成される起電力が低下すると、圧電素子１１からコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２に対する充電が停止する。圧電素子１１からコンデンサＣ１およびコンデンサＣ２に対する充電が停止した後、最初は、コンデンサＣ１の充電電荷により、半導体回路１３に対して負荷電流が供給される。

そして、コンデンサＣ１の充電電圧が放電電流により低下し、コンデンサＣ１の充電電圧（正極（＋）側の電圧）が、コンデンサＣ２の正極（＋）側の電圧より、ダイオードＤ２１の順方向電圧（約０．７Ｖ）以上小さくなると、ダイオードＤ２が導通し、コンデンサＣ２から半導体回路１３に負荷電流が供給されるようになる。

以上説明したように、図１に示すレギュレータ回路１では、コンデンサＣ１の容量を小さく設定することにより、圧電素子１１に印加されると想定される最小の加速度、すなわち起電力が最小）の時でも、容量の小さいコンデンサＣ１を急速に充電することにより半導体回路１３が動作できる電圧を早く発生させることができる。

また、コンデンサＣ２に容量を大きく設定することにより、圧電素子１１に印加されると想定される最大の加速度、すなわち、圧電素子１１の起電力が最大の時でも、コンデンサＣ１およびコンデンサＣ２の充電電圧が半導体回路１３の最大定格電圧を越えないようにすることができる。すなわち、圧電素子１１に想定する最大の加速度がかかった時でも、このレギュレータ回路から出力される出力電圧が半導体回路１３の最大定格電圧を越えないようにすることができる。

これにより、圧電素子１１で発生されたエネルギーを有効に半導体回路１３に供給できると共に、半導体回路１３を過電圧から保護することができる。

なお、図１に示すレギュレータ回路１では、コンデンサＣ２をチャージするダイオードＤ２１が１個の場合の例を示したが、これに限定されず、複数のダイオードを直列に接続したものであってもよい。この場合は、コンデンサＣ２に対し、半導体回路１３の動作電圧以上の電圧で充電が行われるようにダイオードの直列数を設定する。なお、放電用のダイオードＤ２に、ショットキーダイオード（順電圧降下が小さいダイオード）を使用することにより、コンデンサＣ２に蓄積される電荷をより有効に利用することもできる。
また、放電用のダイオードＤ２をＭＯＳＦＥＴによる同期整流に置き換えることにより、コンデンサＣ２の放電時の電圧降下をさらに小さくすることができる。

また、ダイオードＤ２１に代えてツェナーダイオードを使用することもできる。ツェナーダイオードを使用することにより、ダイオードＤ２を省略できるが、ダイオードＤ２１を使用する利点として以下のものがある。
第１に、ツェナーダイオードの動作電圧（降伏電圧）は低くても３Ｖ以上あり、これだけの電圧降下した後ではコンデンサＣ２に電荷をチャージして再利用するには電力ロスが大きい。第２にツェナーダイオードはディスクリート素子では精度よく作れても、ＩＣチップの中では精度が出ない。第３に、最近の低電力ＩＣの動作電圧は１．５Ｖから２Ｖ程度なので、この範囲で電圧を決めるにはダイオードの順方向電圧（０．７Ｖ）を使う必要がある。

なお、図１に示す第１の実施の形態のレギュレータ回路１において、本発明に記載の圧電素子は、圧電素子１１が相当し、整流回路は整流回路１２が相当する。また、第１のコンデンサはコンデンサＣ１が相当し、第２のコンデンサはコンデンサＣ２が相当する。

そして、レギュレータ回路１は、圧電素子１１により発生される交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路１２と、整流回路１２から出力される直流電圧により充電される第１のコンデンサＣ１と、第１のコンデンサＣ１への充電開始後、第１のコンデンサＣ１の充電電位が所定の電位（ダイオードＤ２１の順電圧降下分、約０．７Ｖ）に到達した後に、第１のコンデンサＣ１と前記所定の電位差を有して充電が開始される第２のコンデンサと、を有して構成される。
これにより、圧電素子で発生されたエネルギーを半導体回路等の負荷に有効に供給できると共に、半導体回路等の負荷を過電圧から保護することができる。

［第２の実施の形態］
図２は、本発明の第２の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。
図２（Ａ）に示すレギュレータ回路２は、図１に示すレギュレータ回路１と比較して、３つのダイオードＤ３１、Ｄ３２、Ｄ３と、コンデンサＣ３とで構成されるコンデンサ充電回路を追加した点が異なる。

このコンデンサＣ３の充電回路においては、正極（＋）側の電源線ＤＣ＋とコンデンサＣ３の正極（＋）側との間にダイオードＤ３１と３２の直列回路が挿入される。このダイオードＤ３１のアノード側が電源線ＤＣ＋に接続され、ダイオードＤ３２のカソード側がコンデンサＣ３の正極（＋）側に接続され、このダイオードＤ３１、３２を通して電源線ＤＣ＋からコンデンサＣ３に充電が行われる。また、コンデンサＣ３の正極（＋）側と電源線ＤＣ＋とが１個のダイオードＤ３により接続される。このダイオードＤ３のアノード側がコンデンサＣ３の正極（＋）側に接続され、カソード側が電源線ＤＣ＋に接続され、このダイオードＤ３を通して、コンデンサＣ３に蓄積された電荷が半導体回路１３に向けて放電されるように構成されている。

この場合に、第１の実施の形態と同様に、コンデンサＣ１の容量は小さく、コンデンサＣ２、Ｃ３、と順番に容量を大きくしていくように構成される。前述のように、コンデンサＣ１の容量は、圧電素子１１に印加されると想定される最小の加速度（最小の振動）で半導体回路１３が動作できる電圧を発生できる容量とする。そして、圧電素子１１の起電力が大きな場合に、コンデンサＣ１の充電電圧が過大になることを回避するために、容量の大きなコンデンサＣ２、Ｃ３により充電電流を引き受けさせる。

この場合、コンデンサＣ２はコンデンサＣ１への充電を妨げないようにコンデンサＣ１の充電開始電圧よりもよりもダイオード１個分だけ高い電圧（約０．７Ｖ）になってから充電が開始される。コンデンサＣ３についても同様に、コンデンサＣ２の充電開始電圧よりもよりもさらにダイオード１個分高い電圧になってから充電が開始される。

コンデンサＣ１の容量値については、前述のように圧電素子１１に印加されると想定される最小の加速度で半導体回路が動作できる電圧を発生できる容量とするが、コンデンサＣ２、Ｃ３の容量の決め方の一つの方法として、各コンデンサの容量比「Ｃ１：Ｃ２：Ｃ３」を等比級数にする方法がある。

例えば、コンデンサＣ１の容量が１（例えば、１μＦ）ならば、コンデンサＣ２は２（２μＦ）、コンデンサＣ３は４（４μＦ）のように２倍ずつにすることができる。

もちろん、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の容量比を単純な等比とすることに限定されず、例えば、最終段のコンデンサＣ３の容量については半導体回路１３を過電圧から保護する意味で大きめに設定することもある。すなわち、圧電素子１１に想定される最大の加速度がかかった時でも、このレギュレータ回路２から電力を供給される半導体回路１３の最大定格電圧を超えないように大きめに設定する。なお、現実的には、圧電素子１１から出力される電力（起電力）が実使用の場でどのような分布を示すかに応じて決めることができる。

なお、図２（Ａ）に示す例では、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を用いて充電回路を構成する例を示しているが、これに限定されず、図２（Ｂ）に示すようにｎ個（ｎ≧４）のコンデンサを用いた構成とすることもできる。この場合は、電源線ＤＣ＋とコンデンサＣｎの正極（＋）側には、ｎ−１個のダイオードＤｎ１、Ｄｎ２、・・・、Ｄｎｎ−１の直列回路が挿入される。また、コンデンサＣｎに蓄積された電荷はダイオードＤｎを通して半導体回路１３に向けて放電される。

（シミュレーション波形の説明）
次に、本発明のレギュレータ回路２におけるシミュレーション波形の例について説明する。
図３は、図２（Ａ）に示す回路において、圧電素子１の内部抵抗が２０ｋΩ、半導体回路１３を１０ｋΩの負荷抵抗とした場合の例である。また、コンデンサの静電容量が小さい場合、すなわち、コンデンサＣ１の静電容量が０．１μＦ、コンデンサＣ２の静電容量が０．５μＦ、コンデンサＣ３の静電容量が１ｐＦ場合の例である。さらに、図２（Ａ）に示す回路において、ダイオードＤ２１、Ｄ２、Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ３をショートさせた場合の例である。

また、図３（Ａ）に示すように、圧電素子１１の出力電圧Ｐｖが、数ｍｓ後に６５Ｖ程度のピーク値を示し、その後は急速に減少し、２０ｍｓ後には２０Ｖ程度まで出力電圧が低下し、３０ｍｓ後には出力電圧がほぼ０Ｖとなる場合の例である。

図３（Ｂ）は、図３（Ａ）に示す電圧が圧電素子１１から出力される場合のコンデンサＣ１の電圧波形を示している。但し、図３（Ｂ）では波形の見易さから、縦軸（電圧）を図３（Ａ）に比べて拡大して示している。図３（Ｂ）に示すように、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の容量が小さい場合は、コンデンサＣ１の充電電圧は、立ち上がりは早いが充電電圧が高くなり、半導体回路１３に過電圧が印加される恐れが生じる。

一方、図４は、図２（Ａ）に示す回路において、コンデンサの静電容量が大きい場合、すなわち、コンデンサＣ１の静電容量が０．１μＦ、コンデンサＣ２の静電容量が０．５μＦ、コンデンサＣ３の静電容量が２μＦ場合の例である。また、図４（Ａ）に示すように、圧電素子１１の出力電圧Ｐｖが、数ｍｓ後に６５Ｖ程度のピーク値を示し、その後は急速に減少し、２０ｍｓ後には２０Ｖ程度まで出力電圧が低下し、３０ｍｓ後には出力電圧がほぼ０Ｖとなる場合の例である。

図４（Ｂ）は、図４（Ａ）に示す電圧が圧電素子１１から出力される場合において、コンデンサＣ１の充電電圧波形Ｃ１、コンデンサＣ２の充電電圧波形Ｃ２、およびコンデンサＣ３の充電電圧波形Ｃ３を示している。但し、図４（Ｂ）では波形の見易さから、縦軸（電圧）を図４（Ａ）に比べて拡大して示している。

図４（Ｂ）に示すように、例えば、コンデンサＣ１の充電電圧波形を見ると、立ち上がりが早く、また、電圧上昇も抑えられ、電荷も無駄にしないことが分かる。また、時刻ｔ１以降は、コンデンサＣ２およびコンデンサＣ３による放電電流が流れ、出力電圧が比較的長い時間に平坦に維持されていることが示されている。

以上、本発明の第２実施の形態について説明したが、図２に示す第２の実施の形態のレギュレータ回路２において、第１のコンデンサはコンデンサＣ１が相当し、第２のコンデンサはコンデンサＣ２が相当する。また、整流回路は整流回路１２が相当し、整流回路の正極側の電源線は電源線ＤＣ＋が、負極側の電源線は電源線ＤＣ−が相当する。

そして、図２に示すレギュレータ回路２においては、第２のコンデンサＣ２の正極（＋）側は、正極側の電源線ＤＣ＋から充電を受けるように１個のダイオードＤ２１を通して電源線ＤＣ＋と接続されると共に、電源線ＤＣ＋に電荷を放電するように１個のダイオードＤ２を通して電源線ＤＣ＋と接続され、さらに第２のコンデンサＣ２の負極（−）側は負極側の電源線ＤＣ−に接続される。第３のコンデンサの正極（＋）側は、電源線ＤＣ＋から充電を受けるように２個が直列接続されたダイオードＤ３１、３２を通して電源線ＤＣ＋と接続されると共に、電源線ＤＣ＋に電荷を放電するように１個のダイオードＤ３により電源線ＤＣ＋と接続され、さらに当該第３のコンデンサＣ３の負極（−）側は電源線ＤＣ−に接続されて構成される。
これにより、圧電素子で発生されたエネルギーを半導体回路等の負荷に有効に供給できると共に、半導体回路等の負荷を過電圧から保護することができる。また、圧電素子に印加される振動、起電力特性、内部抵抗、および半導体回路等の負荷の負荷抵抗、動作電圧範囲に応じて、充電に使用するコンデンサの個数を選択することができる。

次に、図５は、本発明の第２の実施の形態の変形例に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。図５（Ａ）に示すレギュレータ回路２ａは、図２（Ａ）に示すレギュレータ回路２と等価な回路であり、レギュレータ回路２の異なる構成である。レギュレータ回路２ａは、レギュレータ回路２に比べコンデンサＣ３の正極（＋）と電源線ＤＣ＋との接続態様のみが異なる。
レギュレータ回路２ａにおいて、ダイオードＤ３１のアノード側がダイオードＤ２１のカソード側と接続され、カソード側がコンデンサＣ３の正極（＋）側に接続され、ダイオードＤ３１とダイオードＤ２１とを通して電源線ＤＣ＋からコンデンサＣ３に充電が行われる。また、コンデンサＣ３の正極（＋）側と電源線ＤＣ＋とが１個のダイオードＤ３により接続される。このダイオードＤ３のアノード側がコンデンサＣ３の正極（＋）側に接続され、カソード側が電源線ＤＣ＋に接続され、このダイオードＤ３を通して、コンデンサＣ３に蓄積された電荷が半導体回路１３に向けて放電されるように構成されている。

上述の構成により、レギュレータ回路２ａは、コンデンサＣ３の正極（＋）側と電源線ＤＣ＋とを接続するために、コンデンサＣ２の正極（＋）側と電源線ＤＣ＋とを接続するダイオードＤ２１を共通に用いる構成としている。これにより、レギュレータ回路２ａは、図２（Ａ）に示すレギュレータ回路２に比べ、回路を構成するダイオードの数を減らすことができる。
また、図５（Ａ）に示すレギュレータ回路２ａでは、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を用いて充電回路を構成する例を示しているが、これに限定されず、図５（Ｂ）に示すようにｎ個（ｎ≧４）のコンデンサを用いた構成とすることもできる。この場合は、電源線ＤＣ＋とコンデンサＣｎの正極（＋）側との間には、ｎ−１個のダイオードＤ２１、・・・、Ｄｎ１が直列接続され、ｎ個のダイオードＤ２１、・・・、Ｄｎ１を通して電源線ＤＣ＋からコンデンサＣｎに充電が行われる。また、コンデンサＣｎに蓄積された電荷はダイオードＤｎを通して半導体回路１３に向けて放電される。

［第３の実施の形態］
図６は、本発明の第３の実施の形態に係るレギュレータ回路の構成を示す図である。図６に示すレギュレータ回路３においては、圧電素子１１から出力される電気エネルギー（電荷）を蓄積するコンデンサＣ２の容量を固定値とせず、汎用性を持たせるためにＭＯＳスイッチ（ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２）を介してコンデンサＣ２の値を用途に応じて電気的に切り替えできるようにする構成としたものである。すなわち、組み合わせる圧電素子から出力される最大電圧（電荷）に応じて、予め容量を選択することができる構成としたものである。

図６に示すレギュレータ回路３においては、コンデンサＣ２に対して、コンデンサＣ３を並列接続するか、コンデンサＣ２に対してコンデンサＣ３とＣ４の両方を並列接続するかを、スイッチ素子であるＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２で選択するように構成されている。

すなわち、コンデンサＣ２の正極（＋）側にスイッチ素子となるＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレインが接続され、このＮＭＯＳトランジスタＱ１のソースにコンデンサＣ３の正極（＋）側が接続される。また、コンデンサＣ３の正極（＋）側は、ダイオードＤ３を通して電源線ＤＣ＋に接続される。なお、ダイオードＤ３のカソード側が電源線ＤＣ＋に接続される。

また、コンデンサＣ２の正極（＋）側にＮＭＯＳトランジスタＱ２のドレインが接続され、このＮＭＯＳトランジスタＱ２のソースにコンデンサＣ４の正極（＋）側が接続される。また、コンデンサＣ４の正極（＋）側は、ダイオードＤ４を通して電源線ＤＣ＋に接続される。なお、ダイオードＤ４のカソード側が電源線ＤＣ＋に接続される。

上記構成において、ＮＭＯＳトランジスタＱ１をオンにすると、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３とが並列接続される。さらに、ＮＭＯＳトランジスタＱ１とＮＭＯＳトランジスタＱ２との両方をオンにすると、コンデンサＣ２とコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とが並列に接続される。

例えば、電源線ＤＣ＋の回路点Ｎａと、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート接続端子Ｓ１とが接続されている場合は（ＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲート接続端子Ｓ２は未接続）、圧電素子１１に加速度が印加され、コンデンサＣ１が充電されると共に、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン（ＮＭＯＳトランジスタＱ２はオフ）する。これにより、コンデンサＣ２にコンデンサＣ３が並列接続された形で充電回路が形成される。

また、例えば、電源線ＤＣ＋の回路点ＮａとＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲート接続端子Ｓ１とが接続され、電源線ＤＣ＋の回路点ＮａとＮＭＯＳトランジスタＱ２のゲート接続端子Ｓ２とが接続されている場合は、圧電素子１１に加速度が印加され、コンデンサＣ１が充電されると共に、ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２がオンする。これにより、コンデンサＣ２にコンデンサＣ３およびＣ４が並列接続された形で充電回路が形成される。

なお、図６に示す回路は、前述の図１に示す回路と比較して、ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２のオン・オフ状態に応じて、コンデンサＣ２の容量が変化するだけであり、その回路動作は同様であり、重複する説明は省略する。

なお、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２のオン時の電圧降下が無視できない場合は、コンデンサＣ２に対して、コンデンサＣ３およびコンデンサＣ４を完全な形で並列接続することはできない。例えば、ＮＭＯＳトランジスタＱ１およびＮＭＯＳトランジスタＱ２をオンとし、コンデンサＣ２、Ｃ３およびＣ４に充電を行うと、「コンデンサＣ２の充電電圧＞コンデンサＣ３の充電電圧＝コンデンサＣ４の充電電圧」の関係となる。このため、放電の際には、最初にダイオードＤ２が導通してコンデンサＣ２による放電が開始された後に、続いてダイオードＤ３が導通してコンデンサＣ３からの放電が開始されると共に、ダイオードＤ４が導通してコンデンサＣ４からの放電が開始される。

以上説明したように、第３の実施の形態で示すレギュレータ回路３においては、充電回路に使用するコンデンサＣ２に並列接続するコンデンサＣ３、Ｃ４をスイッチ素子であるＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２で選択することにより、第２のコンデンサの容量を等価的に増加させることができる。これにより、圧電素子に印加される振動、起電力特性、内部抵抗、および半導体回路等の負荷の負荷抵抗、動作電圧範囲に応じて、充電に使用する第２のコンデンサの等価的な容量を選択することができ、圧電素子１１における最大の加速度（圧電素子１１の起電力が最大）の時でも、コンデンサＣ１の充電電圧が半導体回路等の負荷の最大定格電圧を越えないようにすることができる。

また、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の容量の設定については、第１および第２の実施の形態の場合と同様に、コンデンサＣ１の容量値については、圧電素子１１に印加されると想定される最小の加速度（振動）で半導体回路１３が動作できる電圧を発生できる容量とするが、コンデンサＣ２、Ｃ３、Ｃ４の容量の決め方の一つの方法としては、各コンデンサの容量比「Ｃ１：Ｃ２：Ｃ３：Ｃ４」を等比級数にする方法がある。

もちろん、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の容量比を単純な等比をすることに限定されず、例えば、最終段のコンデンサＣ４の容量については半導体回路１３を過電圧から保護する意味で大きめに設定することもある。すなわち、圧電素子に想定される最大の加速度がかかった時でも、このレギュレータ回路から電力を供給される半導体回路１３の最大定格電圧を超えないように大きめに設定する。

なお、図６に示すレギュレータ回路３においては、２つのＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２により、コンデンサＣ２に対して２つのコンデンサＣ３、Ｃ４を選択して付加する例を示したがこれに限定されない。例えば、図７に示すように、コンデンサＣ２に対して、任意のｍ個（ｍ≧１）のコンデンサＣ１´〜Ｃｍ´と、コンデンサＣ１´〜Ｃｍ´に対応するスイッチ素子となるＮＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑｍと、放電用のダイオードＤ１´〜Ｄｍ´とを設け、任意の個数のコンデンサを選択して並列接続できるようにしてもよい。

また、図６および図７に示した例では、コンデンサＣ２に対して、複数のコンデンサを並列接続する例を示したが、これに限定されず、例えば、図２（Ａ）に示すコンデンサＣ１や、コンデンサＣ３など任意のコンデンサに対して、複数のコンデンサを並列接続する構成とすることができる。

以上説明したように、本発明のレギュレータ回路によれば、圧電素子で発生されたエネルギーを有効に半導体回路等の負荷に供給すると共に、半導体回路等の負荷を過電圧から保護することができる。このため、リモコン等、ボタンを押して操作する機器に応用した場合に、電池レスのリモコン等を実現できる。また、二次電池の充電回路に応用することにより、効率の良い電源システムを実現できる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のレギュレータ回路は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

１、２、３…レギュレータ回路
１１…圧電素子、１２…整流回路、１３…半導体回路（負荷）
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃｎ、Ｃ１´、Ｃｍ´…コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ２１、Ｄ３１、３２、Ｄ１´、Ｄ２´、Ｄｍ´…ダイオード
ＤＣ＋…正極側の電源線、ＤＣ−…負極側の電源線
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑｍ…ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチ素子）

Claims (4)

1. 圧電素子により発生される交流電圧を整流して直流電圧を出力する整流回路と、
   前記整流回路から出力される直流電圧により充電される第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサへの充電開始後、前記第１のコンデンサの充電電位が所定の電位に到達した後に、前記第１のコンデンサと前記所定の電位差を有して前記整流回路から出力される直流電圧により充電が開始される第２のコンデンサと、
   を備え、
   前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサに充電された電荷により負荷に電流を供給すること
   を特徴とするレギュレータ回路。
2. 前記レギュレータ回路は、前記第１および第２のコンデンサに加えて、少なくとも１個のコンデンサが追加された合計ｎ個（ｎ≧３）のコンデンサを有し、
   前記第１のコンデンサは、前記整流回路の出力側の正極側の電源線と負極側の電源線との間に接続され、
   前記第２のコンデンサの正極側は、前記正極側の電源線から充電を受けるように１個のダイオードを通して前記正極側の電源線と接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードを通して前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第２のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、
   第Ｎ（Ｎ＝３，…，ｎ）のコンデンサの正極側は、前記正極側の電源線から充電を受けるようにＮ−１個が直列接続されたダイオードを通して前記正極側の電源線と接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第Ｎのコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、
   前記第１および第２のコンデンサを含むｎ個のコンデンサに充電された電荷により負荷に電流を供給すること
   を特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
3. 前記第１のコンデンサの静電容量よりも前記第２のコンデンサの静電容量は大きく設定され、
   さらに、ｎ個（ｎ≧３）のコンデンサが使用される場合は、前記第２のコンデンサから第ｎのコンデンサに向かい、順次に静電容量が大きくなるように設定されること
   を特徴とする請求項１又は請求項２に記載のレギュレータ回路。
4. 前記コンデンサの内の所定のコンデンサに対して、ｍ個（ｍ≧１）のコンデンサが並列接続可能に構成され、
   前記ｍ個のコンデンサの内の第１番目のコンデンサの正極側は、前記所定のコンデンサの正極側とスイッチ素子を介して接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第１番目のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続され、
   前記ｍ個のコンデンサの内の第Ｍ番目（Ｍ＝２，…，ｍ）のコンデンサの正極側は、前記第１番目のコンデンサの正極側とスイッチ素子を介して接続されると共に、前記正極側の電源線に電荷を放電するように１個のダイオードにより前記正極側の電源線と接続され、さらに当該第Ｍ番目のコンデンサの負極側は前記負極側の電源線に接続されて、
   構成され、
   前記スイッチ素子により前記所定のコンデンサに並列接続するコンデンサを選択設定すること、
   を特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のレギュレータ回路。

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