JP2010124183A

JP2010124183A - 駆動回路

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Publication number: JP2010124183A
Application number: JP2008295325A
Authority: JP
Inventors: Masaru Matsuno; 勝松野
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2008-11-19
Filing date: 2008-11-19
Publication date: 2010-06-03

Abstract

【課題】電力ロスを低減しつつセンサ回路に供給される電圧の安定化を図ることができるセンサ駆動回路を安価に提供する。
【解決手段】電圧検出回路１２が、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧を分圧した電圧を基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした電圧を出力する。第１比較回路１３が、電圧検出回路１２により出力された電圧と第１比較電圧Ｖｃ１とを比較して、ブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないように第１トランジスタＱ１を制御する。第２比較回路１４が、電圧検出回路１２により出力された電圧と第２比較電圧Ｖｃ２とを比較して、ブリッジ回路Ｂに供給される負の交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないように第２トランジスタＱ２を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、駆動回路に係り、特に、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路に関するものである。

上述した負荷回路として、例えば、図６に示されたブリッジ回路Ｂが一般的に知られている。同図に示すように、このブリッジ回路Ｂを組み込んだガス検出装置１は、検出素子２と比較素子３とを有している。検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。

上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。上述した検出素子２及び比較素子３は、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２と共にブリッジ回路Ｂ（負荷回路）を構成している。このブリッジ回路Ｂの端子ａと端子ｂとの間には、駆動回路１００からの一定電圧Ｅ₀が供給されている。一定電圧Ｅ₀を供給すると、検出素子２が加熱されて可燃ガスと接触燃焼する。

以上の構成によれば、ブリッジ回路Ｂは可燃ガスのない空気中では平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの電位が等しくなる。これに対して、可燃ガスを含む空気中では可燃ガスとの燃焼熱により検出素子２の温度が上昇し、これに伴って検出素子２の白金コイルＲｓの抵抗値が増加する。一方、比較素子３は可燃ガスと接触燃焼しないため、検出素子２の温度より低くなる。このため、ブリッジ回路Ｂは不平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの間に電位差が生じる。ＯＰアンプＡ１は、上記電位差を周囲温度による白金コイルＲｓの抵抗値の変動分を相殺した可燃ガスの濃度に応じたセンサ出力Ｖ₀として出力する。

次に、図７を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）であるときのセンサ出力Ｖ₀を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓの抵抗値＝３．８５Ω、白金コイルＲｒの抵抗値＝３．５Ω、固定抵抗Ｒ１の抵抗値＝３．８５ｋΩ、固定抵抗Ｒ２の抵抗値＝３．５ｋΩ、とすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（１）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（２）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．１Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）＝１．０００Ｖ …（１）
Ｖｋ＝２．１Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）＝１．０００Ｖ …（２）
よって、センサ出力Ｖ₀（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。

次に、図８を参照してブリッジ回路Ｂに供給される電圧が２．１Ｖ（標準）から約１０％増しの２．３Ｖに変化したときのセンサ出力Ｖ₀を計算してみる。今、エアベースにおいて白金コイルＲｓ、Ｒｒ、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値が図７と同じであるとすると、検出素子２と比較素子３との中間電圧Ｖｍは下記の式（３）に示す値となる。また、固定抵抗Ｒ１と固定抵抗Ｒ２との中間電圧Ｖｋは下記の式（４）に示す値となる。
Ｖｍ＝２．３Ｖ×３．５Ω／（３．８５Ω＋３．５Ω）≒１．０９５２３８Ｖ …（３）
Ｖｋ＝２．３Ｖ×３．５ｋΩ／（３．８５ｋΩ＋３．５ｋΩ）≒１．０９５２３８Ｖ …（４）
よって、センサ出力Ｖ₀（＝Ｖｍ−Ｖｋ）は０Ｖとなる。

以上のことから明らかなように、初期状態（エアベース、基底温度）でＶｍ＝Ｖｋとするようにブリッジ回路Ｂのバランスが設定されるなら、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても、Ｖｍ＝Ｖｋであって、その結果、センサ出力Ｖ₀は０Ｖから変化しない。これは、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化しても白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わらないと仮定した場合のみに成立する。しかしながら、実際には白金コイルＲｓ、Ｒｒは、その構成材料の違いに起因して熱抵抗及び抵抗値温度係数に差がある。このため、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して検出素子２及び比較素子３の温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ₀を一定にすることができない。

上記詳細を以下説明する。今、エアベースにおいて、２．１Ｖの電圧がブリッジ回路Ｂに供給されているとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒの両者の抵抗値が３．５Ωであるとする。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒに流れる電流ｉは、２．１Ｖ／（３．５Ω＋３．５Ω）＝３００ｍＡとなる。よって、白金コイルＲｓ、Ｒｒの各々に発生する電力ｐは、（３００ｍＡ）²×３．５Ω＝３１５ｍＷとなる。このとき、検出素子２の２５℃を基点温度とした熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％増しである１２５０℃／Ｗであり、比較素子３の熱抵抗が標準値１１９０℃／Ｗの５％減である１１３０℃／Ｗであり、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差があるとする。

３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３１５ｍＷ）は、下記の式（５）に示す値となる。
Ｔｓ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３９３．７５℃
＝４１８．７５℃ …（５）

また、基点温度２５℃での白金コイルＲｓの抵抗値を１．６４７Ωとすると、検出素子２の抵抗値温度係数ＴＣＲｓは下記の式（６）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４１８．７５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
１．１２５＝ＴＣＲｓ×３９３．７５℃
ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃ …（６）

一方、３１５ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３１５ｍＷ）は、下記の式（７）に示す値となる。
Ｔｒ（３１５ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３１５Ｗ
＝２５℃＋３５５．９５℃
＝３８０．９５℃ …（７）

また、基点温度２５℃での白金コイルＲｒの抵抗値を１．６４７Ωとすると、比較素子３の抵抗値温度係数ＴＣＲｒは下記の式（８）に示す値となる。
３．５Ω＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（３８０．９５℃−２５℃）｝
２．１２５＝１＋ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
１．１２５＝ＴＣＲｒ×３５５．９５℃
ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃ …（８）

次に、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変動したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について求める。一般に負荷の抵抗値Ｒが不変であるなら、印加電圧Ｖが変化すれば、電力Ｐ＝Ｖ²×Ｒの関係から、電力Ｐは印加電圧Ｖの変化分の２乗の変化として現れる。しかしながら、白金コイルＲｓ、Ｒｒは、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が上昇し、消費電力が増すと、その抵抗値も上昇する。このため、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が増加した結果として、白金コイルＲｓ、Ｒｒの電力が供給される電圧の変化分の２乗倍になることはない。そこで、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が僅かに増加した結果、白金コイルＲｓ、Ｒｒの双方に発生する電力が＋２％増したときの、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値について計算してみる。このとき、白金コイルＲｓ、Ｒｒには、３１５ｍＷ×１．０２＝３２１．３ｍＷの電力が発生する。

よって、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの温度Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（９）に示す値となる。
Ｔｓ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１２５０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋４０１．６２５℃
＝４２６．６２５℃ …（９）

次に、上記式（６）に示す白金コイルＲｓの抵抗値温度係数ＴＣＲｓ＝２８５７ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｓの抵抗値Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１０）に示す値となる。
Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｓ×（４２６．６２５℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋２８５７ppm／℃×４０１．６２５℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７４４）
＝１．６４７Ω×２．１４７４４
＝３．５３６８３Ω …（１０）

また、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの温度Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）は、下記の式（１１）に示す値となる。
Ｔｒ（３２１．３ｍＷ）＝２５℃＋（１１３０℃／Ｗ）×０．３２１３Ｗ
＝２５℃＋３６３．０６９Ｗ
＝３８８．０６９℃ …（１１）

次に、上記式（８）に示す白金コイルＲｒの抵抗値温度係数ＴＣＲｒ＝３１６１ppm／℃を用いて、３２１．３ｍＷの電力が発生しているときの白金コイルＲｒの抵抗値Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）を求めると、下記の式（１２）に示す値となる。
Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）＝１．６４７Ω×｛１＋ＴＣＲｒ×（３８８．０６９℃−２５℃）｝
＝１．６４７Ω×（１＋３１６１ppm／℃×３６３．０６９℃）
＝１．６４７Ω×（１＋１．１４７６６１１）
＝１．６４７Ω×２．１４７６６１１
＝３．５３７１９Ω …（１２）
よって、Ｒｓ（３２１．３ｍＷ）≠Ｒｒ（３２１．３ｍＷ）となる。

上述した例では、白金コイルＲｓ、Ｒｒの基点温度２５℃での抵抗値が双方とも１．６４７Ωで、ブリッジ回路Ｂに２．１Ｖを供給したときの白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値が３．５Ωであり、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が１：１である。しかしながら、検出素子２と比較素子３との熱抵抗に差が生じていると、ブリッジ回路Ｂに供給する電圧が変化して白金コイルＲｓ、Ｒｒに発生する電力及び温度が変化すると、白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値の比が変わってしまい、センサ出力Ｖ₀を一定にすることができない。

このため、例えば変動幅±１０％程度の１００Ｖ商用交流電圧を電源トランスで降圧させた交流電圧を直接ブリッジ回路Ｂに供給すると、ブリッジ回路Ｂに供給される電圧が常に変動するため、エアベース、基点温度２５℃の状態でセンサ出力Ｖ₀が変動してしまい、正確にガス濃度を検出することができない。

そこで、一定電圧Ｅ₀をブリッジ回路Ｂに対して供給する駆動回路１００として、例えば図９に示すようなブリッジ整流（両波整流）方式の駆動回路１００が知られている。同図（Ａ）に示すように、駆動回路１００は、電源トランス１０１と、ダイオードブリッジ１０２と、コンデンサＣ１と、レギュレータ１０３と、を備えている。電源トランス１０１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。ダイオードブリッジ１０２は、４つのダイオードから構成されていて、電源トランス１０１から供給される交流電圧を全波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、全波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。レギュレータ１０３は、コンデンサＣ１から供給される電圧の同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて、一定電圧Ｅ₀をブリッジ回路Ｂに供給する。

レギュレータ１０３は、上述したように同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ₀を得ているため、電力ロスが大きい、という問題があった。また、上述したレギュレータ１０３には、当然一定電圧Ｅ₀以上の電圧を供給する必要があるため、大きな容量値のコンデンサＣ１が必要となり、スペース的、コスト的に問題があった。次に、一定電圧Ｅ₀を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ₀＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１３）が成立する。
０．７＝１−ｅ^-(7m秒/CR) …（１３）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。

よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒１２００μＦとなり、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。さらに、上述したダイオードブリッジ１０２を使用する回路において電源トランス１０１から供給される電流は、矢印に示すように電源トランス１０１からブリッジ回路Ｂに向かう方向で１個、ブリッジ回路Ｂから電源トランス１０１に戻る方向で１個、合計２個のダイオードに流れる。このため、従来の駆動回路１００では、ダイオード２個分の電力消費が発生するため、これも電力ロスとなっていた。

また、従来、上述したガス検出装置１のブリッジ回路Ｂに電源を供給する駆動回路１００としては、例えば図１０に示すようなダイオードブリッジ１０２の代わりに１つのダイオードＤを設けた半波整流方式の駆動回路１００が知られている。ダイオードＤは、電源トランス１０１から供給される交流電圧を半波整流してコンデンサＣ１に供給する。コンデンサＣ１は、同図（Ｂ）に示すように、半波整流された交流電圧を平滑化してレギュレータ１０３に対して供給する。上述した半波整流方式の駆動回路１００において電源トランス１０１から供給される電圧は、１個のダイオードＤに流れる。このため、半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００に比べてダイオードによる電圧ロス分を１個分低減することができる。

しかしながら、上述した半波整流方式の駆動回路１００は、ブリッジ整流方式の駆動回路１００と同様にレギュレータ１０３により同図（Ｂ）中の斜線部分を熱損失させて一定電圧Ｅ₀を得ているため、電力ロスが大きい、という問題を解決していない。また、半波整流方式の駆動回路１００に用いるコンデンサＣ１は、その容量がブリッジ整流方式の駆動回路１００に用いられるコンデンサＣ１の容量よりも大きくなり、より一層スペース的、コスト的に問題があった。

次に、半波整流方式の駆動回路１００において、一定電圧Ｅ₀を電源トランス１０１から供給される５０Ｈｚの交流電圧のピーク電圧Ｖｐｋの７０％としたとき（∵Ｅ₀＝Ｖｐｋ×０．７）、Ｖｐｋ×０．７以上の電圧をレギュレータ１０３の入力電圧として維持するのに必要なコンデンサＣ１の容量について求めてみる。今、ブリッジ整流方式よりも１０ｍ秒長い１７ｍ秒でＶｐｋからＶｐｋ×０．７に下がると仮定すると、下記の式（１４）が成立する。
０．７＝＝１−ｅ^-(17m秒/CR) …（１４）
なお、Ｃ＝コンデンサＣ１の容量、Ｒ＝ブリッジ回路Ｂの抵抗値に相当する。よって、Ｒ＝７Ωとすると、Ｃ≒２９００μＦとなり、ブリッジ整流方式にも増して、決して、小さくはない容量が必要であることが分かる。

そこで、本発明は、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正の交流電圧を供給する方向に導通する第１半導体スイッチ手段と、前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第１半導体スイッチ手段に並列接続されて設けられ、かつ、前記負荷回路に対して負の交流電圧を供給する方向に導通する第２半導体スイッチ手段と、前記負荷回路に供給された交流電圧の分圧電圧を基準電圧分だけシフトアップした電圧を出力する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により出力された電圧と第１比較電圧とを比較して、前記負荷回路に供給される正の交流電圧の大きさが所定値を越えないように前記第１半導体スイッチ手段を制御する第１比較手段と、前記電圧検出手段により出力された電圧と第２比較電圧とを比較して、前記負荷回路に供給される負の交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記第２半導体スイッチ手段を制御する第２比較手段と、を備えたことを特徴とする駆動回路に存する。

請求項２記載の発明は、前記正の交流電圧を供給する方向が順方向になるように前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第１半導体スイッチ手段に直列接続して設けられた第１ダイオードと、前記負の交流電圧を供給する方向が順方向になるように前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第２半導体スイッチ手段に直列接続して設けられた第２ダイオードと、を備えたことを特徴とする駆動回路に存する。

以上説明したように請求項１記載の発明によれば、ダイオードやコンデンサが必要ない。しかも、第１半導体スイッチ手段及び第２半導体スイッチ手段を用いて所定値を超えた交流電圧を交流電圧源から取り込まないように電圧制限されているので、レギュレータのように所定値を越えた交流電圧を交流電圧源から取り込んで所定値以上の電圧を熱損失させて一定電圧を得ていないため、電力ロスを低減しつつ負荷回路に供給される電圧の安定化を図ることができる駆動回路を安価に得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、第１ダイオード及び第２ダイオードにより第１半導体スイッチ手段及び第２半導体スイッチ手段に逆電圧が印加される恐れがなく、逆電圧から第１半導体スイッチ手段及び第２半導体スイッチ手段を保護することができる。

第１実施形態
以下、本発明の第１実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、ガス検出装置１は、負荷回路としてのブリッジ回路Ｂと、ＯＰアンプＡ１と、ダイオードＤ１と、積分回路４と、放電抵抗Ｒdisと、駆動回路１０と、を備えている。ブリッジ回路Ｂは、検出素子２と、比較素子３と、固定抵抗Ｒ１１及びＲ１２と、可変抵抗ＲＶ１と、から構成されている。上記検出素子２及び比較素子３は、互いに直列に接続されている。

検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。

上記固定抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及び可変抵抗ＲＶ１は互いに直列に接続されていて、検出素子２及び比較素子３に並列に接続されている。ＯＰアンプＡ１は、その−入力が抵抗を介して検出素子２及び比較素子３の中間電圧Ｖｍに接続され、＋入力が抵抗を介して固定抵抗Ｒ１１と固定抵抗Ｒ１２との間の可変抵抗ＲＶ１により可変な中間電圧Ｖｋが供給されている。また、ＯＰアンプＡ１は、その＋入力が抵抗を介して基準電圧Ｖｒｅｆに接続されている。よって、ＯＰアンプＡ１の出力は、中間電圧Ｖｍと中間電圧Ｖｋとの差に基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした値（＝Ｖｍ−Ｖｋ＋Ｖｒｅｆ）となる。このＯＰアンプＡ１の出力は、ダイオードＤ１によって半波整流され、積分回路４によって積分されてセンサ出力Ｖ₀となる。なお、可変抵抗ＲＶ１は、エアベース時にＶｍ−Ｖｋ＝０になるように調整されている。また、放電抵抗Ｒdisは、積分回路４のコンデンサを放電するための抵抗である。

駆動回路１０は、電源トランス１１と、第１半導体スイッチ手段としての第１トランジスタＱ１と、第２半導体スイッチ手段としての第２トランジスタＱ２と、電圧検出手段としての電圧検出回路１２と、第１比較手段としての第１比較回路１３と、第２比較手段としての第２比較回路１４と、を備えている。電源トランス１１は、図示しない交流電圧源から供給される交流電圧を降圧するトランスである。電源トランス１１の一端は、後述する第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２を介してブリッジ回路Ｂの検出素子２と固定抵抗Ｒ１１との接続点に接続されている。一方、電源トランス１１の他端は、ブリッジ回路Ｂの比較素子３と固定抵抗Ｒ１２との接続点に接続されると共に接地されている。

第１トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂの検出素子２及び固定抵抗Ｒ１１の接続点と電源トランス１１の一端との間に設けられている。第１トランジスタＱ１は、ブリッジ回路Ｂに対して正の交流電圧を供給する方向に導通する、即ち矢印Ｙ１１方向に電流が流れるｐｎｐ型のトランジスタである。第２トランジスタＱ２は、ブリッジ回路Ｂの検出素子２及び固定抵抗Ｒ１１の接続点と電源トランス１１の一端との間に第１トランジスタＱ１に並列接続して設けられている。第２トランジスタＱ２は、ブリッジ回路Ｂに対して負の交流電圧を供給する方向に導通する、即ち矢印Ｙ１２方向に電流が流れるｎｐｎ型のトランジスタである。

電圧検出回路１２は、ＯＰアンプＡ２から構成されている。ＯＰアンプＡ２は、−入力が抵抗を介して固定抵抗Ｒ１２の接地側の一端に接続されている。ＯＰアンプＡ２は、＋入力が抵抗を介して固定抵抗Ｒ１２の可変抵抗ＲＶ１側の他端が接続されている。ＯＰアンプＡ２はまた、＋入力が抵抗を介して基準電圧Ｖｒｅｆに接続されている。よって、ＯＰアンプＡ２は、ブリッジ回路Ｂに供給された交流電圧を分圧する固定抵抗Ｒ１２の両端電圧Ｖ１２を基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした値（＝Ｖ１２＋Ｖｒｅｆ）を電圧検出回路１２の出力として出力する。なお、基準電圧Ｖｒｅｆは、固定抵抗Ｒ１２の両端電圧Ｖ１２の振幅よりも大きい値に設定されている。これにより、固定電圧Ｒ１２の両端電圧Ｖ１２が負の電圧であっても電圧検出回路１２の出力からは正の電圧が出力されるようになる。

上記第１比較回路１３は、ＯＰアンプＡ３から構成されている。ＯＰアンプＡ３は、＋入力が抵抗を介して第１比較電圧Ｖｃ１に接続されている。ＯＰアンプＡ３は、−入力が抵抗を介して電圧検出回路１２（即ちＯＰアンプＡ２）の出力が接続されている。ＯＰアンプＡ３の−入力と出力とは抵抗を介して接続されている。よって、ＯＰアンプＡ３は、電圧検出回路１２の出力が第１比較電圧Ｖｃ１を超えたときにＨレベルを出力し、電圧検出回路１２の出力が第１比較電圧Ｖｃ１以下のときにＬレベルを出力する。ＯＰアンプＡ３は、その出力が抵抗を介して第１トランジスタＱ１のベースに接続されている。

上記第１比較電圧Ｖｃ１は、ブリッジ回路Ｂに後述する電圧Ｖｔｈが供給されたときのＯＰアンプＡ２の出力と等しくなるように設定されている。よって、図２（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、第１比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧Ｖｔｈ以下のときはＬレベルを出力して第１トランジスタＱ１を導通状態に制御する。これにより、正の交流電圧が第１トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される。また、第１比較回路１３は、ブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧が電圧Ｖｔｈを越えるとＨレベルを出力して第１トランジスタＱ１を非導通状態に制御する。これにより、ブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧が電圧Ｖｔｈを下回ると再びＬレベルを出力して第１トランジスタＱ１を導通状態にする。即ち、第１比較回路１３は、Ｈレベル、Ｌレベルの出力を繰り返して、第１トランジスタＱ１を通じてブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈを越えないように電圧制限を行う。

上記第２比較回路１４は、ＯＰアンプＡ４から構成されている。ＯＰアンプＡ４は、−入力が抵抗を介して第２比較電圧Ｖｃ２に接続されている。ＯＰアンプＡ４は、＋入力が抵抗を介して電圧検出回路１２の出力が接続されている。ＯＰアンプＡ４の−入力と出力とは抵抗を介して接続されている。よって、ＯＰアンプＡ４は、電圧検出回路１２の出力が第２比較電圧Ｖｃ２を超えたときにＨレベルを出力し、電圧検出回路１２の出力が第２比較電圧Ｖｃ２以下のときのＬレベルを出力する。ＯＰアンプＡ４は、その出力が抵抗を介して第２トランジスタＱ２のベースに接続されている。

上記第２比較電圧Ｖｃ２は、ブリッジ回路Ｂに後述する電圧−Ｖｔｈが供給されたときのＯＰアンプＡ２の出力と等しくなるように設定されている。よって、図２（Ａ）及び（Ｃ）に示すように、第２比較回路１４は、ブリッジ回路Ｂに供給される交流電圧が電圧−Ｖｔｈを超えているのときはＨレベルを出力して第２トランジスタＱ２を導通状態に制御する。これにより、負の交流電圧が第２トランジスタＱ２を通じてブリッジ回路Ｂに供給される。また、第２比較回路１４は、ブリッジ回路Ｂに供給される負の交流電圧が電圧−Ｖｔｈ以下になるとＬレベルを出力して第２トランジスタＱ２を非導通状態に制御する。これにより、ブリッジ回路Ｂに共有される負の交流電圧が電圧−Ｖｔｈ以上になると再びＨレベルを出力して第２トランジスタＱ２を導通状態に制御する。即ち、第２比較回路１４は、Ｈレベル、Ｌレベルの出力を繰り返して、第２トランジスタＱ２を通いてブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧の大きさ（絶対値）が電圧Ｖｔｈを越えないように電圧制御を行う。

以上の駆動回路１０によれば、図２に示すように、電源トランス１１から正の交流電圧が供給されているときは、第１トランジスタＱ１を通じて交流電圧がブリッジ回路Ｂに供給される。そして、正の交流電圧が電圧Ｖｔｈを越えると、第１トランジスタＱ１によりブリッジ回路Ｂに供給される正の交流電圧が電圧Ｖｔｈで一定になるように電圧制限される。一方、電源トランス１１から負の交流電圧が供給されているときは、第２トランジスタＱ２を通じて交流電圧がブリッジ回路Ｂに供給される。そして、負の交流電圧の大きさ（絶対値）が電圧Ｖｔｈを越えると、第２トランジスタＱ２により、ブリッジ回路Ｂに供給される負の交流電圧の大きさが電圧Ｖｔｈで一定になるように電圧制限される。

以上の駆動回路１０によれば、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２を用いてＶｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込まないように電圧制限されている。これに対して、従来のレギュレータは、Ｖｔｈを超えた大きさの交流電圧を図示しない交流電圧源から取り込んでＶｔｈ以上の大きさの電圧を熱損失させて一定電圧を得ている。よって、上記駆動回路１０によれば、電力ロスを低減しつつブリッジ回路Ｂに電圧Ｖｔｈでほぼ一定との電圧を供給することができる。しかも、ダイオードも必要ないので、より一層電力ロスを図ることができる。さらに、コンデンサも必要ないので、省スペース化及びコストダウンを図ることができる。

次に、実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法について図３を参照して以下説明する。図３（Ａ）に示すように、実効値１Ｖの交流電圧のピーク電圧は１×√２＝１．４１４Ｖとなる。次に、電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、図３（Ａ）の斜線で示す電力と同一電力を得るためには、１．２１倍の交流電圧を供給すればよい。即ち、図３（Ｂ）に示すように、ピーク電圧１．４１４Ｖ×１．２１＝約１．７Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝１Ｖ×１．２１＝１．２１Ｖで制限すると、図３（Ａ）の斜線で示す電力と図３（Ｂ）の斜線で示す電力とが等しくなる。

次に、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈ、第１比較値Ｖｃ１、第２比較値Ｖｃ２の設定方法について図４を参照して以下説明する。電圧Ｖｔｈをピーク電圧の１／√２に設定したとき、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するには、実効値２．１Ｖの交流電圧を１．２１倍すればよい。即ち、図４（Ａ）に示すように、ピーク電圧＝２．１×√２×１．２１≒３．５８Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝２．１×１．２１≒２．５４Ｖ制限した電圧をブリッジ回路Ｂに供給すればよい。

また、固定抵抗Ｒ１１＝４ｋΩ、可変抵抗ＲＶ１＝２ｋΩ、固定抵抗Ｒ１２＝４ｋΩ、としたとき、固定抵抗Ｒ１２の両端電圧Ｖ１２は、図４（Ｂ）に示すように、４／１０倍となる。さらに、電圧検出回路１２の出力は、図４（Ｃ）に示すように、両端電圧Ｖ１２を基準電圧Ｖｒｅｆ＝２．５Ｖだけシフトアップした値となる。よって、第１比較値＝２．１×１．２１×４／１０＋２．５≒３．５１６Ｖ、第２比較値＝−２．１×１．２１×４／１０＋２．５≒１．４８４に設定すれば、図４（Ａ）に示すように、ピーク電圧＝２．１×√２×１．２１＝３．５８Ｖの交流電圧を電圧Ｖｔｈ＝２．１×１．２１で制限した電圧をブリッジ回路Ｂに供給することができる。

第２実施形態
次に、第２実施形態のガス検出装置１について図５を参照して説明する。第１実施形態と第２実施形態とで異なる点は、第１ダイオードＤ１１及び第２ダイオードＤ１２を設けた点と、ツェナーダイオードＺＤを設けた点である。第１ダイオードＤ１１は、正の交流電圧を供給する方向が順方向となるようにブリッジ回路Ｂと電源トランス１１との間に第１トランジスタＱ１に直列接続して設けられている。第２ダイオードＤ１２は、負の交流電圧を供給する方向が順方向となるようにブリッジ回路Ｂと電源トランス１１との間に第２トランジスタＱ２に直列接続して設けられている。

第２実施形態の駆動回路１０によれば、第１ダイオードＤ１１及び第２ダイオードＤ１２により第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２に逆電圧が印加される恐れがなく、逆電圧から第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２を保護することができる。また、第１ダイオードＤ１１及び第２ダイオードＤ１２を設けても、電源トランス１１から供給される電流は、１個のダイオードにしか流れない。このため、従来よりもダイオード１個分の電力ロスを低減することができる。

上記ツェナーダイオードＺＤは、ＯＰアンプＡ３の出力と第２トランジスタＱ２のベースとの間に設けられている。負の交流電圧がブリッジ回路Ｂに供給されているときは、第２トランジスタＱ２のエミッタが負電圧となる。それ故、第２トランジスタＱ１のエミッタ−ベース間の電圧差が大きくなりブレークダウンする恐れがある。そこで、上記ツェナーダイオードＺＤにより第２比較回路１４の出力をレベルシフトして、ブレークダウンを防止している。

なお、上述した第１実施形態では、実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために、電源トランス１１から実効値２．５４Ｖ、ピーク電圧３．５８Ｖの交流電圧を供給し、電圧Ｖｔｈ＝２．５４Ｖ、第１比較値Ｖｃ１＝３．５１６Ｖ、第２比較値Ｖｃ２＝１．４８Ｖとしていたが、第２実施形態では第１ダイオードＤ１１及び第２ダイオードＤ１２の順方向電圧Ｖｆ＝１．０Ｖを考慮して、電源トランス１１からは実効値２．５４＋１＝３．５４Ｖ、ピーク電圧３．５４×√２≒５Ｖの交流電圧を供給する必要がある。

なお、上述した第１実施形態及び第２実施形態によれば、電圧Ｖｔｈを交流電圧のピークの１／√２倍に設定していたが、本発明はこれに限ったものではない。電圧Ｖｔｈを交流電圧のどの位置に設定するかは、ブリッジ回路Ｂの熱容量、放熱容量によって異なる。

また、上述した実施形態によれば、負荷回路として、検出素子２及び比較素子３を備えたブリッジ回路Ｂを用いていたが、本発明はこれに限ったものではない。一定電圧の供給が必要な負荷回路であればよい。

また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

第１実施形態における本発明のセンサ駆動回路を組み込んだガス検出装置を示す回路図である。（Ａ）〜（Ｃ）は図１に示す駆動回路からブリッジ回路に供給される電圧、第１比較回路の出力、及び、第２比較回路の出力、のタイムチャートである。実効値１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するための電圧Ｖｔｈの設定方法を説明するためのグラフである。実効値２．１Ｖの交流電圧と同じ電力を供給するために電圧Ｖｔｈ、第１比較値Ｖｃ１、第２比較値Ｖｃ２の設定方法を説明するためのグラフである。第２実施形態における本発明のセンサ駆動回路を組み込んだガス検出装置を示す回路図である。従来のセンサ回路を組み込んだガス検出装置の一例を示す回路図である。図６のブリッジ回路に供給される電圧が２．１Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。図６のブリッジ回路に供給される電圧が２．３Ｖであるときのセンサ出力を求めるための説明図である。（Ａ）はブリッジ整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。（Ａ）は半波整流方式の駆動回路の一例を示す回路図であり、（Ｂ）は（Ａ）に示すレギュレータに供給される電圧のタイムチャートである。

符号の説明

１０駆動回路
１２電圧検出回路（電圧検出手段）
１３第１比較回路（第１比較手段）
１４第２比較回路（第２比較手段）
Ｂブリッジ回路（負荷回路）
Ｄ１１第１ダイオード
Ｄ１２第２ダイオード
Ｑ１第１トランジスタ（第１半導体スイッチ手段）
Ｑ２第２トランジスタ（第２半導体スイッチ手段）
Ｖｃ１第１比較電圧
Ｖｃ２第２比較電圧
Ｖｔｈ電圧（所定値）
Ｖｒｅｆ基準電圧

Claims

負荷回路に対して電源を供給する駆動回路において、
前記負荷回路と交流電圧源との間に設けられ、かつ、前記負荷回路に対して正の交流電圧を供給する方向に導通する第１半導体スイッチ手段と、
前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第１半導体スイッチ手段に並列接続されて設けられ、かつ、前記負荷回路に対して負の交流電圧を供給する方向に導通する第２半導体スイッチ手段と、
前記負荷回路に供給された交流電圧の分圧電圧を基準電圧分だけシフトアップした電圧を出力する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により出力された電圧と第１比較電圧とを比較して、前記負荷回路に供給される正の交流電圧の大きさが所定値を越えないように前記第１半導体スイッチ手段を制御する第１比較手段と、
前記電圧検出手段により出力された電圧と第２比較電圧とを比較して、前記負荷回路に供給される負の交流電圧の大きさが前記所定値を越えないように前記第２半導体スイッチ手段を制御する第２比較手段と、
を備えたことを特徴とする駆動回路。
前記正の交流電圧を供給する方向が順方向になるように前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第１半導体スイッチ手段に直列接続して設けられた第１ダイオードと、
前記負の交流電圧を供給する方向が順方向になるように前記負荷回路と前記交流電圧源との間に前記第２半導体スイッチ手段に直列接続して設けられた第２ダイオードと、
を備えたことを特徴とする駆動回路。