JP2010114796A

JP2010114796A - 無線受信機及び無線受信機の制御方法

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Publication number: JP2010114796A
Application number: JP2008287406A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Yano; 仁之矢野
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2008-11-10
Filing date: 2008-11-10
Publication date: 2010-05-20
Anticipated expiration: 2028-11-10
Also published as: JP5187146B2

Abstract

【課題】帯域拡張型の無線信号の受信およびホッピング型の無線信号の受信においてハードウエアの共用性を高め、デジタル信号処理の負担を小さくする。
【解決手段】周波数変換ブロック102は、BG内の無線信号を入力して周波数変換し、アナログ複素ベースバンド信号をバンド毎に分離して並列に出力する。スイッチ回路103は、周波数変換ブロック102から並列に出力されるバンド単位のアナログ複素ベースバンド信号のいずれかをADC104に選択的に供給する。分配回路105は、ADC104によって生成されるデジタル信号を時分割し、時分割されたデータブロックを複数の出力信号線群に分離出力可能である。制御回路106は、BG内のバンド間をホッピングする第１の通信モードと、ホッピング無しでBG内の複数バンドを同時使用する第２の通信モードとの切り替えに応じて、スイッチ回路103による信号選択の切替タイミングと、分配回路105による時分割の実行を変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数バンドを含むバンドグループの広帯域な無線通信信号を受信するための無線受信機に関する。

近年、無線LANに代表されるような高速なモバイル無線データ通信が広く普及していきている。高速化への要求はさらに高まり、最大通信速度が480MbpsであるUWB(Ultra Wide Band) がIEEE802.15.TG3aで策定されている。

UWBの周波数バンド配置の一例を模式的に図2に示す。周波数帯域3168 MHzから10560 MHzが、14のバンドに分割されている。各バンドは約528MHzである。MB-OFDM（MultiBand OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)）方式のUWBは、14個のバンドに含まれる互いに隣接する3つのバンドを一セットとして用いる。３バンドからなるバンドセットは、バンドグループと呼ばれる。例えば、図2に示すBand Group 1 (BG1)は、中央周波数がそれぞれ3432MHz、3960MHz、4488MHzであるバンド１〜３を含む。MB-OFDM方式のUWBは、バンドグループ内のバンド間でOFDM信号の伝送に用いるバンドを切り替える。図３は、図2に示すBand Group 1を用いて通信を行う場合におけるOFDM信号の伝送に使用される周波数バンドの時間変化を示している。図3の横軸は時間、縦軸は使用周波数バンドを表わしている。以下では、使用する周波数バンドの選択パターンをホッピングパターンと呼ぶ。なお、図3の例は、3つのバンドを順番に周期的に切り替えるシンプルなホッピングパターンであるが、より複雑なホッピングパターンを用いることも可能である。周波数ホッピングを行うことにより放射電磁波のエネルギーを広い周波数帯域に拡散し、平均的に低くしている。

このような信号を受信するUWB受信機の構成例を図19に示す。図19の構成例は、一般的なダイレクトコンバージョン方式である。BG 1のUWB信号はロウノイズアンプ(LNA)1801 で増幅され、ミキサ1802にてアナログ複素ベースバンド信号に変換される。なお、アナログ複素ベースバンド信号は、実際にはインフェーズ信号(以下、I信号)及びクアドラチュアフェーズ信号(以下、Q信号)の2信号を含むが、図では省略している（以降同じ)。ミキサ1802から出力されるアナログ複素ベースバンド信号は、利得可変アンプ1803によって増幅された後にロウパスフィルタ(LPF)1804に供給される。LPF1804は、ミキサ1802から出力されるアナログ複素ベースバンド信号に含まれる不要な帯域外信号を除去する。LPF804で濾波された信号は、ADコンバータ1805に受け渡される。

ホッピングする3つのバンドに対応したローカル信号は、3つの独立したフェーズロックループ(PLL)1807によって生成される。バンド切替器1806は、３つのローカル信号から一つを選択してミキサ1802に供給する。BG1信号を受信する場合、3つのローカル信号の周波数はBG1を構成する３つのバンドの中央周波数3424MHz, 3960MHz, 4499MHzにセットされる。例えば図3のホッピングパターンが用いられる場合、バンド切替器1806は、PLL1(3424 MHz)，PLL2(3960 MHz)，PLL3(4499 MHz)の順番で周期的に選択することにより、各バンドのUWB信号がI信号及びQ信号のベースバンド周波数帯に周波数変換される。図3の場合、バンド1，2，3は時間的には排他的に選択される、つまりいずれかの時刻では１つのバンドのみが選択されるので、バンド1，2，3の間でホッピングするUWB信号は、時系列にならんだベースバンド周波数帯に変換され、そのままADコンバータによりサンプリングされ、時系列にデジタルベースバンドで処理される。

UWB受信機の他の構成例としては非特許文献1に記載されているものがある。非特許文献１に記載されたUWB受信機の構成を図20に示す。図20の受信機構成は、バンド1,2,3ごとに個別に配置された３つのミキサ2002を有する。LNA2001は、バンド選択信号に応じて、増幅後のUWB信号を３つのミキサ2002のいずれかに供給する。加算回路2003は、3つのミキサ2002の出力を合成する。なお、バンド1,2,3はお互い同時刻に重複して使用されることはないので、合成後の信号が交ざり合うことはない。
Behzad Razavi et al., IEEE Journal of solid-state circuits, vol. 40, NO. 12, December 2005, pp. 2555-2562 特開2006-121160号公報

以上、現行のUWB受信機の構成例について述べたが、さらに通信速度を3倍にする通信方式として、周波数ホッピングを行わずに複数のバンドを同時に使用する方式が考えられる。その時のバンドの使用状況の一例を図4に示す。図4は、3つのバンド1〜3を同時使用する場合の例である。図4の横軸が時間を示し、縦軸がバンドごとの利用状況を示している。3つのバンドは常時同時に使用状態になるので図3と比べて帯域が3倍となる。

図19に示した現行のUWB受信機は、図4に示すような帯域拡張型のUWB信号の受信に対応できない。なぜなら同時に3つのバンドをベースバンド周波数に変換することができないからである。一方、図20の受信機は、３つのミキサ2002を同時に選択すれば、3つのバンドを同時にアナログベースバンド帯域に変換できる。しかしながら、バンド1,2,3からアナログベースバンドに変換された３つの信号は、加算回路2003で混合されてしまうため正常に受信できない。このため、本願の発明者らは、図20の受信機の変形を検討した。検討した変形は、加算回路2003を取り除くとともに、3つのADコンバータ1805を配置し、3つのADコンバータ1805で3つのバンドのアナログ複素ベースバンド信号を受ける構成である。このような変形を行うことによって、帯域拡張型のUWB信号の受信が可能になる。しかしこの変形された構成は、GHz帯のローカル信号を発振する3セット（3バンド分）の緩衝増幅器1808/発振回路1809/PLL 1807を常に動作させる必要があるため、消費電力が大きくなるという問題がある。

また、本願の発明者らが検討したUWB受信機の他の変形例を図18に示す。図18の変形例は、図19に示した構成においてPLL1807を一台のみとした構成である。例えば、BG1を受信する場合、ローカル信号の発振器1809の周波数は3960MHzに設定すればよい。またADコンバータ1805のサンプリング周波数は、3バンドをすべてナイキスト周波数に入れるためには1バンドサンプリング時の3倍とする必要がある。またLPF1804の帯域も同じく3倍にする必要がある。

図18の構成を有する受信機で帯域拡張型のUWB信号を受信する場合、3つのバンドを分離する処理はすべてAD変換後のデジタル信号処理で行われることになる。しかしながら、ADコンバータ1805のサンプリング周波数が3倍高いために、リアルタイムでのデジタル信号処理の負担が増加するという問題がある。また、3バンドを同時に使用するUWB信号の受信と従来型の周波数ホッピングを行うUWB信号の受信に供用可能な受信機を想定する場合、図18の構成例では、従来型の周波数ホッピングを行うUWB信号を受信するときにも3つのバンドを分離するためのデジタル信号処理を行わなければならない。よって、デジタル信号処理の負担が常に大きい上に、ADコンバータも常に3倍のサンプリング周波数で動作しなければならないため、消費電力が常に高い状態に維持されることを回避することが困難であるという問題がある。

ところで、特許文献１は、ダイレクトコンバージョン方式とロウＩＦ（Intermediate Frequency）方式との間で受信機の構成を切り替え可能とする発明を開示している。しかしながら、特許文献１は、複数の連続したバンドを同時受信することについては何ら示唆しておらず、以下に詳述する本発明とは目的において異なるものであり、受信機を構成する要素の制御方法の点でも全く異なるものである。

本発明は上記の技術が有する問題点を解決するためになされたもので、複数のバンドを同時に使用する帯域拡張型の無線信号の受信および従来型のホッピングタイプの無線信号の受信においてハードウエアの共用性を高め、デジタル信号処理の負担を小さくした無線受信機を提供することを目的とする。

本発明の１つの態様にかかる無線受信機は、複数のバンドを含むバンドグループ内の各バンドをホッピングする第１の無線通信モードと、ホッピングすることなく前記バンドグループに含まれる少なくとも２つのバンドを同時使用する第２の無線通信モードとを切り替えて受信可能である。当該無線受信機は、周波数変換ブロック、ADコンバータ、スイッチ回路、分配回路、及び制御ブロックを含む。前記周波数変換ブロックは、前記バンドグループ内の無線信号を入力してダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ複素ベースバンド信号をバンド毎に分離して並列に出力する。前記ADコンバータは、前記アナログ複素ベースバンド信号をサンプリングしてデジタル信号に変換する。前記スイッチ回路は、前記周波数変換ブロックから並列に出力されるバンド単位の前記アナログ複素ベースバンド信号のいずれかを前記ADコンバータに選択的に供給する。前記分配回路は、前記ADコンバータによって生成される前記デジタル信号を複数のデータブロックに時分割し、前記複数のデータブロックの各々を複数の出力信号線群に分離出力することが可能である。前記制御ブロックは、前記スイッチ回路による信号選択の切替タイミングと、前記分配回路による前記デジタル信号の時分割の実行を、前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて変更する。

本発明により、複数のバンドを同時に使用する帯域拡張型の無線信号の受信および従来型のホッピングタイプの無線信号の受信においてハードウエアの共用性を高め、デジタル信号処理の負担を小さくした無線受信機を提供できる。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。

＜発明の実施の形態１＞
まず、本本実施の形態にかかる広帯域受信機の概要を示すために図1に全体構成を示す。なお、以下では図2に示した周波数バンド配置を用いて説明するが、図2のバンド配置が一例に過ぎず、これに限定されるものではない。

受信された帯域拡張型UWBの変調信号(RF入力信号)は、ロウノイズアンプ101で増幅された後、周波数変換ブロック102に供給される。周波数変換ブロック102は、増幅後のRF入力信号をダウンコンバートし、それぞれがI信号及びQ信号の組で表される3つのアナログ複素ベースバンド信号に分離する。

データサンプリングブロック107は、切替スイッチ103、ADコンバータ104及び分配回路105を含む。このうち切替スイッチ103は、3つに分離されたアナログ複素ベースバンド信号から１つのアナログ複素ベースバンド信号を選択し、選択した１つの信号をADコンバータ104に供給する。

ADコンバータ104は、アナログ複素ベースバンド信号のデジタルサンプリングを実行し、デジタル複素ベースバンド信号を生成する。ADコンバータ104は、サンプリングレートを変更可能である。サンプリングレートの変更は、帯域拡張型UWB信号の受信と周波数ホッピング型のUWB信号の受信とを切り替えるために後述する制御回路１０６から供給される制御信号に応じて行われる。

分配回路105は、ADコンバータ１０４によって生成されるデジタルデータを後段のデジタルベースバンド信号処理回路（不図示）に供給する。分配回路105は、３つのデータ出力端子を有し、帯域拡張型UWB信号の受信モードであるか、周波数ホッピング型のUWB信号の受信モードであるかによってサンプリング後のデジタルデータの出力数を変更する。より具体的に述べると、3つバンドを同時に使用する帯域拡張型のUWB信号を受信する場合に、分配回路105は、サンプリング後のデジタル信号を1バンド毎に3つのデータに分離し、3つの出力端子にそれぞれ出力する。このとき、分配回路105の各データ出力端子のデータレートは、1バンド毎に周波数ホッピングする通常のUWBと同じ低いレートとなる。分配回路105の動作の詳細については後述する。

制御回路106は、１つのアナログ複素ベースバンド信号を択一的に選択する切替スイッチ103の切替制御、ADコンバータ104に適用されるサンプリングクロック周波数の切り替え、および分配回路 105の動作を制御する。制御回路106による制御内容は、周波数ホッピング型の通常のUWB信号の受信と帯域拡張型UWB信号の受信とのいずれを実行するかに応じて変更される。このような構成にすることによって、周波数ホッピングを伴う通常のUWBと帯域拡張型のUWBとを同一のハードウエアを使って信号処理できる。

また、帯域拡張型のUWB信号を受信する場合であっても、分配回路105から３つに分離して出力されるサンプリング後のデジタル信号データレートは、周波数ホッピングを伴う通常のUWBのデータレートと同じである。このため、域拡張型のUWB信号のデジタル信号処理を、通常のUWB信号のためのデジタル信号処理と共通の回路によって処理可能となる。なお、周波数ホッピング型又は帯域拡張型のいずれの制御を制御回路106が実行するかは、外部からのモード設定に応じて切り替えればよい。

次に前記周波数変換ブロック102の構成及び動作について詳しく説明する。図5は、入力RF信号に含まれる３つの周波数バンドの信号を別々なベースバンド信号に分離する周波数変換回路を示す。インフェーズミキサ501及びクアドラチュアフェーズミキサ502を含む第1のクアドラチュアミキサ507は、入力信号V_RFに対する第1の周波数変換を行い、I信号V_I及びQ信号V_Qを生成する。第1のクアドラチュアミキサ507に供給されるローカル信号の周波数は、使用するバンドグループの中央周波数とすればよい。例えば図2のBand Group 1を使用する場合には、バンドグループの中央周波数である3960 MHz（バンド2の中央周波数に相当）とすればよい。図5に示すように、インフェーズミキサ501に対するローカル信号をcos(ω_LO t)する場合、クアドラチュアミキサ502に対するローカル信号は90度位相の遅れた−sin(ω_LO t) とすればよい。

第1の周波数変換で得られたI信号V_I及びQ信号V_Qは、２つのクアドラチュアミキサ508A及びBに入力される。第２のクアドラチュアミキサ508Aは、インフェーズミキサ503及びクアドラチュアフェーズミキサ504を含む。また、第2のクアドラチュアミキサ508Bは、インフェーズミキサ50５及びクアドラチュアフェーズミキサ50６を含む。第2のクアドラチュアミキサ508A及び508Bは、I信号V_I及びQ信号V_Qに対する第2の周波数変換を実行する。より具体的に述べると、インフェーズミキサ503及びクアドラチュアフェーズミキサ504は、I信号V_I,を入力する。インフェーズミキサ505及びクアドラチュアフェーズミキサ506は、Q信号V_Q,を入力する。インフェーズミキサ503及び505にはローカル信号cos(ω₂ t)が供給され、クアドラチュアフェーズミキサ504及び506にはローカル信号 -sin(ω₂ t) が供給される。ここでω₂ は、UWBのひとつのバンドの帯域幅と同じ528 MHz(ω₂=528MHz/(2π))とする。このような順番で2段階の周波数変換を実行して得られる出力信号をそれぞれV_(I-I)、V_(I-Q)、V_(Q-I)、V_(Q-Q) と呼ぶことにする。

周波数変換が具体的にどうなるかを確認するために、バンド3に相当するA⁺ cos(ω₂‐Δω⁺+ω_LO )t とバンド1に相当するA⁻cos(ω_LO‐Δω⁻‐ω₂ )t の正弦波信号を仮定する(図6にスペクトルの配置関係および各記号を示す)。このバンド3及び1に相当する正弦波信号が図5に示す周波数変換回路に入力されたときの出力信号の計算結果を図7に示す。なお、図７の計算結果を得るにあたっては、周波数の積で表される高い周波数成分は後述するロウパスフィルタで阻止されることからすべて省略し、ベースバンド帯域の信号のみ残るとしている。図7に示した第2の周波数変換の出力信号を次の(１)式及び（２）式のように組み合わせて計算すると、バンド3を代表した信号のI信号及びQ信号が得られる。

また、次の(３)式及び（４）式に示す組み合わせにより、バンド1を代表した信号のI信号及びQ信号が得られる。

以上述べたように、図5に示した周波数変換回路による第2の周波数変換後の信号V_(I-I)、V_(I-Q)、V_(Q-I)、V_(Q-Q)に対して加減算処理を行うことで、元のバンド1とバンド3の信号を取り出すことができる。加減算するアナログ回路は差動回路の差動ペアを組み合わせることで比較的容易に実現可能であるうえ、微細化CMOSプロセスを用いれば500MHz という帯域の回路は低消費電力で容易に実現可能である。

図5に示した第1のクアドラチュアミキサ507と第2のクアドラチュアミキサ508A及びBに供給される2つの周波数のローカル信号は通常独立した2つのPLLで生成される。第1のクアドラチュアミキサ507用のローカル信号を生成するためには、周波数GHzクラスの信号を生成可能な発振回路が必要である。しかしながら、バンド１〜３の間をホッピングする通常のUWB信号を受信する場合においても、第1のクアドラチュアミキサ507用のローカル信号の周波数をホッピングさせる必要はない。つまり、第1のクアドラチュアミキサ507用のローカル信号を生成する発振回路は、バンドグループに対応したひとつの周波数で発振し続ければよく、バンドグループを変更するときのみその発振周波数を変更すればよい。

もう一方の第2のクアドラチュアミキサ508A及びB用のローカル信号を生成する発振回路の発振周波数は、UWBベースバンドのナイキスト周波数から528 MHzとなる。第2のクアドラチュアミキサ508A及びB用のローカル信号を生成する発振回路も、周波数ホッピングが行われるか否か、つまり通常型のUWBであるか帯域拡張型のUWBであるかに関係なく、常に一定の周波数528MHzで発振すればよい。図5を参照して説明した周波数変換回路は、2つの発振回路を必要とするが、GHzクラスの信号を生成するのはこのうち１つの発振回路だけでよく、もう１つの発振回路はUHF帯の低い周波数で発振すればよい。したがって、ローカル信号を生成する発振回路に要する消費電力は大幅に削減できる。

以上、図5に示した周波数変換回路によるバンド1, 3の処理について述べたがバンド2の処理方法については次に述べる周波数変換ブロック102の構成例の中で説明する。

（周波数変換ブロック102の構成例）
図8は本発明の図5に示した原理的な周波数変換回路を用いた周波数変換ブロック102の構成例の一つを示す。以下では図２のBand Group 1を使用する場合について述べるが、他のBand Groupを用いる場合は適宜周波数を読み替えればよい。入力されたUWBの変調RF信号(図10(A))はロウノイズアンプ101で増幅され第１の周波数変換回路としての第1のクアドラチュアミキサ507に供給される。インフェーズミキサ501及びクアドラチュアフェーズミキサ502を含む第1のクアドラチュアミキサ507は、変調RF信号を3960 MHzのローカル信号をミキシングし、I信号及びQ信号を生成する。図10(B)は、第1のクアドラチュアミキサ507によって周波数変換されたI信号及びQ信号のスペクトルを示している。次に、ロウパスフィルタと利得可変アンプで構成される回路ブロック801及び802は、I信号及びQ信号を入力し、Band Group 1以外の周波数成分をフィルタし、Band Group 1に含まれる3つのバンドに対応するゼロ周波数（DC）周辺の信号を所望のレベルに調整する。図10（B）の破線は、回路ブロック801及び802に含まれるLPFの特性を示している。

回路ブロック801及び802によってフィルタリング及びレベル調整された信号は、さらに別のロウパスフィルタ及び利得可変アンプで構成される回路ブロック809に供給される。回路ブロック809は、ゼロ周波数近傍のバンド2に対応する信号を取り出すために配置されている。図11(A)の破線は、回路ブロック809に含まれるLPFの特性を示している。また、図12(A)は、回路ブロック809によって取り出されるバンド2のベースバンド信号スペクトルを示している。

第1の周波数変換後レベル調整された信号の一部は、独立に第2の周波数変換回路としての第２のクアドラチュアミキサ508A及びBに供給される。第２のクアドラチュアミキサ508A（インフェーズミキサ503及びクアドラチュアフェーズミキサ504）は、V_I信号を528 MHzのローカル信号とミキシングし、V_(I-I)信号及びV_(I-Q)信号を生成する。第２のクアドラチュアミキサ508B（インフェーズミキサ505及びクアドラチュアフェーズミキサ506）は、V_Q信号を528 MHzのローカル信号とミキシングし、V_(Q-I)信号及びV_(Q-Q)信号を生成する。

加算回路803及び804並びに減算回路805及び806は、前述の(1)式〜(4)式の演算を行う。その結果、図11(B)および(C)に示すように、バンド1がゼロ周波数近傍に変換された信号と、バンド3がゼロ周波数近傍に変換された信号が得られる。これらの信号は、それぞれロウパスフィルタおよび利得可変アンプを含む回路ブロック807及び808に供給される。回路ブロック807は、不要成分をフィルタリングし、バンド1（Lower Band）に対応するゼロ周波数近傍の信号を取り出す。図11(B)の破線は、回路ブロック807に含まれるLPFの特性を示している。回路ブロック808は、不要成分をフィルタリングし、バンド3（Upper Band）に対応するゼロ周波数近傍の信号を取り出す。図11(C)の破線は、回路ブロック808に含まれるLPFの特性を示している。図12(B)は回路ブロック807によって取り出されるバンド1のベースバンド信号スペクトルを示し、図12(C)は回路ブロック808によって取り出されるバンド3のベースバンド信号スペクトルを示している。

以上により3つのバンドは独立した3つのアナログベースバンドに変換される。図8に示した周波数変換ブロック102は、周波数ホッピングを伴う従来のUWB信号と帯域拡張型のUWB信号とを区別することなく、共に同じ信号処理方法で処理することができる。

（周波数変換ブロック102の他の構成例）
次に、周波数変換ブロック102の他の構成例を図9に示す。図9の構成例と図8の構成例との相違点は、回路ブロック807及び808に含まれていたLPFの配置である。図9の構成例では、加算回路803及び804並びに減算回路805及び806の前に配置されたLPF901〜904が、バンド2に対応する周波数成分をフィルタリングする。図9の構成例では、加算回路803及び804並びに減算回路805及び806に入力する前で不要な周波数成分を取り除くので、これらの回路に入力される不要な信号成分の電力が減る。よって、加算回路803及び804並びに減算回路805及び806におけるひずみ対応への要求が緩和されるため、これらの回路の設計においてはより消費電流を抑えた設計が可能となる。なお、LPF901〜904の後にレベルを調整するための利得可変アンプを配置してもよい。

ここまで、周波数変換ブロック102の具体的実施例について述べた。次に周波数変換ブロック102で変換された3つのバンドのアナログ複素ベースバンド信号をデジタル信号に変換するデータサンプリングブロック107の構成例について説明する。

（データサンプリングブロック107の構成例）
図13は、データサンプリングブロック107の構成例を示すブロック図である。なお、実際にはI信号とQ信号用に2系統必要だが図ではI信号のみを示している。I信号とQ信号の両者とも以下に述べる制御方法は同じである。

図13の構成例では、切替スイッチ103は、バンド1，2，3のそれぞれの入力に対して設けられたアナログスイッチ1301〜1303を含む。３つのアナログスイッチ1301〜1303は、このうちの1つがONし、他の2つがOFFするように制御回路106によって制御される。これにより、バンド1，2及び3に対応した3つの入力信号のうち1つが排他的に（選択的に）ADコンバータ104に供給される。ADコンバータ 104のサンプリング周波数は、制御回路106から入力される制御信号に応じて変更される。分配回路105によるデジタル出力の分離の仕方も、制御回路106から入力される制御信号に応じて変更される。

次に図13の構成例における制御方法について述べる。まず、周波数ホッピングを伴う通常のUWB信号を受信する際について説明する。図14は、3つのバンドが周期的に切り替わるホッピングパターンの時の制御例を示す。図14(A)に示すように3つのバンドの信号は時間的に重なり合わないので、アナログスイッチ1301〜1303はホッピングパターンにあわせて所望の信号が到達したときにそのパスを接続すればよい。バンド1がCNTL(1)によって制御されるスイッチ1301に、バンド2がCNTL(2) によって制御されるスイッチ1302に、バンド3がCNTL(3) によって制御されるスイッチ1303に対応しているとすると、対応する信号が存在するタイミングでスイッチ1301、1302、1303の順番でONするようにスイッチの制御信号CNTL(1),(2)及び(3)を生成すればよい。例えば、図14(B)〜（D）に示すように、バンド1の信号が到達する期間中は、アナログスイッチ1301をONさせるために制御信号CTRL(1)がHighとなり、アナログスイッチ1302及び1303をOFFさせるために制御信号CTRL(2)及びCTRL(3)がLowとなる。

一方ADコンバータ104のサンプリングクロックは、変換する信号のナイキスト周波数以上であればよい。すなわちUWBではナイキスト周波数が264 MHzなのでサンプリング周波数は528 MHz以上とすればよい。ADコンバータ104は、図14(E)に示すサンプリングクロック波形がHighとなるタイミングごとにサンプリングを行う。ADコンバータ104のデジタル出力（図14（F））は、３つのバンドの信号が重なり合うことなく順にサンプリングクロックに対して何サイクルか遅れて出力される。図14（F）では、矢印で示したように、デジタルデータは、サンプリングクロックより1クロック遅れて出力される。なお、実際にはビット数に応じてDATA線は複数存在するが図14(F)では一本のみ示している。データが一本にまとまって順次出力されるので、分配回路105はわざわざ分離する必要はない。つまり、分配回路105は、ADコンバータ104のシリアルデータ出力を常にいずれか1つの端子（例えば図13のデータ出力(1)の端子）に出力すればよい。分配回路105から出力されるデータのデジタル復調処理を実行するUWBデジタルベースバンド信号処理回路（不図示）には、周波数ホッピング型の通常の回路(例えば図19のADコンバータ出力に接続されるベースバンド回路)と同じものがそのまま利用できる。

次に、図15(A)に示すようにバンド1，2及び3の全帯域フルに使う帯域拡張型UWBの場合の制御例について述べる。ADコンバータ104のサンプリング周波数は、バンドグループのナイキスト周波数の3倍以上となるよう設定すればよい。具体的には、通常のＵＷＢの最低サンプリング周波数528 MHz の3倍である1584MHz以上とすればよい。アナログスイッチ 1301〜1303は、図15(B)〜(D)に示すように、サンプリング周波数の3分の１に設定され且つ1パルスずつ互いに位相が異なる制制御信号CNTL(1),(2)及び(3)に応じて、順番に周期的にONする。ADコンバータ104の出力は、1584MHzのクロックに同期して出力されるので、3つのバンドのデータは混じって出力されることになる。よって、ADコンバータ104の後段に配置された分配回路106が、3バンドの信号を分離するために出力データを3並列に展開すればよい。3並列化後の出力データのクロックはADコンバータ104のサンプリング周波数の3分の1になるが、それぞれの元の信号はナイキスト周波数がサンプリング周波数の3分の1で処理されているので信号処理上は問題がない。なお、図15（F）〜（H）に示すように、3並列化後のデータDATA(1)、(2)及び(3)は、サンプリングクロックに対して数クロック遅れて、3つのデータのエッジが揃うように出力される。

3並列化された後の出力データ(DATA(1),(2),(3))のそれぞれのデータ形式は、通常のUWBの出力データ形式と一致する。したがって、3並列化された後の各出力データのデジタル復調処理を実行するUWBデジタルベースバンド信号処理回路（不図示）には、周波数ホッピング型の通常の回路(例えば図19のADコンバータ出力に接続されるベースバンド回路)と同じものがそのまま利用できる。例えば、３つのデジタル復調回路を並列に配置し、帯域拡張型のUWB信号の受信処理では、これら３つのデジタル復調回路を動作させればよい。

次にこれまで説明した制御方法を実行するための制御回路106の具体的構成例を図17で説明する。制御回路106に入力される信号は、モード切替信号、周波数ホッピングパターン信号、及びクロック信号である。モード切替信号は、周波数ホッピングを伴う通常のUWBか3バンドを同時に使用する帯域拡張型のUWBかを指定するための信号である。ホッピングパターン信号は、通信モードの指定が通常のUWBであるときにスイッチ1301〜1304の開閉タイミングを指定するための信号である。ホッピングパターン信号は、たとえば図14(B)〜(D)に示した制御信号CNTL(1)、(2)及び(3)である。なお、このホッピングパターン信号は上位のベースバンド処理回路（不図示）でUWBの規定にしたがい受信信号から生成すればよい。制御回路106に入力されるクロック信号はADコンバータ104に供給するサンプリングクロックである。したがって、制御回路106に入力されるクロック信号の周波数は、サンプリングの最高周波数に設定すればく、例えば、528 MHz帯域で3バンド同時受信の場合は1584MHzとすればよい。

以上に述べた入力信号を元にして、制御回路106は、入力切替スイッチ1301を制御する制御信号、ADコンバータ104のサンプリングクロック信号、分配回路105へ供給するモード切替信号を生成する。

制御回路106が有する3分周回路1701は、クロック信号(1584MHz)を3分周した信号を生成する。セレクタ1703は、で1584MHzのクロック信号と3分周された528MHzのクロック信号とをモード切替信号に対応させて切り替え、ADコンバータ104のサンプリングクロックとして出力する。より、具体的に述べると、通信モードが周波数ホッピングを伴う通常のUWBであるときに、3分周された528MHzのクロック信号がADコンバータ104のサンプリングクロックとされる。また、3分周回路1701の出力は分配回路105のデータ制御用のクロックとして出力される。

カウンタ1704は、制御回路106に入力される1584MHzのクロック信号に対して、3パルス毎に1パルスだけを残す間引き処理を行い、図15(B)〜(D)に示した制御信号CTRL(1)、(2)及び(3)を生成する。セレクタ1702は、カウンタ1704により生成される制御信号とホッピングパターン信号のいずれかをモード選択信号に応じて選択し、切替スイッチ103の制御信号として出力する。セレクタ1702の出力信号は、分配回路105における分離したデータの出力先となるデータ出力端子の切替タイミングの基準としても使われる。

モード切替信号は、そのまま分配回路106へも供給される。分配回路106は、モード切替信号が通常のUWBを示していれば、ADコンバータ104の出力をそのまま一つの出力ポートに出力する。一方、モード切替信号が帯域拡張型のUWBを示していれば、分配回路106は、3倍速でサンプリングされたデータを3並列に変換して３つのデータ出力端子に出力する。

ところで、制御回路106は、マイクロプロセッサ等のコンピュータに制御プログラムを実行させることによっても実現可能である。制御プログラムは、様々な種類の記憶媒体に格納することが可能であり、また、通信媒体を介して伝達されることが可能である。ここで、記憶媒体には、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ、ＲＯＭカートリッジ、バッテリバックアップ付きＲＡＭメモリカートリッジ、フラッシュメモリカートリッジ、不揮発性ＲＡＭカートリッジ等が含まれる。また、通信媒体には、電話回線等の有線通信媒体、マイクロ波回線等の無線通信媒体等が含まれ、インターネットも含まれる。

なお、以上に説明した本発明の実施の形態にかかるUWB受信機は、図16(A)〜(C)に示すような２つのバンドを同時に使ってかつホッピングするいずれの場合も、同時に使用されるバンドが１バンドのみである通常UWBと共通フォーマットのデジタル受信データ出力を得ることができる。このデータフォーマットの変換は、切替スイッチ103の開閉の制御、ADコンバータ104のサンプリング周波数の制御、分配回路105のデータ出力先の制御を制御回路106で変更することで対応可能である。

例えば、図16 (B)は常に同一の2バンドを利用するパターンである。この場合、1バンドのナイキスト周波数で決まる最低サンプリング周波数の2倍のサンプリング周波数でADコンバータ104を駆動し、分配回路105が2回に1回間引く処理を行って2つのデータ出力端子に出力すればよい。また、制御のパターンを増やさないために、3バンドを同時利用するときと同じ3倍のサンプリング周波数で切替スイッチ103、ADコンバータ104及び分配回路105を動作させてもよい。また、周波数ホッピングを伴う通常のUWBにおいても3バンド同時利用するときと同じ3倍のサンプリング周波数でADコンバータ104を動作させてもよい。この場合、図示しないデジタルベースバンド信号処理回路（不図示）が正しく復調できたか否かによって各バンドにデータが存在するかどうかを判断すればよい。これにより、ホッピングパターンが未知である場合にも、UWB受信機がホッピングパターンを判別して受信することができる。

本発明の実施の形態にかかるUWB受信機には以下に述べる利点がある。第１に、当該UWB受信機は、通常のホッピングタイプのUWBおよび帯域拡張型のUWBの両者に、制御回路106の制御内容を変更するだけで共通のハードウエアで対応できる。

第2に、本実施の形態は、複数バンドを同時に使用する帯域拡張型のUWB信号を受信する場合に、サンプリング後のデジタル信号を分配回路105によってバンド毎に分離し、分離後のバンド毎のデータをそれぞれの出力端子に出力する構成を示した。これにより、受信信号のデジタル信号処理を行うデジタルベースバンド信号処理回路（不図示）の処理負荷増大を抑制することができる。分配回路105の各データ出力端子のデータレートは、1バンド毎に周波数ホッピングする通常のUWBと同じ低いレートとなるためである。

第3に、本実施の形態は、従来のUWBのときは帯域拡張型のときの3分の1のサンプリング周波数でADコンバータ104を動作させる構成を示した。サンプリング周波数が低くなると消費電力が減少するタイプのADコンバータであれば消費電力を抑えることができる。また、ADコンバータ104のサンプリング周波数を可変とすることで、インフェーズ用およびクアドラチュアフェーズ用の2個のADコンバータを配置するだけでよいため、ADコンバータの占める面積を削減できる。なお、ADコンバータ104のサンプリング周波数は必ずしも変更可能でなくてもよいことは上述した通りである。

なお、周波数変換ブロック102においては処理周波数の低いフィルタ、アンプ、ミキサ部品が増えるが、一方で、GHz帯の発振回路/PLLが一つで済む。このため、処理周波数の低いフィルタ、アンプ及びミキサ部品をたとえばCMOSのプロセスで作りこむとで、周波数変換ブロック102全体で見ると省面積化および低消費電力化を図ることができる。

本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明の実施の形態にかかる受信機の構成を示す図。 UWBの周波数バンド及びバンドグループを示す図。 UWBの周波数ホッピング動作の例を示す図。図2に示すバンドグループ１に含まれるバンド１〜３を常時使う場合のバンド利用パターンを示す図。図1に示した周波数変換ブロックの原理を説明するための図。図5の回路に入力するRF信号のスペクトルを示す図。図5の回路に図6の信号を入れたときの周波数変換結果を示す図。図1に示した受信機が有する周波数変換ブロックの構成例を示す図。図1に示した受信機が有する周波数変換ブロックの他の構成例を示す図。図8の構成例での入力信号スペクトル、第1の周波数変換後の信号スペクトルを示す図。図8の構成例での第2の周波数変換直後の信号スペクトルを示す図。図8の構成例での最終出力端での信号スペクトルを示す図。図1に示した受信機が有するデータサンプリング部の具体的構成を示す図。図1に示した受信機が有するデータサンプリング部の制御方法を示す図。図1に示した受信機が有するデータサンプリング部の制御方法を示す図。図１に示した受信機によって受信が可能なホッピングパターンの例を示す図。図1に示した受信機が有する制御回路の構成例を示す図。背景技術にかかるUWB受信機の変形例を示す図。背景技術にかかるUWB受信機を示す図。背景技術にかかるUWB受信機を示す図。

符号の説明

101 ロウノイズアンプ
102 周波数変換ブロック
103 切替スイッチ
104 ADコンバータ
105 分配回路
106 制御回路
107 データサンプリングブロック
501 第1の周波数変換のためのインフェーズミキサ
502 第1の周波数変換のためのクアドラチュアフェーズミキサ
503 第2の周波数変換のためのインフェーズミキサ
504 第2の周波数変換のためのクアドラチュアフェーズミキサ
505 第2の周波数変換のためのインフェーズミキサ
506 第2の周波数変換のためのクアドラチュアフェーズミキサ
507 第1のクアドラチュアミキサ
508A、508B 第2のクアドラチュアミキサ
801 ロウパスフィルタ及び利得可変アンプを含む回路ブロック
802 ロウパスフィルタ及び利得可変アンプを含む回路ブロック
803 加算回路
804 加算回路
805 減算回路
806 減算回路
807 ロウパスフィルタと利得可変アンプ
808 ロウパスフィルタと利得可変アンプ
809 ロウパスフィルタと利得可変アンプ
103I 切替スイッチ
103Q 切替スイッチ
901 ロウパスフィルタ
902 ロウパスフィルタ
903 ロウパスフィルタ
904 ロウパスフィルタ
1301 アナログスイッチ
1302 アナログスイッチ
1303 アナログスイッチ
1701 3分周回路
1702 セレクタ
1703 セレクタ
1704 カウンタ
1801 ロウノイズアンプ
1802 周波数変換器
1803 利得可変アンプ
1804 ロウパスフィルタ（LPF：Low Pass Filter）
1805 ＡＤコンバータ
1806 バンド切替器
1807 ＰＬＬ
1808 緩衝増幅器
1809 発振器
2001 周波数バンドセレクタつきロウノイズアンプ
2002 周波数バンドセレクタつき周波数変換器
2003 加算回路

Claims

バンドグループ内の複数のバンド間でホッピングする第１の無線通信モードと、ホッピングすることなく前記バンドグループに含まれる少なくとも２つのバンドを同時使用する第２の無線通信モードとを切り替えて受信可能な無線受信機であって、
前記バンドグループ内の無線信号を入力してダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ複素ベースバンド信号をバンド毎に分離して並列に出力する周波数変換ブロックと、
前記アナログ複素ベースバンド信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するADコンバータと、
前記周波数変換ブロックから並列に出力されるバンド単位の前記アナログ複素ベースバンド信号のいずれかを前記ADコンバータに選択的に供給するスイッチ回路と、
前記ADコンバータにより生成される前記デジタル信号を複数のデータブロックに時分割し、前記複数のデータブロックの各々を複数の出力信号線群に分離出力することが可能な分配回路と、
前記スイッチ回路による信号選択の切替タイミングと、前記分配回路による前記デジタル信号の時分割の実行を、前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて変更する制御ブロックと、
を備える無線受信機。
前記分配回路は、前記第１の通信モードである場合に、前記デジタル信号を時分割することなく、前記複数の出力信号線群のうちのいずれか１つの信号線群に出力し、
前記第２の通信モードである場合に、前記デジタル信号を前記複数のデータブロックに分割して、前記複数の出力信号線群に分離出力する、請求項１に記載の無線受信機。
前記分配回路は、前記第２の通信モードである場合に、前記第2の無線通信モードで同時使用されるバンド数と同一数の出力信号線群に前記デジタル信号を分離出力する、請求項１又は２に記載の無線受信機。
前記制御ブロックは、前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて、前記ADコンバータのサンプリング周波数を変更する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の無線受信機。
前記スイッチ回路は、前記複数のバンドと同数の複数のアナログスイッチを含み、
各アナログスイッチの一方の端子は、バンド単位の前記アナログ複素ベースバンド信号を出力するための前記周波数変換部の出力端子のいずれかに接続され、
各アナログスイッチの他方は、前記ADコンバータの入力側に共通接続される、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の無線受信機。
前記第１の無線通信モードである場合に、前記制御ブロックは、
前記ADコンバータのサンプリングクロックとして、その周波数が前記複数のバンドのいずれかのナイキスト周波数の2倍以上である第１のクロック信号を生成し、
前記複数のアナログスイッチの制御用に、ホッピングパターンに合わせて前記複数のバンドのうち１つのバンドに対応するアナログスイッチのみが閉じてその他のバンドに対応するアナログスイッチが開くように動作させるための制御信号を生成し、
前記分配回路の制御用に、前記ADコンバータから出力される前記デジタル信号を１つの出力信号線群に順次出力させるための制御信号を生成し、
また、前記第2の無線通信モードである場合に、前記制御ブロックは、
前記ADコンバータのサンプリングクロックとして、その周波数が前記第2の無線通信モードで同時使用されるバンド数に前記複数のバンドのいずれかのナイキスト周波数の2倍を掛けた周波数よりも高い第２のクロックを生成し、
前記複数のアナログスイッチの制御用に、前記第2の無線通信モードで同時使用されるバンド数に相当するパルス毎に１パルスだけを残す間引き処理を前記第２のクロックに対して行うとともに、間引き処理後のクロック信号の位相を1サンプリングクロックずつずらした前記同時使用されるバンド数分の制御信号を生成し、
前記分配回路の制御用に、前記ADコンバータから出力される前記デジタル信号を、前記１つのバンドのナイキストレートに同調して、前記同時使用されるバンド数に分割して並列出力させるための制御信号を生成する、請求項５に記載の無線受信機。
前記周波数変換ブロックは、第１の周波数変換回路、第２の周波数変換回路及びアナログ機能回路を含み、
第1の周波数変換回路は、前記バンドグループの中心周波数に一致するローカル信号を用いて第１の周波数変換を行う第1のクアドラチュアミキサを含み、
第2の周波数変換回路は、前記複数のバンドの全数から１を減じた数の複数の第2のクアドラチュアミキサを含み、
前記複数の第2のクアドラチュアミキサの各々は、前記第１の周波数変換後の前記複数のバンドのうちいずれかの中心周波数に一致するローカル信号を用いて第２の周波数変換を行い、
前記アナログ機能回路は、前記複数の第2のクアドラチュアミキサの各出力同士を加算または減算し、
前記周波数変換ブロックから並列に出力されるバンド単位の前記アナログ複素ベースバンド信号は、前記第1のクアドラチュアミキサの出力信号及び前記アナログ機能回路の出力信号を含む、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の無線受信機。
前記周波数変換ブロックは、
前記第１の周波数変換後の前記バンドグループの帯域を通過させ帯域外を抑圧する第1のロウパスフィルタ、及び前記第１の周波数変換後の信号レベルを調整する第1の利得可変増幅器を含み、前記第1の周波数変換回路の出力側に配置された第１の回路ブロックと、
前記第１の周波数変換後の前記バンドグループに含まれる所定のバンドの帯域を通過させ帯域外を抑圧する第2のロウパスフィルタ、及び信号レベルを調整する第2の利得可変増幅器を含み、前記第１の回路ブロックの後段にカスケードに配置された第２の回路ブロックと、
前記第2の周波数変換後の前記バンドグループに含まれる所定のバンドの帯域を通過させ帯域外を抑圧する第3のロウパスフィルタ、及び信号レベルを調整する第3の利得可変増幅器を含み、前記複数の第2の周波数変換回路の出力側に配置された第３の回路ブロックと、
を含む、請求項７に記載の無線受信機。
バンドグループ内の複数のバンド間でホッピングする第１の無線通信モードの無線信号と、ホッピングすることなく前記バンドグループに含まれる少なくとも２つのバンドを同時使用する第２の無線通信モードの無線信号とを切り替えて受信可能な無線受信機の制御方法であって、
前記無線受信機は、
前記バンドグループ内の無線信号を入力してダウンコンバートし、ダウンコンバート後のアナログ複素ベースバンド信号をバンド毎に分離して並列に出力する周波数変換ブロックと、
前記アナログ複素ベースバンド信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するADコンバータと、
前記周波数変換ブロックから並列に出力されるバンド単位の前記アナログ複素ベースバンド信号のいずれかを前記ADコンバータに選択的に供給するスイッチ回路と、
前記ADコンバータにより生成される前記デジタル信号を複数のデータブロックに時分割し、前記複数のデータブロックの各々を複数の出力信号線群に分離出力することが可能な分配回路と、
前記スイッチ回路による信号選択の切替タイミングと、前記分配回路による前記デジタル信号の時分割の実行を、前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて変更する制御ブロックとを備え、
前記制御方法は、
前記スイッチ回路による信号選択の切替タイミングと、前記分配回路による前記デジタル信号の時分割の実行を、前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて変更するステップを備える、
無線受信機の制御方法。
前記第１の通信モードである場合に、前記デジタル信号を時分割することなく、前記複数の出力信号線群のうちのいずれか１つの信号線群に出力するよう前記分配回路を制御し、
前記第２の通信モードである場合に、前記デジタル信号を前記複数のデータブロックに分割して、前記複数の出力信号線群に分離出力するよう前記分配回路を制御する、請求項９に記載の制御方法。
前記第２の通信モードである場合に、前記第2の無線通信モードで同時使用されるバンド数と同一数の出力信号線群に前記デジタル信号を分離出力するよう前記分配回路を制御する、請求項９又は１０に記載の制御方法。
前記第１及び第２の通信モードの切り替えに応じて、前記ADコンバータのサンプリング周波数を変更するステップをさらに備える、請求項９乃至１１のいずれか１項に記載の制御方法。