JP2007507967A - マルチキャリアｏｆｄｍｕｗｂ通信システム - Google Patents

Abstract

伝送帯域の複数のサブバンドは、そうでない場合に単一のサブバンドのみを占有するＯＦＤＭ信号によって連続的に占有されている。ＯＦＤＭシンボルを生成するステップ（３０９）と、前記ＯＦＤＭシンボルを変換してＯＦＤＭ信号を生成するステップ（３１１）と、前記ＯＦＤＭ信号をアップサンプリングして、アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号を生成するステップ（３２１）と、前記アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号に擬似ランダムコードを適用して、符号化されたＯＦＤＭ信号を生成するステップ（３２３）と、前記符号化されたＯＦＤＭ信号を上方変換して、無線周波数信号を生成するステップ（３１７）とが含まれている。代替的には、前記ＯＦＤＭ信号を上方変換して無線周波数信号を生成するステップが含まれ、前記無線周波数信号は、約３２００ＭＨｚから約３７００ＭＨｚまでのサブバンドと、約４０００ＭＨｚから約４２００ＭＨｚまでのサブバンドと、約４２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでとのサブバンドのうちの複数のものを占有する。他の実施例において、Ｎ個の連続的で同一のＯＦＤＭシンボルのシーケンスを生成するステップも含んでも良い。

Description

本発明は、広帯域ＲＦ通信システムに関し、より詳細には、超広帯域（ＵＷＢ）通信システムに関する。

超広帯域信号は、ＦＣＣレポート及びオーダ０２−４８によって規定されている条件の下、２００２年２月より米国において合法的なものになっている。即ち、ＵＷＢ信号は、３．１ＧＨｚから１０．７ＧＨｚまでの帯域において−４１．２ｄＢｍ／ＭＨｚよりも大きいパワースペクトル密度によって伝送されてはならない。他の場所においては、前記パワースペクトルは、既存のサービスを更に保護するために更に減少すらされなければならない。前記パワースペクトルの制限は、パワースペクトル密度として指定されているので、送信パワーは帯域幅に比例し、従って、経済的で実現可能な制約においてできるだけ広い帯域幅を占有し、これにより可能なリンク範囲を最大化することが望ましい。しかしながら、キャリア周波数に伴って増加するＲＦ経路損失と、半導体デバイスの増加する雑音指数とにより、初期の興味は、３．１−４．９ＧＨｚのスペクトルの活用に集中された。

ＵＷＢに対する２つの競合する規格の提案が現れており、即ち、一方はモトローラによって識別されており、他方は、マルチバンドＯＦＤＭアライアンス（ＭＢＯＡ）と称される企業の連合によって識別されている。ＭＢＯＡ−ＯＦＤＭ（以下「ＭＢ−ＯＦＤＭ」）システムは、８０２．１１ａ及び８０２．１１ｇ用の既存のワイヤレスＬＡＮの概念を色濃く受け継いでいる。ＯＦＤＭ信号は１２８個のサブキャリアから成っている。これらのキャリアは５２８ＭＨｚを占有し、従って、サブキャリア間隔は４．１２５ＭＨｚである。前記サブキャリア間隔が４．１２５ＭＨｚであるので、従って、ＯＦＤＭシンボル長は、１／４．１２５ｅ６＝２４２．４２ｎｓであるはずである。シンボル間干渉を考慮するには、シンボル長（６０．６ｎｓ）の１／４のゼロエネルギのプレフィックスが、より伝統的な循環プレフィックスの代わりに利用される。最後に、５サンプルのガード期間（９．４７ｎｓ）が付加される。合計のＯＦＤＭシンボル長は、３１２．５ｎｓである。

１２８個のサブキャリアのうち、５個がバンドエッジにおいてヌルに設定され、この結果、実際の占有帯域幅は、わずか５０７．３７５ＭＨｚである（認可されている（mandated）５００ＭＨｚよりもわずかに広い）。更に、１２８個のサブキャリアのうちの１００個のみが情報を担っているものであり、他のものは、パイロット、ユーザ定義又はヌルのいずれかである。１００個の情報を担っているトーンがＱＰＳＫ変調を担っており、従って各々が２ビット、即ちＯＦＤＭシンボルごとに２００ビットを供給する。従って、合計の総情報レートは、（２００／３１２．５ｅ−９）、又は６４０Ｍｂｐｓである。チャネル符号化の冗長性が考慮に入れられた後、最大の保護されているデータレートは４８０Ｍｂｐｓ（３／４レートコード）である。

上述したようにＯＦＤＭの単純な使用の結果、単に５００ＭＨｚに渡ってスペクトルが占有され、これは、５ＧＨｚよりも低い利用可能なＵＷＢスペクトルの３分の１よりも小さい。伝送されるパワーは、前記占有される帯域幅に比例しているため、このことに対処しないと、利用可能な範囲に対する深刻な影響を有する。ＭＢ−ＯＦＤＭ仕様は、３バンドホッピングスキームを使用しており、この結果、帯域幅の３倍の増大を実現する。採用されている方法は、連続のＯＦＤＭシンボルが、長さ６の予め規定されているホッピングシーケンスに従って、異なる帯域において伝送されるというものである。これらのホッピングシーケンスは、非協調ピコネットの間の衝突を最小化するように設計されており、時間周波数インターリーブ（ＴＦＩ）コードと呼ばれている。例示的なシーケンスは、{１、２、３、１、２、３}、{３、２、１、３、２、１}、{１、１、２、２、３、３}等を含み、各指数は、特定の５２８ＭＨｚ周波数帯域を表わしている。

以下の表は、５３．３から４８０ＭｂｐｓまでのＰＨＹ−ＳＡＰデータレートが、基本６４０Ｍｂｐｓの符号化されていないビットレートからどのようにして得られるかを示している。

冗長性を導入する３つの仕組みは、
１．１／３、１１／３２、１／２、５／８及び３／４のレートによる畳み込み符号化
２．因数１／２を導入する、ＩＦＦＴへの共役対称入力、及び
３．時間拡散（完全なＯＦＤＭシンボルが、異なる周波数において繰り返され得る）、
ある。

これら３つの技術の全ては、以下の段落に簡単に記載されている。

畳み込み符号化 − ６４状態の畳み込みエンコーダは、１／３レートのマザーコードを作成するように３つの多項式によって使用されている。出力のパンクチャは、前記冗長性を減少することによって符号化レートを適応化するのに使用される。種々のパンクチャパターンが、ＭＢ−ＯＦＤＭ仕様に従って指定されたレートを得るように使用される。前記受信機において、ヴィタビ（Viterbi）デコーダによって処理される前に、パンクチャされた出力ビットの代わりにゼロを挿入することにより、デパンクチャが実施される。

ＩＦＦＴへの共役対称入力 − ２つの複素指数関数の等しくかつ反対の角周波数及び複素共役係数の和は、以下のように示されることができる。

上述の数学的同一性によって証明されたように、対応する時間シーケンス（前記ＩＦＦＴの結果）は、それぞれ|ａ＋ｂｊ|及び角（ａ＋ｊｂ）によって規定される振幅及び位相のコサイン波の整数個のサイクルを表わすので、これにより実数にされる。

この原理の、ＭＢ−ＯＦＤＭ送信機における使用は、以下の通りである。１２８ｐｔのＩＦＦＴにおいて割り当てられた１００個の複素ＱＰＳＫシンボルが存在する。最初、これらのうちの５０個のみが正の周波数に対応するＱＰＳＫシンボルによって満たされており、残りの５０個は、複素共役演算によって負の周波数ビンにコピーされる。±ｆ_ｓ／２及び直流に対応するＦＦＴビンは、４つの他のナルトーンに沿ってゼロに設定されている。前記ＩＦＦＴの結果は、完全に実数であることが保証されており、ハードウェアの簡略化は、前記送信機において実現されることができる（直交上方変換の実のアームが実現される必要があるのみであり、前記ＩＦＦＴ内の所定の算術演算が取り除かれることができる）。

時間拡散 − ５３．３、５５、８０、１０６．７、１１０、１６０及び２００Ｍｂｐｓのデータレートの場合、時間ドメイン拡散演算は、２の拡散率によって実施される。前記時間ドメイン拡散演算は、２つのＯＦＤＭシンボルに渡る同じ情報の伝送から構成されている。これら２つのＯＦＤＭシンボルは、周波数ダイバーシティを得るように、異なるサブバンドに渡って伝送される。例えば、前記デバイスが時間周波数コード［１ ２ ３ １ ２ ３］を使用している場合、第１ＯＦＤＭシンボルにおける情報はサブバンド１及び２において繰り返され、第２ＯＦＤＭシンボルにおける情報はサブバンド３及び１において繰り返され、第３ＯＦＤＭシンボルにおける情報はサブバンド２及び３において繰り返される。

既知のＭＢ−ＯＦＤＭ ＵＷＢ送信機のブロック図が、図１に示されている。入力データは、最初にスクランブルをかけられ（ブロック１０１）、次いで、エンコードされ（ブロック１０３、１０５）、次いでデータシンボルに形成され、最後にＯＦＤＭシンボルに形成される（ブロック１０７、１０９）。周波数ドメインＯＦＤＭシンボルは、次いで、ベースバンドの時間ドメイン信号（ブロック１１１、１１３）に変換され、アンテナ１１９に供給されるＲＦ時間ドメイン信号（ブロック１１５、１１７）に上方変換される。ブロック１０７（ＩＦＦＴ）における、上述で説明したようなパイロットトーンの挿入とガード間隔及び循環プレフィックスの付加とに留意されたい。更に、ブロック１１５における、上述で説明したような時間周波数コードの適用に留意されたい。

既知のＭＢ−ＯＦＤＭ ＵＷＢ受信機のブロック図が、図２に示されている。前記受信機は、Ｉブランチ２１０及びＱブランチ２２０を含むＲＦフロントエンド２３０を有する直交受信機である。ブロック２４０において、ＦＦＴが、受信された時間ドメイン信号を周波数ドメインＯＦＤＭシンボルに変換し戻すように実施され、同時に、同期化が実施され、前記循環プレフィックスが削除される。ブロック２５１は、周波数ドメインの等化を担っており、例えば、各複素周波数ドメイン信号のサンプルを対応する周波数ドメインチャネル推定によって除算することによって、達成されることができる。最良の結果を出すには、プリアンブルから最初に得られるキャリア位相推定が、バースト進行としてトラッキングアルゴリズム（ブロック２５３）によって周期的に更新されなければならない。ブロック２０７、２０３及び２０１は、ブロック１０７、１０３及び１０１の逆演算を実施する。

上述のＭＢ−ＯＦＤＭの取り組みにおいて、ＴＦＩコードの前記のようなコースに渡る前記信号の平均のＰＤＳは、ＦＣＣの要件を満たしているが、前記平均が計算される時間間隔が短縮されるため、前記要件の厳密な遵守は達成されていないという議論がなされ得る。従って、厳密な規則の遵守を達成するとともに、前記ＭＢ−ＯＦＤＭの取り組み方の利点を保持する代替的な取り組み方に対する必要性が、存在する。

本発明は、一般に、伝送帯域の複数のサブバンドが、そうでない場合に単一のサブバンドのみを占有するＯＦＤＭ信号によって連続的に占有されている、通信方法を提供する。一実施例によれば、ＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、前記ＯＦＤＭシンボルを変換してＯＦＤＭ信号を生成するステップと、前記ＯＦＤＭ信号をアップサンプリングして、アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号を生成するステップと、前記アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号に擬似ランダムコードを適用して、符号化されたＯＦＤＭ信号を生成するステップと、前記符号化されたＯＦＤＭ信号を上方変換して、無線周波数信号を生成するステップとが含まれている。他の実施例によれば、ＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、前記ＯＦＤＭシンボルを変換してＯＦＤＭ信号を生成するステップと、符号化された前記ＯＦＤＭ信号を上方変換して無線周波数信号を生成するステップとが含まれ、前記無線周波数信号は、約３２００ＭＨｚから約３７００ＭＨｚまでの第１サブバンドサブバンドと、約４０００ＭＨｚから約４２００ＭＨｚまでの第２サブバンドと、約４２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでの第３サブバンドとのうちの複数のものを占有する。更に他の実施例によれば、Ｎ個の連続する同一のＯＦＤＭシンボルのシーケンスを生成するステップと、前記ＯＦＤＭシンボルを変換して対応するＯＦＤＭ信号を生成するステップと、符号化された前記ＯＦＤＭ信号を上方変換して無線周波数信号を生成するステップとが含まれており、前記無線周波数信号は、伝送帯域のＮ個のサブバンドを占有する。

本発明は、添付図面と共に以下の記載により更に完全に理解されることができるであろう。

ＵＷＢ伝送用に提案されているスペクトル内の非常に低いＰＳＤを要求しているＦＣＣの規則のために、伝送範囲を最大化するための戦略は、全体の伝送パワーを最大化するように、できるだけ広い帯域幅を占有することである。ＵＷＢシステムの難題は、極端に高価なハードウェアの複雑性を伴うことなく、非常に広い帯域幅を占有することにある。本発明は、この必要性に取り組む。

図３を参照すると、本発明の一実施例による変形された直接シーケンスＯＦＤＭ送信機のブロック図が示されている。ブロック３０１、３０３、３０５、３０７、３０９、３１１及び３１３は、図１における対応するブロックと実質的に同じ態様で動作する。しかしながら、図１の送信機とは異なり、図３の送信機において、ＯＦＤＭシンボルは、ブロック３２１において、Ｎ倍でアップサンプリングされる。得られるアップサンプリングされた信号は、次いで、ブロック３２３及び３２５によってＰＮシーケンスを乗算される。結果として、ブロック３１３によって生成されるベースバンド信号は、広い帯域幅を占有する。この大きい帯域幅の占有によって、図１の既知のＴＦＩコードが取り除かれることができる。その代わり、単一の周波数の局部発振器３５０が、前記信号を無線周波数に上方変換するのに使用される。模範的な実施例においては、約＿の周波数を有する局部発振器が使用されることができる。得られるＲＦ信号は、約３２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでの帯域幅のほぼ全てを占有する。

図３の送信機において、前記ＩＦＦＴの出力における各複素サンプルは、長さＮの符号シーケンスと取り替えられる。伝送される符号シーケンスの振幅及び位相は、前記送信機からの対応する複素サンプルによって決定される。例えば、既知のＭＢ−ＯＦＤＭ
ＵＷＢの提案の長さ３のホッピングシーケンスは、４以上の長さのチップシーケンスに交替されることができる。

図３の送信機によって生成される前記ＲＦ信号を受信する受信機のブロック図が、図４に示されている。前記受信機のＲＦフロントエンド４３０は、図２のＲＦフロントエンドとほぼ同じ態様で動作する。ブロック３４０、３５１及び３５３と、ブロック３０７、３０３及び３０１も、図２の対応するブロックとほぼ同じ態様で動作する。しかしながら、図２の受信機とは異なり、図４の受信機は、それぞれＩ及びＱ経路におけるデジタル相関器４５０Ｉ及び４５０Ｑを含んでいる。これらの相関器は、ｎ個の連続的なサンプルを構成的に組み合わせ、これらを総和する前に、個々のＰＮチップの極性に関して適切に補正する。このことは、前記受信機において適用される帯域幅拡張に等しい帯域幅圧縮と、ｎ倍だけ増加されたＳＮＲとの両方を生じる。相関関係に使用される前記ＰＮシーケンスの位相は、前記プリアンブルの末尾に予め配されている値に設定され、この結果、この既知の開始点から数えることにより、送信機及び受信機の両方が、前記受信機内の検索アルゴリズムを必要とせずに、同期化されることができる。

アナログ相関器を使用する受信機が、図５に示されている。

図４及び５のシステムにおいて、前記ＯＦＤＭシンボルの長さ及び拡散利得の選択の間で、トレードオフがなされることができる。前記送信機における前記ＩＦＦＴの出力は、更なる拡張（即ち、＞５００ＭＨｚ）を伴わずにＵＷＢ信号として適格であるように、十分に広帯域である場合、ＦＤＭＡのフォールバックモードは、前記送信機における前記ＰＮシーケンスをただフリーズすることにより、得られる。この種類の演算は、非常に至近距離における複数のピコネットに対して便利である。ＦＤＭＡモードは、ワイヤレスＵＳＢの幾つかの場合にあるように、リンク距離が問題でない場合において使用されることもできる。他の場合において、長い拡散コードの使用によって補償されている（５００ＭＨｚよりも低い帯域幅を占有する）長いＯＦＤＭシンボルの使用を考慮するのが、更に有利であり得る。この種類の演算は、特に、低いデータレートのモードの場合、魅力的である。例えば、４の拡散率及び３１２．５ｎｓのＯＦＤＭシンボル長の代わりに、８の拡散率及び６２５ｎｓのＯＦＤＭシンボル長が使用されても良い。

図４及び５のシステムの利点は、前記ＦＦＴの複雑性が、例えば、図１及び２のシステムと比較して、変更されずに残ることができることにある。前記送信機における拡散及び前記受信機における逆拡散（despreading）の処理は、理想的なシステムにおいてサンプルを変更されないままにすることができるはずである。この取り組み方の原理的に不利な点は、マルチパスチャネルにおいて、複数の相関器が、所望の性能を得るのに十分なエネルギを集める及び組み合わせるために必要とされ得ることである。その代わり、１つの「チップ」期間の長さを超えるいかなる遅延拡散も、前記ＰＮシーケンスによってスクランブルをかけられ、後続のＯＦＤＭ処理に対するノイズとして現れる。従って、実際のシステムにおいて、相関器の集合は、推定されたチャネルタップの重みの複素共役によって規定されている出力に供給された複素タップの重みと共に使用されなければならない。同じ手順が、ＵＷＢ用に提案されているものを含む従来型のＣＤＭＡ受信機において使用され、ＲＡＫＥ受信機として広く知られている。

広い帯域幅を占有するためのベースバンド処理の間に手段をとる代わりに、上方変換の間に手段をとることもできる。１つの取り組み方は、ＤＡＣのエイリアシングの振る舞いを利用することである。図１を参照すると、ブロック１１３は、典型的には、アンチエイリアシングフィルタを含んでいる又はアンチエイリアシングフィルタが後続している。指定されている帯域幅を占有するのが望ましく、前記アンチエイリアシングフィルタは、前記帯域幅内のエイリアス構成要素を通過するように変形されることもできる。更なるより直接的な取り組み方は、前記ベースバンド信号を、櫛状の連続的に存在するキャリアと混合することである。前記のような送信機のブロック図が、図６に示されている。図１の送信機と比較すると、ブロック１１５がＴＦＩコードを生成しており、図６においては、マルチトーン生成器６１５が使用されている。結果として、同一のＯＦＤＭシンボルが、前記マルチトーン生成器によって生成される周波数を有する各サブバンドにコピーされる。

様々な受信機オプションが、図６の送信機によって生成される前記信号を受信するのに使用されることができ、異なる複雑性及び費用の解決策を可能にする。図７を参照すると、１つのオプションは、例えば、最良のプリアンブルの受信を与えるサブバンドを選択するように、ただ１つのサブバンドを受信することである。前記のような取り組み方は、選択ダイバーシティとして記載されることができる。図２の受信機と比較して、図７の受信機においては、予め規定されている周波数のホッピングは、生じない。前記ＦＦＴの複雑性は、同じように残る。更に、前記サブバンドの１つにおける狭帯域干渉は、この態様で回避されることができる。

図８を参照すると、他のオプションは、アナログフロントエンドにおける種々のサブバンドからの複製のＯＦＤＭシンボルを、（非コヒーレントに）一緒に組み合わせ、効率的に、前記種々のサブバンドを単一のサブバンドに折りたたむ。このことは、異なる画像が互いの最上部に折り重なることを可能にすることにより、若しくは各々必要とされる下方変換に対するＬＯ及び明示的なミキサ（explicit mixer）を設けることにより、又は前記のような２つのものの組み合わせにより、なされることができる。この取り組み方において、送信エネルギの全てが回復されるが、達成されるＳ／Ｎ比は、前記サブバンドがコヒーレントに組み合わされる場合に得られるＳ／Ｎ比に劣るものである。

図９を参照すると、他のオプションは、前記ＦＦＴに後続して、繰り返されるＯＦＤＭシンボルをコヒーレントに組み合わせることである。このコヒーレントな組み合わせは、ブロック９６０において実施される。この取り組み方において、サブバンドを組み合わせる最大比が使用されることができ、各サブバンドは、付加的な組み合わせよりも前に、前記サブバンドに対応する、推定されたタップの重みの複素共役によって乗算される。広帯域の前記受信機は、単一のサブバンドに対するサンプルレートの２倍又は３倍（例えば、５２８ＭＨｚの２倍又は３倍）のベースバンドサンプルレートのものであることができるはずである。対応するＦＦＴの大きさは、単一のサブバンドに対する大きさの２倍又は３倍（例えば、２５６ポイント又は３８４ポイント）である。一般に、図９において示されているように、
１．ローパスフィルタ２１１、２２１の帯域幅は、単一のサブバンドに必要とされる帯域幅のＮ倍であり、
２．Ａ／Ｄコンバータ２１３、２２３のサンプルレートは、単一のサブバンドに必要とされるサンプルレートのＮ倍であり、
３．前記ＦＦＴの大きさは、単一のサブバンドに必要とされるもののＮ倍である。

全ての３つのサブバンドが使用されている場合、図９の装置は、拡散利得を効率的に３倍にする、即ち前記信号の幾つかの様々なバージョンのコヒーレントな組み合わせであって、これらの各々は、補正されていないノイズの影響を受け、この結果、前記ＳＮＲは、組み合わされた前記信号のコピーの数として、同じ比（前記拡散利得）だけ改善される。しかしながら、この改善は、特に、前記ＦＦＴの大きさが関係している限り、大幅に大きい複雑性のコストになる。

この複雑性を低減するように、時間及び周波数拡散の組み合わせが使用されることもできる。図１０（図１０ａ、１０ｂ及び１０ｃを含んでいる）を参照すると、時間周波数拡散が示されている。図１０ａは、拡散のない状態を示している。単一のサブバンドが、一度に使用され、伝送される各ＯＦＤＭシンボルは、異なる。図１０ｂにおいては、２ｘ拡散が使用されている。同じＯＦＤＭシンボルが、同時に２つの異なるサブバンドにおいて伝送されている。各サブバンド内で、特定のＯＦＤＭシンボルは、２回連続的に伝送されている。図１０ｃにおいては、３ｘ拡散が使用されている。同じＯＦＤＭシンボルが、同時に３つの異なるサブバンドにおいて伝送されている。各サブバンド内で、特定のＯＦＤＭシンボルは、３回連続的に伝送されている。特定のＯＦＤＭシンボルが連続的に伝送される数は、一度に使用されるサブバンドの数と同じであることに留意されたい。従って、この種類の拡散は、二乗（square）時間周波数拡散と称されることができる。

図１１を参照すると、既存のＭＢ−ＯＦＤＭ提案と矛盾のない、変形された拡散手法の例が、示されている。５３．３Ｍｂ／ｓから２００Ｍｂ／ｓまでのデータレートの場合、既存のＭＢ−ＯＦＤＭの提案は、２の時間拡散率（ＴＦＳ）を提供する。これらのデータレートの場合、二乗時間周波数拡散が、２の対応する周波数拡散率を導入することによって、達成されることができる。５３．３Ｍｂ／ｓ及び１０６．７Ｍｂ／ｓのデータレートの場合、前記ＴＦＳを２から３まで増加し、同時に符号化レートを１／３から１／２に変化させることにより、３の周波数拡散率が可能にされることもできる。これらの変化の正味の効果は、同じデータレートを保持することにある。

二乗時間周波数拡散を使用することにより、２つ又は３つのサブバンドを、信号処理要件を増加させることなく連続的に占有することができる。図１２を参照すると、ＮｘＮの時間周波数拡散を使用している信号を受信する受信機の一部のブロック図が示されている。複素Ｉ、Ｑサンプルは、Ｎ段バッファ１２１０においてバッファされる。前記Ｎ段バッファは、前記サブバンドの全てに対して、Ｎ個の連続的な同一のＯＦＤＭシンボルの等価なものを記憶する。次いで、Ｎ個の連続的なＯＦＤＭシンボルを単一のＯＦＤＭシンボルに組み合わせる、完全な重複加算（overlap add）の演算が実施される（１２２１）。前記信号の数のスケーリングは情報コンテンツを変更せず、特に、使用される前記変調は、ＱＰＳＫであり、位相値に対してのみ感度が高いので、加算は十分である。ここまでは、図９の場合におけるように、必要とされるＦＦＴの大きさは、既存のＭＢ−ＯＦＤＭ提案の下に必要とされるもののＮ倍である。この点で、ブロック１２２３において、周波数のかなりの減少（decimation）（既知の信号処理技術）が、データをＮ個のグループ１２３０に形成するのに使用され、各グループは、必要とされるＦＦＴが既存の提案の下で必要とされるものと同じであるような、大きさのものである。シーケンサ１２４１は、同一のハードウェア１２４３が、時間シーケンスの仕方でＮ（１ｘ）ＦＦＴを実施することを可能にするように使用される。前記シーケンサへの新しい入力は、Ｎ個のＯＦＤＭシンボル期間ごとに利用可能なものになる。前記シーケンサは、ＯＦＤＭシンボル期間ごとに１つの１ｘＦＦＴに対してデータを出力する。

当業者であれば、本発明は、本発明の精神及び本質的な特徴から逸脱することなく、他の特定の形態で具現化されることもできると分かるであろう。従って、本記載は、全ての点において、限定的なものではなく説明されているものであると考慮される。本発明の範囲は、上述の記載ではなく添付請求項によって示されているが、本発明と等価なものの意義及び範囲における全ての変更が、前記本発明の範囲内にある。

既知のＭＢ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 既知のＭＢ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 本発明の一実施例による変形された直接シーケンスＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 本発明の一実施例によるデジタル相関器を使用する模範的な受信機アーキテクチャのブロック図である。 本発明の一実施例によるアナログ相関器を使用する例示的な受信機アーキテクチャのブロック図である。 本発明の他の実施例による変形されたＭＢ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。 本発明の他の実施例による模範的な受信機アーキテクチャのブロック図である。 本発明の更なる実施例による模範的な受信機アーキテクチャのブロック図である。 本発明の更に他の実施例による模範的な受信機アーキテクチャのブロック図である。 ＯＦＤＭシンボルの二乗時間周波数拡散を示している説明図である。 ＯＦＤＭシンボルの二乗時間周波数拡散を示している説明図である。 ＯＦＤＭシンボルの二乗時間周波数拡散を示している説明図である。 変形された拡散スキームの第４の例を説明している表である。 二乗時間周波数拡散を使用してＯＦＤＭ信号を受信する変形された受信機のブロック図である。

Claims (14)

1. ＯＦＤＭシンボルを生成するステップと、前記ＯＦＤＭシンボルを変換してＯＦＤＭ信号を生成するステップと、約３２００ＭＨｚから約１０３００ＭＨｚまでの伝送帯域内の複数のサブバンドを占有する無線周波数信号であって、各サブバンドが約５００ＭＨｚの帯域幅を有している無線周波数信号を生成するように前記ＯＦＤＭ信号を処理するステップとを有する通信方法。
2. 前記ＯＦＤＭ信号を処理するステップが、前記ＯＦＤＭ信号をアップサンプリングして、アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号を生成するステップと、前記アップサンプリングされたＯＦＤＭ信号に擬似ランダムコードを適用して、符号化されたＯＦＤＭ信号を生成するステップと、前記符号化されたＯＦＤＭ信号を上方変換して、無線周波数信号を生成するステップとを含んでいる、請求項１に記載の通信方法。
3. 前記無線周波数信号が、約３２００ＭＨｚから約３７００ＭＨｚまでの第１サブバンドと、約４０００ＭＨｚから約４２００ＭＨｚまでの第２サブバンドと、約４２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでの第３サブバンドとのうちの複数のものを占有する、請求項１に記載の通信方法。
4. 前記ＯＦＤＭ信号を処理するステップが、前記ＯＦＤＭ信号を上方変換して、無線周波数信号を生成するステップを含み、前記無線周波数信号は、約３２００ＭＨｚから約３７００ＭＨｚまでの第１サブバンドと、約４０００ＭＨｚから約４２００ＭＨｚまでの第２サブバンドと、約４２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでの第３サブバンドとのうちの複数のものを占有する、請求項１に記載の通信方法。
5. Ｎ個の連続する同一のＯＦＤＭシンボルのシーケンスを生成するステップと、前記ＯＦＤＭシンボルを変換して、対応するＯＦＤＭ信号を生成するステップとを有し、前記ＯＦＤＭ信号を処理するステップが、前記符号化されたＯＦＤＭ信号を上方変換して、前記伝送帯域のＮ個のサブバンドを占有する無線周波数信号を生成するステップを有する、請求項１に記載の通信方法。
6. ― 約１５００ＭＨｚの伝送帯域幅における複数のサブバンドを占有する通信信号であって、各サブバンドが約５００ＭＨｚの帯域幅を有している通信の信号を処理する手段と；
   ― ＯＦＤＭシンボルを処理する手段であって、
   ― ＯＦＤＭ信号を生成するようにＯＦＤＭシンボルを変換する逆変換手段であって、前記信号を処理する手段が、前記ＯＦＤＭ信号を処理して無線周波数信号を生成する、逆変換手段と、
   ― ＯＦＤＭシンボルを生成するようにＯＦＤＭ信号を変換する順方向変換手段であって、前記信号を処理する手段が、ベースバンド信号を処理して前記ＯＦＤＭ信号を生成する、順方向変換手段と、
   の少なくとも一方を含んでいる前記ＯＦＤＭ信号を処理する手段と；
   を含んでいる無線通信システム。
7. 前記無線周波数信号が、約３２００ＭＨｚから約３７００ＭＨｚまでの第１サブバンドと、約４０００ＭＨｚから約４２００ＭＨｚまでの第２サブバンドと、約４２００ＭＨｚから約４８００ＭＨｚまでの第３サブバンドとのうちの複数のものを占有する、請求項６に記載の無線通信システム。
8. ― ＯＦＤＭ信号を変換してＯＦＤＭシンボルを生成する順方向変換手段であって、前記信号を処理する手段が、ベースバンド信号を処理して前記ＯＦＤＭ信号を生成する、順方向変換手段と；
   ― 前記複数のサブバンドの部分集合を選択して、前記ベースバンド信号を生成するように該サブバンドの部分集合において前記無線周波数を受け取る手段と；
   を有する請求項６に記載の無線通信システム。
9. ― ＯＦＤＭ信号を変換してＯＦＤＭシンボルを生成する順方向変換手段であって、前記信号を処理する手段が、ベースバンド信号を処理して前記ＯＦＤＭ信号を生成する、順方向変換手段と；
   ― 複数のサブバンドにおいて前記無線周波数信号を受け取り、前記ベースバンド信号を生成するように、前記複数のサブバンドからの信号を非コヒーレントに組み合わせる手段と；
   を有する、請求項６に記載の無線通信システム。
10. ― ＯＦＤＭ信号を変換してＯＦＤＭシンボルを生成する順方向変換手段であって、前記信号を処理する手段が、ベースバンド信号を処理して前記ＯＦＤＭ信号を生成する、順方向変換手段と；
    ― 前記ベースバンド信号を生成するように、単一のサブバンドにおける前記無線周波数信号をサンプリングするサンプリングレートに比べて比較的高いサンプリングレートで、複数のサブバンドにおいて前記無線周波数信号をサンプリングする手段と；
    を有し、前記順方向変換手段によって変換される前記ＯＦＤＭ信号は複素値の列ベクトルであり、該列ベクトルは単一のサブバンドを表わす大きさと比べて比較的大きい大きさである、請求項６に記載の無線通信システム。
11. 前記列ベクトルを複数の小さい列ベクトルに分解し、該複数の小さい列ベクトルを、時間的に順次、前記順方向変換手段に供給する、請求項１０に記載の無線通信システム。
12. 前記小さい列ベクトルの数が、前記複数のサブバンドの数に等しい、請求項１１に記載の無線通信システム。
13. 少なくとも１つのモードの動作の間、各ＯＦＤＭシンボルがＮ個の同一のＯＦＤＭシンボルのシーケンスの一部として発生するように、ＯＦＤＭシンボルを繰り返す手段を有する、請求項６に記載の無線通信システム。
14. Ｎは前記複数のサブバンドの数に等しい、請求項１３に記載の無線通信システム。

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