KR20060097114A - 시그날링 방법 및 무선 통신 시스템 - Google Patents

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찰스 라젤
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 OFDM 신호가 오직 단일 하위 대역만을 점유하지 않고, 송신 대역의 다수의 하위 대역들이 OFDM 신호에 의해 연속적으로 점유되는 시그날링 방법을 제공한다. 이 방법은 OFDM 심볼을 생성하는 단계(309)와, 상기 OFDM 심볼을 변환하여 OFDM 신호를 생성하는 단계(311)와, 상기 OFDM 신호를 업샘플링하여서 업샘플링된 OFDM 신호를 생성하는 단계(321)와, 의사 랜덤 코드를 상기 업샘플링된 OFDM 신호에 인가하여서 코딩된 OFDM 신호를 생성하는 단계(323)와, 상기 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계(317)를 포함한다. 이와 달리, 이 방법은 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 무선 주파수 신호는 약 3200 MHz 내지 약 3700 MHz의 제 1 하위 대역, 약 4000 MHz 내지 약 4200 MHz의 제 2 하위 대역, 약 4200 MHz 내지 약 4800 MHz의 제 3 하위 대역 중 다수의 하위 대역을 점유한다. 다른 실시예에서, 이 방법은 N 개의 연속하는 동일한 OFDM 심볼들의 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

Description

시그날링 방법 및 무선 통신 시스템{MULTI-CARRIER OFDM UWB COMMUNICATIONS SYSTEMS}
본 발명은 광대역 RF 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 초광대역(UWB) 통신 시스템에 관한 것이다.
초광대역 신호는 FCC Report and order 02-48에 의해 규정된 조건 하에서 2002년 2월 이후로 미국에서 합법화되었다. 간략하게 말하자면, UWB 신호는 3.1 GHz 내지 10.7 GHz 대역에서 -41.2 dBm/MHz 이상의 전력 스펙트럼 밀도로 전송되어서는 안 된다. 다른 경우로서, 전력은 기존의 서비스를 보호하기 위해서 더 감소될 수 있어야 한다. 이 전력 한계치는 전력 스펙트럼 밀도로서 지정되기 때문에, 송신 전력은 대역폭에 비례하고 따라서 목표는 경제적 제약 사항 및 구현 가능성 제약 사항 내에서 가능한 한 많은 대역폭을 점유하여서 가능한 링크 범위를 최대화하는 것이다. 그러나, 반송 주파수에 대해서 RF 경로 손실이 증가할 뿐만 아니라 반도체 디바이스의 잡음 수치도 증가하기 때문에, 초기 연구 사항은 3.1 내지 4.9 GHz로부터의 스펙트럼을 이용하는 것에 집중되어 있다.
UWB을 위한 2 가지 유력한 규격이 제안되었으며 하나는 모토롤라와 관계되며 나머지는 MBOA(Multiband OFDM Alliace)로 지칭되는 회사 연합체와 관련된다. MBOA-OFDM(이하, MB-OFDM이라함) 시스템은 802.11a 및 802.11g을 위한 기존의 무선 LAN 개념을 많이 차용하고 있다. 이 OFDM 신호는 128 개의 하위 반송파로 구성된다. 이 반송파들은 528 MHz을 가지며 이로써 하위 반송파 이격 정도는 4.125 MHz이다. 이 반송파 이격이 4.125 MHz이므로, OFDM 심볼 길이는 1/4.125e6 = 242.42ns이어야 한다. 심볼간 간섭을 허용하기 위해서, 심볼 길이의 1/4(60.6ns)의 제로 에너지 프리픽스(zero-energy prefix)가 보다 통상적인 주기적 프리픽스 대신에 사용된다. 마지막으로, 5 개의 샘플의 가드 기간(guard period)(9.47ns)이 부가된다. 총 OFDM 심볼 길이는 312.5ns이다.
128 개의 하위 반송파 중에서, 5 개가 대역 에지에서 널(null) 상태로 설정되고 이로써 실제 점유된 대역폭은 오직 507.375 MHz(지정된 500 MHz보다 근소하게 큼)이다. 또한, 128 개의 하위 반송파 중 오직 100 개만이 정보를 보유하고 있으며, 나머지는 파일럿 신호, 사용자 규정 신호 또는 널 신호이다. 100 개의 정보 함유 톤(tone)이 QPSK 변조를 반송하며 이로써 각각 2 비트를 제공하거나 OFDM 심볼당 200 비트를 제공한다. 총 정보 레이트는 따라서 200/312.5e-9 이거나 640Mbps이다. 채널 코딩 리던던시가 고려되면, 최대 보호된 데이터 레이트는 480Mbps(3/4 레이트 코드)이다.
상술한 바와 같이, OFDM을 평이하게 사용하면 500 MHz 보다 약간 많은 대역폭을 갖는 점유된 스펙트럼이 산출되어서 이 스펙트럼은 5 GHz 이하에서 가용한 UWB 스펙트럼의 1/3 보다 작다. 전송된 전력이 점유된 대역폭에 비례하기 때문에, 이러한 문제를 처리하지 못해서 가용 범위가 심각한 영향을 받게 된다. MB OFDM 사양은 대역폭에서 3 배 증가를 실현하기 위해서 3 대역 호핑 기술을 사용한다. 이 방법으로 인해서 연속하는 OFDM 심볼이 길이 6의 사전규정된 호핑 시퀀스에 따라서 상이한 대역에 전송된다. 이 호핑 시퀀스는 조화되지 않은 피코넷들 간의 충돌을 최소화하도록 설계되며 TFI(Time-Frequency Interleaving) 코드로 지칭된다. 예시적인 시퀀스는 {1,2,3,1,2,3}, {3,2,1,3,2,1}, {1,1,2,2,3,3} 등을 포함하며, 여기서 각 인덱스는 특정 528 MHz 주파수 대역을 나타낸다.
다음의 표는 53.3 내지 480 Mbps의 PHY-SAP 데이터 레이트가 기본 640 Mbps의 코딩되지 않은 비트 레이트로부터 유도되는 방식을 나타낸다.
Figure 112006022565213-PCT00001
리던던시를 도입하는 3 가지 메카니즘은 다음과 같다.
1. 레이트 1/3, 11/32, 1/2, 5/8 및 3/4로의 길쌈 코딩
2. 1/2의 계수를 도입하는 IFFT로의 켤레 대칭 입력
3. 완벽한 OFDM 심볼이 상이한 주파수 상에서 반복되어야 하는 타임 스프레 딩.
이 모든 3 기술들이 다음 단락에서 간략하게 설명된다.
길쌈 코딩 : 64 상태 길쌈 인코더는 3 개의 다항식과 함께 사용되어서 1/3 레이트 마더 코드(mother code)를 생성하다. 출력의 펑처링(puncturing)이 사용되어서 리던던시를 감소시킴으로써 코드 레이트를 적응시킨다. 상이한 펑처링 패턴이 사용되어서 MB-OFDM 사양에 따라서 특정된 레이트를 획득한다. 수신기에서, 비터비 디코더에 의해 처리되기 이전에, 펑처링된 비트 대신에 제로를 입력함으로써 디펑처링(depuncturing)이 수행된다.
IFFT로의 켤레 대칭 입력 : 2 개의 복소수 지수의 동일한 각 주파수 및 반대되는 각 주파수 및 복소수 켤레 계수의 합이 다음과 같이 표시된다.
Figure 112006022565213-PCT00002
이로써, 대응하는 시간 시퀀스(IFFT의 결과)가 실수가 되는데, 이는 이 시퀀스가 위의 수학적 항등식에 의해서 증명된 바와 같이, 각기 ┃a+bi┃ 및 각(a+bj)에 의해 규정된 위상 및 진폭의 코사인 파의 정수개의 사이클을 나타내기 때문이다.
MB-OFDM 송신기에서 이러한 원칙을 사용하는 것은 다음과 같다. 128 pt IFFT 내에 할당된 100 개의 복소수 QPSK 심볼이 존재한다. 초기에, 이들 중 오직 50 개 만이 포지티브 주파수에 대응하는 QPSK 심볼으로 채워지며, 나머지 50 개는 네거티브 주파수 빈으로 복사되지만 복소수 켤레 연상을 받는다. d.c 및 ± fs/2 에 대응하는 FFT 빈은 4 개의 다른 널 톤(null tone)과 함께 제로로 설정된다. IFFT의 결과가 전체적으로 실수가 되도록 보장되기 때문에, 하드웨어 단순화가 송신기에서 실현될 수 있다(오직 직교 상향 변환의 실수 암(real arm)만이 실현될 필요가 있으며, IFFT 내의 소정의 산술 연산은 제거될 수 있다).
타임 스프레딩 : 53.3, 55, 80, 106.7, 110, 160 및 200 Mbp의 데이터 레이트의 대해서, 타임 도메인 스프레딩 연산이 스프레딩 계수 2로 수행된다. 타임 도메인 스프레딩 연산은 2 개의 OFDM 심볼들에 걸쳐서 동일한 정보를 전송하는 단계로 구성된다. 이 2 개의 OFDM 심볼은 주파수 다이버시티를 획득하기 위해서 상이한 하위 대역을 걸쳐서 전송된다. 가령, 디바이스가 타임 주파수 코드 [1 2 3 1 2 3]을 사용하면, 제 1 OFDM 심볼 내의 정보는 하위 대역 1 및 2 상에서 반복되고, 제 2 OFDM 심볼 내의 정보는 하위 대역 3 및 1 상에서 반복되고, 제 3 OFDM 심볼 내의 정보는 하위 대역 2 및 3 상에서 반복된다.
알려진 MB-OFDM UWB 송신기의 블록도가 도 1에 도시된다. 입력 데이터가 먼저 스크램블링되고(블록 10), 이어서 인코딩되고(블록 103,105), 이어서 데이터 심볼로 형성되며 마지막으로 OFDM 심볼로 형성된다(블록 107,109). 주파수 도메인 OFDM 심볼이 이어서 베이스밴드 타임 도메인 신호로 변형되고(블록 111,113), 안테나(119)로 인가되는 RF 타임 도메인 신호로 업변환된다(블록 115,117). 블 록(107)(IFFT)에서 이전에 설명된 바와 같은 주기적 프리픽스 및 가드 인터벌의 가산 및 파일럿 톤의 삽입을 주목하라. 또한, 블록(115)에서 이전에 설명된 바와 같은 타임 주파수 코드의 인가를 주목하라.
알려진 MB-OFDM UWB 수신기의 블록도가 도 2에 도시되어 있다. 이 수신기는 I 브랜치(210) 및 Q 브랜치(220)를 포함하는 RF 프론트 엔드(230)를 갖는 직교 수신기이다. 블록(240)에서, FFT가 수행되어서 수신된 타임 도메인 신호를 주파수 도메인 OFDM 심볼로 변환한다. 이와 동시에, 동기화가 수행되고 주기적 프리픽스가 제거된다. 블록(251)은 가령 각 복소수 주파수 도메인 신호 샘플을 대응하는 주파수 도메인 채널 추정치로 분할함으로써 성취될 수 있는 주파수 도메인 균등화를 감당한다. 최선의 결과를 위해서 서두에서 초기에 획득된 반송파 위상 추정치는 버스트가 진행함에 따라서 추적 알고리즘에 의해서 주기적으로 갱신되어야 한다(블록 235). 블록(207,203,201)은 블록(107,103,101)의 역 연산을 수행한다.
전술한 MB-OFDM 방식에서, TFI 코드의 과정에 걸친 신호의 평균 PDS가 FCD 요구 수준을 만족할지라도, 평균이 계산되는 기간이 짧아지면, 상기 요구 수준에 대한 엄격한 일치가 충족되지 않는 문제가 발생한다. 그러므로, MB-OFDM 방식의 장점을 보유하면서 엄격한 규칙 순응성을 성취하는 다른 방식이 필요하다.
전반적으로, 본 발명은 OFDM 신호가 오직 단일 하위 대역만을 점유하지 않고, 송신 대역의 다수의 하위 대역들이 OFDM 신호에 의해 연속적으로 점유되는 시그날링 방법을 제공한다. 일 실시예에 따라서, 이 방법은 OFDM 심볼을 생성하는 단계와, 상기 OFDM 심볼을 변환하여 OFDM 신호를 생성하는 단계와, 상기 OFDM 신호를 업샘플링하여서 업샘플링된 OFDM 신호를 생성하는 단계와, 의사 랜덤 코드를 상기 업샘플링된 OFDM 신호에 인가하여서 코딩된 OFDM 신호를 생성하는 단계와, 상기 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 다른 실시예에서, 이 방법은 OFDM 심볼을 생성하는 단계와, 상기 OFDM 심볼을 변환하여 OFDM 신호를 생성하는 단계와, 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 무선 주파수 신호는 약 3200 MHz 내지 약 3700 MHz의 제 1 하위 대역, 약 4000 MHz 내지 약 4200 MHz의 제 2 하위 대역, 약 4200 MHz 내지 약 4800 MHz의 제 3 하위 대역 중 다수의 하위 대역을 점유한다. 또 다른 실시예에서, 이 방법은 N 개의 연속하는 동일한 OFDM 심볼들의 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 OFDM 심볼을 변환하여서 대응하는 OFDM 신호를 변형하는 단계와, 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 무선 주파수 신호는 전송 대역의 N 개의 하위 대역을 점유한다.
본 발명은 이제 첨부 도면을 참조하여 다음의 상세한 설명 부분을 참조하면 완전하게 이해될 것이다.
도 1은 알려진 OFDM 송신기의 블록도,
도 2는 알려진 OFDM 수신기의 블록도,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수정된 직접 시퀀스 OFDM 송신기의 블록도,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 상관기를 사용하는 예시적인 수신기 아키텍처의 블록도,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 상관기를 사용하는 예시적인 수신기 아키텍처의 블록도,
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 수정된 MB-OFDM 송신기의 블록도,
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 예시적인 수신기 아키텍처의 블록도,
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 예시적인 수신기 아키텍처의 블록도,
도 9는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 예시적인 수신기 아키텍처의 블록도,
도 10은 OFDM 심볼의 정방형 타임 주파수 스프레딩을 도시하는 설명도,
도 11은 수정된 스프레딩 방식의 실시예를 제안하는 표,
도 12는 정방형 타임 주파수 스프레딩을 사용하여 OFDM 신호를 수신하는 수정된 수신기의 블록도.
UWB 송신을 위해서 제안된 스펙트럼 내에서 매우 낮은 PSD를 지정하는 FCC 규칙으로 인해서, 전송 범위를 최대화하기 위한 전략은 총 전송 전력을 최대화하기 위해서 가능한 많은 대역폭을 점유하는 것이다. UWB 시스템의 과제는 하드웨어 복잡성을 높이지 않으면서 매우 큰 대역폭을 점유하는 것이다. 본 발명은 이러한 과제를 처리한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수정된 직접 시퀀스 OFDM 송신기를 도시한다. 블록(301,303,305,307,309,311,313)은 도 1에 대응되는 블록과 실질적으로 동일한 방식으로 동작한다. 그러나, 도 1의 송신기와는 달리, 도 3의 송신기에서는, OFDM 블록이 블록(321)에서 N 배 만큼 업샘플링된다. 결과적으로 생성된 업샘플링된 신호는 블록(323,325)에서 PN 시퀀스에 의해서 승산된다. 이로써, 블록(313)에서 생성된 기저대역 신호는 보다 큰 대역폭을 점유한다. 이러한 보다 큰 대역폭 점유도로 인해서 도 1의 알려진 TFI 코드가 필요없게 된다. 이 대신에, 단일 주파수 국부 발진기(350)가 사용되어서 신호를 RF로 업변환한다. 예시적인 실시예에서, 약 _ 주파수를 갖는 국부 발진기가 사용될 수 있다. 이로써, 생성된 RF 신호는 약 3200 MHz 내지 약 4800 MHz의 대역폭 모두를 실질적으로 점유한다.
도 3의 송신기에서, IFFT의 출력에서의 각 복소수 샘플은 길이 N의 코드 시퀀스로 대체된다. 전송된 코드 시퀀스의 크기 및 위상은 송신기로부터의 대응하는 복소수 샘플로부터 결정된다. 가령, 알려진 MB-OFDM UWB 사양의 길이 3 호핑 시퀀스는 길이 4 이상의 칩 시퀀스에 의해 대체될 수 있다.
도 3의 송신기에 의해 생성된 RF 신호를 수신하는 수신기의 블록도가 도 4에 도시되어 있다. 수신기의 RF 프론트 엔드(430)는 도 2의 RF 프론트 엔드와 실질적으로 동일한 방식으로 동작한다. 또한, 블록(340,351,353,307,303,301)은 도 2의 대응하는 블록과 실질적으로 동일한 방식으로 동작한다. 그러나, 도 2의 수신기와는 달리, 도 4의 수신기는 각기 I 경로 및 Q 경로에서 디지털 상관기(450I,450Q)를 포함한다. 이 상관기는 n 개의 연속 샘플을 구성적으로 결합하며 이들을 합산하기 이전에 개별 PN 칩의 극성에 대한 적합한 보정을 수행한다. 이로써, 수신기에 인가된 대역폭 확장과 동일한 대역폭 압축이 생성되며 n 배만큼 SNR이 증가한다. 상관에 사용된 PN 시퀀스의 위상은 프리앰블의 말단부에서 사전 정리된 값으로 설정되며 이로써 이 알려진 시작점으로부터 카운트함으로써 송신기 및 수신기 모두가 수신기에서 탐색 알고리즘을 수행할 필요 없이 동기화될 수 있다.
아날로그 상관기를 사용하는 수신기가 도 5에 도시된다.
도 4 및 도 5의 시스템에서, 스프레딩 이득의 선택과 OFDM 심볼의 길이 간의 절충이 이루어질 수 있다. 송신기 내의 IFFT의 출력은 다른 스프레딩 없이도 UWB 신호로서의 충분하게 양호한 품질로 되기에 광대역이 된다면(즉, 500 MHz 보다 크다면), FDMA 폭 백 모드(fall-back mode)가 송신기 내의 PN 시퀀스를 간단하게 프리징함으로써 획득될 수 있다. 이러한 타입의 동작은 매우 근접하게 존재하는 다수의 피코넷에 있어서 유용하다. FDMA가 또한 링크 거리가 문제가 되지 않는 가령 무선 USB의 몇몇 경우과 같은 경우에 사용될 수 있다. 다른 경우에, 보다 긴 스프레딩 코드의 사용에 의해 보상되는, (500 MHz보다 낮은 대역폭을 점유하는) 보다 긴 OFDM 심볼의 사용을 고려하는 것이 보다 유리할 수 있다. 이러한 타입의 동작은 저 데이터 레이트 모드의 경우에 특히 유리하다. 가령, 312.5 ns의 OFDM 심볼 길이 및 4의 스프레딩 계수 대신에, 625 ns의 OFDM 심볼 길이 및 8의 스프레딩 계수가 사용될 수 있다.
도 4 및 도 5의 시스템의 이점은 FFT 복잡성이 가령 도 1 및 도 2의 시스템에 비해서 변경되지 않은 상태로 유지된다는 것이다. 송신기에서의 스프레딩 및 수신기에서의 디스프레딩의 프로세스는 이상적인 시스템에서는 샘플들이 변경되지 않은 상태로 유지되게 해야 한다. 이러한 방식의 주요 단점은 다중 경로 채널에서 다수의 상관기가 목표 성능을 얻기 위해서 충분한 에너지를 수집 및 결합해야 한다는 것이다. 실제로, 단일 칩 기간의 길이를 넘어선 임의의 지연 스프레드는 PN 시퀀스에 의해서 스크램블링되고 후속하는 OFDM 처리에 있어서 노이즈로 나타난다. 그러므로, 실제 시스템에서, 상관기 세트가 추정된 채널 탭 웨이트(tap weight)의 복소수 켤레에 의해 규정된 출력으로 인가되는 복소수 탭 웨이트와 함께 사용될 수 있다. 이러한 절차는 UWB에 대해서 제안된 것들을 포함하는 통상적인 CDMA 시스템에서 사용되며 RAKE 수신기로서 광범위하게 알려져 있다.
광대역폭을 점유하기 위한 조치를 기저 대역 처리 동안 수행하는 대신에, 업변환 동안 수행될 수 있다. 이러한 방식은 DAC의 위신호 행동을 이용할 수 있다. 도 1에서, 블록(113)은 통상적으로 위신호 방지 필터를 포함하거나 이에 선행한다. 특정 대역폭을 점유하기 원하는 경우에, 위신호 방지 필터는 그 대역폭 내에서 위신호 성분을 통과하도록 수정될 수 있다. 보다 직접적인 방식은 연속하는 현재의 반송파의 콤(comb)과 기저 대역 신호를 혼합하는 것이다. 이러한 송신기의 블록도가 도 6에 도시되어 있다. 블록(115)이 TFI 코드를 생성하는 도 1의 송신기에 비해서, 도 6에서는, 다중 톤 생성기(615)가 사용된다. 이로써, 동일한 OFDM 심볼은 다중 톤 생성기에 의해 생성된 주파수를 갖는 각 하위 대역으로 복사된다.
다양한 수신기 옵션은 상이한 복잡성 및 비용의 해법을 제공하는 도 6의 송신기에 의해 생성된 신호를 수신하는데 사용될 수 있다. 도 7에서, 한가지 옵션은 가령 최선의 프리앰블 수신을 제공하는 하위 대역을 선택하는 것과 같이 오직 하나의 하위 대역만을 선택하는 것이다. 이러한 방식은 선택 다이버시티로서 기술된다. 도 2의 수신기에 비해서, 도 7의 수신기에서, 어떠한 소정의 주파수 호핑도 발생하지 않는다. FFT의 복잡성은 동일하게 유지된다. 또한, 하위 대역 중 하나에서의 협대역 간섭이 이러한 방식으로 방지될 수 있다.
도 8에서, 다른 옵션은 아날로그 프론트 엔드 내부의 상이한 하위 대역으로부터 복사된 OFDM 심볼들을 서로(비간섭적으로 :non-coherently) 결합하고 상이한 하위 대역들을 단일 하위 대역으로 효과적으로 폴딩하는 것이다. 이는 상이한 이미지들이 서로의 상부 상에 폴딩되게 함으로써 또는 각 요구된 다운 변환에 명시된 믹서 및 LO을 제공하거나 이들의 조합에 의해서 수행될 수 있다. 이러한 방식에서, 모든 송신 에너지는 복구되지만 성취된 SNR은 가간섭적으로 하위 대역들이 결합되는 경우에 획득되는 SNR보다 열등하다.
도 9에서, 다른 옵션은 FFT를 따르는 반복된 OFDM 심볼들을 가간섭적으로 결합하는 것이다. 이러한 가간섭 결합은 블록(960)에서 수행된다. 이 방식에서, 하위 대역들의 최대 비율 결합이 사용될 수 있으며, 여기서 각 하위 대역은 추가 결합 이전의 하위 대역에 대응하는 추정된 탭 웨이트의 복소수 켤레에 의해 승산된다. 광대역 수신기는 단일 하위 대역에 대한 샘플 레이트의 2 배 또는 3 배의 기저 대역 샘플 레이트(가령, 528MHz의 2 배 또는 3 배)를 성취할 수 있어야 한다. 대응하는 FFT 크기는 단일 하위 대역에 대한 크기의 2 배 또는 3 배(가령, 256 포인트 또는 384 포인트)이다. 일반적으로, 다음과 같이 도 9에서 도시된 바와 같다.
1. 저역 통과 필터(211,221)의 대역폭은 단일 하위 대역에서 요구되는 대역폭의 N 배이다.
2. A/D 변환기(213,223)의 샘플 레이트는 단일 하위 대역에서 요구되는 샘플 레이트의 N 배이다.
3. FFT의 크기는 단일 하위 대역에서 요구되는 크기의 N 배이다.
모든 3 개의 하위 대역이 사용되면, 도 9의 장치는 스프레딩 이득을 효과적으로 3 배로 할 수 있다. 즉 신호의 몇 개의 다양한 버전들을 가간섭적으로 결합할 수 있으며, 각 버전은 비상관된 노이즈를 받으며, 이로써 SNR이 결합된 신호의 복사의 개수와 동일한 비율(스프레딩 이득)만큼 개선된다. 그러나, 이러한 개선은 특히 FFT의 크기가 관련된 한 복잡도가 실질적으로 더 커지게 되는 희생이 뒤따른다.
이러한 복잡도를 줄이기 위해서, 타임 및 주파수 스프레딩의 조합이 사용될 수 있다. 도 10a 및 도 10b 및 도 10c를 포함하는 도 10에서, 타임 주파수 스프레딩이 도시된다. 도 10a는 무 스프레딩을 도시한다. 단일 하위 대역이 한 번 사용되며 각 전송된 OFDM 심볼은 상이하다. 도 10b에서, 2 배 스프레딩이 사용된다. 동일한 OFDM 심볼들이 2 개의 상이한 하위 대역 내에서 동시에 송신된다. 각 하위 대역 내에서, 특정 OFDM 심볼은 2 회 연속적으로 전송된다. 도 10c에서, 3 배 스프레딩이 사용된다. 동일한 OFDM 심볼들이 3 개의 상이한 하위 대역 내에서 동시에 송신된다. 각 하위 대역 내에서, 특정 OFDM 심볼은 3 회 연속적으로 전송된다. 여기서, 특정 OFDM 심볼이 연속적으로 전송되는 회수는 1 회 사용된 하위 대역들의 개수와 동일하다. 그러므로, 이러한 스프레딩 타입은 정방형 타임 주파수 스프레딩으로 지칭된다.
도 11에서, 기존의 MB-OFDM 사양에 부합하는 수정된 스프레딩 방식의 실계가 도시된다. 53.3 Mb/s 내지 200 Mb/s의 데이터 레이트에 대해서, 기존의 MB-OFDM 사양은 2의 타임 스프레딩 계수(TFS)를 제공하였다. 이러한 데이터 레이트에 대해서, 정방형 타임 주파수 스프레딩은 2의 대응하는 주파수 스프레딩 계수를 도입함으로써 성취될 수 있다. 53.3 Mb/s 내지 106.7 Mb/s의 데이터 레이트에 대해서, 3의 주파수 스프레딩 계수는 TSF를 2에서 3으로 높이고 이와 동시에 코딩 레이트를 1/3에서 1/2로 변화시킴으로써 가능하게 될 수 있다. 이러한 변화의 최종 효과는 동일한 데이터 레이트를 유지하는 것이다.
정방형 타임 주파수 스프레딩을 사용하면, 신호 처리 요구 수준을 증가시키지 않고도 2 개 또는 3 개의 하위 대역을 연속적으로 점유할 수 있다. 도 12은 N * N 배의 주파수 스프레딩을 사용하여 신호를 수신하는 수신기의 일부의 블록도이다. 복소수 I, Q 샘플들이 N 스테이지 버퍼(1210) 내에서 버퍼링된다. N 스테이지 버퍼는 모든 하위 대역에 대해 동일한 연속하는 N 개의 OFDM 심볼의 등가 심볼을 저장한다. 이어서, 전 중첩 부가 연산이 수행되며(1221), N 개의 연속하는 OFDM 심볼이 단일 OFDM 심볼로 결합된다. 신호의 수치적 스케일링이 정보 내용을 변경하지 않기 때문에, 특히 사용된 변조가 QPSK이며 오직 위상값에만 민감하기 때문에, 가산이면 충분하다. 도 9의 경우에서처럼, 요구된 FFT의 크기는 기존의 MB-OFDM 사양에서 요구된 것보다 N 배가 크다. 이 시점에서, 블록(1223)에서, 주파수에서의 디시메이션(decimation)(알려진 신호 처리 기술)이 사용되어서 N 개의 그룹(1230)으로 데이터를 형성하며, 각 그룹의 크기는 요구된 FFT가 기존의 사양에서 요구된 것과 동일하도록 된다. 이어서, 시퀀서(1241)가 사용되어서 동일한 FFT 하드웨어(1243)가 시간 시퀀스 방식으로 N (1*) FFT를 수행하게 한다. 시퀀서로의 새로운 입력은 매 N 개의 OFDM 심볼 주기마다 가용하게 된다. 시퀀서는 매 OFDM 심볼 주기 마다 하나의 1*FFT를 위한 데이터를 출력한다.
본 기술 분야의 당업자는 본 발명이 본 발명의 범위 또는 본질적 특성 내에서 다른 특정 형태로 구현될 수 있음을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 상세한 설명 부분은 예시적으로 해석되어야지 한정적으로 해석되어서는 안 된다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서 규정되지 상술한 설명에 의해서 규정되지 않으며 본 발명의 균등 범위 내에서 속하는 모든 변경들이 본 발명 내에 포함된다.

Claims (14)

  1. 시그날링 방법으로서,
    OFDM 심볼을 생성하는 단계(609)와,
    상기 OFDM 심볼을 변환하여서 OFDM 신호를 생성하는 단계(611)와,
    약 3200 MHz 내지 약 10300 MHz의 전송 대역 내의 다수의 하위 대역 - 상기 하위 대역 각각은 약 500 MHz의 대역폭을 가짐 - 을 점유하는 무선 주파수 신호를 생성하기 위해 상기 OFDM 신호를 처리하는 단계(615,617)를 포함하는
    시그날링 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 OFDM 신호를 처리하는 단계는,
    상기 OFDM 신호를 업샘플링하여서 업샘플링된 OFDM 신호를 생성하는 단계와,
    의사 랜덤 코드를 상기 업샘플링된 OFDM 신호에 인가하여서 코딩된 OFDM 신호를 생성하는 단계와,
    상기 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    시그날링 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 주파수 신호는, 약 3200MHz 내지 약 3700 MHz의 제 1 하위 대역, 약 4000MHz 내지 약 4200 MHz의 제 2 하위 대역 및 약 4200MHz 내지 약 4800 MHz의 제 3 하위 대역 중 다수의 하위 대역을 점유하는
    시그날링 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 OFDM 신호를 처리하는 단계는 상기 OFDM 신호를 업변환하여서 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 무선 주파수 신호는 약 3200MHz 내지 약 3700 MHz의 제 1 하위 대역, 약 4000MHz 내지 약 4200 MHz의 제 2 하위 대역 및 약 4200MHz 내지 약 4800 MHz의 제 3 하위 대역 중 다수의 하위 대역을 점유하는
    시그날링 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    N 개의 연속적인 동일한 OFDM 심볼의 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 OFDM 심볼을 변환하여서 대응하는 OFDM 신호를 생성하는 단계를 포함하 며,
    상기 OFDM 신호를 처리하는 단계는 상기 코딩된 OFDM 신호를 업변환하여서 상기 전송 대역의 N 개의 하위 대역을 점유하는 무선 주파수 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    시그날링 방법.
  6. 무신 통신 시스템으로서,
    약 1500 MHz의 전송 대역폭 내의 다수의 하위 대역 - 상기 각 하위 대역은 약 500 MHz의 대역폭을 가짐 - 을 점유하는 통신 신호를 처리하는 수단과,
    OFDM 심볼을 처리하는 수단을 포함하며,
    상기 OFDM 심볼을 처리하는 수단은,
    OFDM 심볼을 변환하여 OFDM 신호를 생성하는 역방향 변환 수단(inverse transform means)(311) - 상기 수단은 상기 OFDM 신호를 처리하는 신호를 처리하여 무선 주파수 신호를 생성함 - 과,
    OFDM 신호를 변환하여 OFDM 심볼을 생성하는 순방향 변환 수단(440)─상기 수단은 기저 대역 신호를 처리하는 신호를 처리하여 상기 OFDM 신호를 생성함─중 적어도 하나를 포함하는
    무선 통신 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 무선 주파수 신호는, 약 3200 내지 약 3700 MHz의 제 1 하위 대역, 약 4000 내지 약 4200 MHz의 제 2 하위 대역 및 약 4200 내지 약 4800 MHz의 제 3 하위 대역 중 다수의 하위 대역을 점유하는
    무선 통신 시스템.
  8. 제 6 항에 있어서,
    OFDM 신호를 변환하여 OFDM 심볼을 생성하는 순방향 변환 수단 - 상기 수단은 기저 대역 신호를 처리하는 신호를 처리하여 상기 OFDM 신호를 생성함 - 과,
    상기 다수의 하위 대역의 서브세트를 선택하고 상기 하위 대역의 서브세트 내의 무선 주파수 신호를 수신하여서 상기 기저 대역 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    무선 통신 시스템.
  9. 제 6 항에 있어서,
    OFDM 신호를 변환하여 OFDM 심볼을 생성하는 순방향 변환 수단 - 상기 수단은 기저 대역 신호를 처리하는 신호를 처리하여 상기 OFDM 신호를 생성함 - 과,
    상기 다수의 하위 대역 내의 무선 주파수 신호를 수신하여서 상기 다수의 하위 대역으로부터의 신호들을 비간섭적으로(non-coherently) 결합하여서 상기 기저 대역 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    무선 통신 시스템.
  10. 제 6 항에 있어서,
    OFDM 신호를 변환하여 OFDM 심볼을 생성하는 순방향 변환 수단 - 상기 수단은 기저 대역 신호를 처리하는 신호를 처리하여 상기 OFDM 신호를 생성함 - 과,
    단일 하위 대역 내의 무선 주파수 신호를 샘플링하는 샘플링 레이트에 비해서 비교적 높은 샘플링 레이트로 상기 다수의 하위 대역 내의 무선 주파수 신호를 샘플링하여서 상기 기저 대역 신호를 생성하는 수단을 포함하며,
    상기 순방향 변환 수단에 의해서 변환된 OFDM 신호는 복소수 값들의 열 벡터이며,
    상기 열 벡터는 단일 하위 대역을 나타내는 크기에 비해서 비교적 큰 크기를 갖는
    무선 통신 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 열 벡터를 다수의 보다 작은 열 벡터로 분해하고, 적시에 순차적으로 상기 다수의 보다 작은 열 벡터를 상기 순방향 변환 수단으로 인가하는 수단을 포함하는
    무선 통신 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 보다 작은 열 벡터의 개수는 상기 다수의 하위 대역의 개수와 동일한,
    무선 통신 시스템.
  13. 제 6 항에 있어서,
    적어도 한 동작 모드 동안 각 OFDM 심볼이 N 개의 동일한 OFDM 심볼의 시퀀스의 일부로서 발생하도록 OFDM 심볼을 반복하는 수단을 포함하는,
    무선 통신 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 N은 상기 다수의 하위 대역의 개수와 동일한,
    무선 통신 시스템.
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