JP2010114717A - 通信装置及びオフセットキャンセル方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、直交復調部で受信信号に発生するＤＣオフセットを、受信信号がアナログ信号である領域において除去する手法がすでに開示されているが、アナログ領域での除去ではＤＣオフセットが残留してしまうため、デジタル領域で効果的にＤＣオフセットを除去する必要がある。
【解決手段】オフセットキャンセル部２６は、所定時間範囲の振幅の平均が零であるべき信号について振幅の平均値を算出し、前記信号から前記平均値を減算することで、前記信号に含まれるオフセットを除去する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線信号を受信する通信装置に関し、特に、ＭＢ−ＯＦＤＭ（Multiband-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信システムを利用する通信装置に関する。

無線通信の分野において、周波数選択性フェージンの影響を抑制する技術として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式が脚光を浴びている。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送する。このため、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル空間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定される。送信時には、シリアル信号を伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して得た複数のデータを各キャリアに割り当て、キャリア毎に振幅および位相の変調を行い、複数キャリアについて逆ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）変換を行う。これらの処理により、周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。受信時には、この逆の操作すなわちＦＦＴ変換を行って時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し、各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行い、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号を得る。

このＯＦＤＭ方式を採用したＵＷＢ（Ultra Wide Band）として知られるＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、３．１〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ帯域幅の１４バンドに分割し、これらを３バンドまたは２バンドに束ねた５つのバンドグループを形成する。ＯＦＤＭ信号は、時間・周波数コード（Time Frequency Code）に従い、バンドグループ内の異なる周波数帯を切り替えて、すなわち周波数ホッピングしながら送信される（非特許文献１）。

ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、送信側の搬送波の周波数をホッピングさせて切替えているので、受信側のアンテナで受信する信号の周波数も周波数のホッピングパターンに基づき変化する。このような状況において受信側で信号を受信する場合には、受信した信号が属する周波数帯の中心周波数と実質的に同一の周波数を有するローカル信号をミキサを介して掛け合わせることを行う（ミキシング）。係るミキシングにより、受信した信号の周波数帯域が搬送波の周波数を中心周波数とする周波数帯域からベースバンドの周波数帯域に変換される。この変換方式はダイレクトコンバージョン方式と言われている。ここで、本願発明の特許出願時には未公開である特許文献１には、このダイレクトコンバージョン方式を行う場合にセルフミキシングという現象が生じることが開示されている。セルフミキシングとは、局部発振器が出力するローカル信号の成分が、アンテナからの受信信号の信号経路に回りこんで、係るアンテナからの受信信号に重畳され、ミキサに入力されてしまう現象のことを言う。このセルフミキシングが発生すると、ミキサから出力される信号に不要な信号成分であるＤＣオフセットが含まれてしまう。そして係る特許文献１には、受信する信号の周波数が変化するＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、ミキサに入力するローカル信号の周波数も変化させる必要があるため、受信信号の信号経路に回りこむローカル信号の成分の量も変化し、ミキサから出力される信号に含まれるＤＣオフセットの量も変化してしまうことが開示されている。

図１８は係る特許文献１に記載された復調器の構成を示している。この特許文献１では、アンテナを介して受信した信号がアナログ信号である領域において、局部発振器が出力するローカル信号の周波数の変化に起因したＤＣオフセットの量の変化にも対応しつつ、ミキサから出力される信号のＤＣオフセットを除去することが開示されている。具体的には、ミキサから出力される差動信号のそれぞれに発生したＤＣオフセットをキャパシタに蓄積する。そしてガードインターバルにおけるホッピング周波数の切り替えに同期してキャパシタの後段のスイッチをオンさせ、差動信号線を短絡させることで差動信号として見た場合のＤＣオフセットを除去するという手法が開示されている。

また、例えば、特許文献２には、このような不要な信号成分を除去する技術が開示されている。連続受信モードおよび間欠受信モードを有する通信装置では、受信の開始及び停止を繰り返す。受信の開始されるたびに過度応答が発生する。過度応答発生時に信号を受信してベースバンド処理を行うと受信誤り率が劣化する。特許文献１の技術では、この過度応答を示すデータをあらかじめ取得して記憶部に記憶し、受信開始時に記憶部に記憶した過度応答を示すデータを用いて受信信号の波形を補正している。
特願２００７−０９６４１２ 特開２００６−８０６８９号公報 "High Rate Ultra Wideband PHY and MAC Standard", Ecma international standard ECMA-368 2nd Edition, December 2007, pp. 14-16

本願発明者は、上記特許文献１に対して以下の課題があることを見出した。特許文献１では、ローカル信号の周波数の変化に起因するＤＣオフセットの量の変化に対応しつつ、ＤＣオフセットを除去することができるとしているが、特許文献１の記載の技術では受信信号に生じたＤＣオフセットを完全に除去することができない場合が存在し、ＤＣオフセットが残留してしまう（理由は後述する）。そして、この残留したＤＣオフセットを含む信号が、増幅器で増幅された後にＡＤコンバータによってデジタル信号に変換され、ＦＦＴ（Fast Fourie Transform）などの処理が施された後、誤り訂正を行うビタビ復号などの様々なデジタル処理が施されることになる。

ここで、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、デジタル信号に変換された受信信号に対してｏｖｅｒｌａｐ−ａｎｄ−ａｄｄ（以下、本明細書では重複加算処理という）という処理を行う。これは、ある定められた時間窓に含まれる信号の先頭付近の成分に対して、係る時間窓内の信号の最後尾付近の成分を足し合わせるというものである。無線通信では信号が送信アンテナから受信アンテナに直接到達する経路だけでなく、信号が途中で反射を繰り返して受信アンテナに到達する経路も存在する（いわゆるマルチパス）。この場合、受信側のアンテナには、同一の情報を含む信号が異なるタイミングで到達することになる。反射を繰り返して受信アンテナに到達した信号は、送信アンテナから受信アンテナに直接到達した信号に比べて遅れて到達することになる。一方、受信側では、遅延した信号も受信すべき情報を含んでいるので、遅延した信号も受信対象としたほうが受信電力の点で効率がよい。しかし、受信側において、受信した信号に対してどの程度の時間窓でＦＦＴを施すかはあらかじめ定められているので、このＦＦＴを施す時間窓を超えるほど遅延した信号成分には直接ＦＦＴを施すことができない。これはあらかじめ定められたＦＦＴを施す時間窓を遅延波に合わせて引き伸ばすと、ＦＦＴを施して得られる信号の周波数が本来得るべき周波数、すなわち送信側で使用されていた信号の周波数から変動してしまうという問題が発生するからである。受信側の回路は、この本来得るべき周波数の信号に対して処理が行えるように設計されており、変動した周波数の信号については対応することができない。

しかし、信号の受信電力を考慮すると、受信信号の遅延成分も受信対象としたい。そこで、ＭＢ−ＯＦＤＭでは上記ｏｖｅｒｌａｐ−ａｎｄ−ａｄｄ、すなわち重複加算処理を行うのである。ＦＦＴを施すことができる時間窓を超えて遅延してしまった信号成分を、係る時間窓の先頭付近に含まれる信号成分に足し合わせることで、受信信号の遅延成分を含めて効率よく受信電力を稼ぐことができる。

しかし、特許文献１に記載の技術は、上述したように、状況によってはＤＣオフセットを完全に除去しきれないことがある。その理由は次の通りである。特許文献１に記載の復調器は、図１８に示したように、ローカル信号の周波数を切替えるガードインターバル期間においてキャパシタの後段のスイッチをオンし、差動信号線を短絡させることで差動信号線の間の電位差を０とする。このようにすることで、差動信号として見た場合のＤＣオフセットを除去する。一方、この特許文献１には、周波数変換部の前段にも別途スイッチが設けられている。これは、キャパシタの後段のスイッチをガードインターバル期間中にオンさせることで差動信号線間の電位差を０にするにあたって、この周波数変換部の前段のスイッチも係るガードインターバル期間中にオンさせ、キャパシタの充放電の期間に周波数変換部以降の部分にアンテナや低雑音増幅器からのノイズが入力されないようにするためである。キャパシタの充放電中にノイズ成分がキャパシタに入力されると、キャパシタが蓄積している電荷の量が変化し、ガードインターバル期間中に二つの差動信号線間の電位差を０にできなくなることを防止するためのものである。そのため、特許文献１では、まず周波数変換部の前段にあるスイッチをオンしてから、キャパシタの後段のスイッチをオンさせ、その後、差動信号線間の電位差を０とした上で、キャパシタの後段のスイッチをオフしてから、周波数変換部の前段のスイッチをオフしている。

しかし、図１８に示したキャパシタの後段のスイッチは扱う信号がベースバンド信号であるためサイズの大きいトランジスタを使用したスイッチであるが、周波数変換部の前段にあるスイッチは、高周波の信号に対応したスイッチである。高周波用のスイッチでは、サイズの小さいトランジスタを使用する必要がある。仮にサイズの大きいトランジスタを使用すれば、寄生容量の成分が増加して、広帯域の信号に対応する復調器の動作を妨げるからである。したがって、図１８の周波数変換部の前段にあるスイッチは、無視できない大きさのオン抵抗が存在し、仮に係るスイッチをオンしたとしても二つの差動信号線は完全に短絡しないことになる。そうすると、仮に係るスイッチをオンしていたとしても、周波数変換部以降の部分に対するノイズの入力を完全に防止できるわけではないことになる。スイッチがオンしている状態において無視できない大きさのオン抵抗が存在していれば、スイッチ側に流れる信号成分のほかに、周波数変換部側に流れる信号成分も生じるからである。したがって、特許文献１では、上述したように、ガードインターバル期間中においてキャパシタの後段のスイッチをオフしてから周波数変換部の前段のスイッチをオフするようにしているものの、二つの差動信号線は完全に短絡しないため、キャパシタの後段のスイッチをオンからオフに切替えた後にアンテナや低雑音増幅器からのノイズが図１８の復調器に入力された場合には係るノイズが周波数変換部以降の部分にも入力される。そうすると二つの差動信号線間の電位差が０とならずに受信すべき情報を含むシンボルの受信が開始されてしまう。以上、説明したように、特許文献１に記載の技術では、状況によっては差動信号線間の電位差を０とすることができず、ＤＣオフセットを完全に除去することができない場合が存在する。

そうすると、上述した重複加算処理の対象となる受信信号に重複加算処理の対象となる受信信号にはＤＣオフセットが残留していることになる。例えば、この状態で重複加算処理を行うと、加算対象となった信号の部分のＤＣオフセットが増加してしまうといった問題が発生する。しかもこの残留しているＤＣオフセットは、デジタル信号に変換される前に増幅器によって増幅されているので、重複加算処理によって増加するＤＣオフセットの量はより大きくならざるを得ない。もちろん、重複加算処理を施されなかった信号に対応するＤＣオフセットも増幅器によって増幅されている。残留したオフセットを除去できなければ、ＦＦＴや誤り訂正符号の復号といった後段の処理に悪影響を与える。そのため、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、アナログ領域で除去しきれなかったＤＣオフセットを、領域で適切に除去する必要がある。

そこで本発明者は、例えばＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムで見られるように、アンテナが受信する信号が、本来、所定時間範囲での振幅の平均値が零であるべき場合に着目して、受信した信号に含まれるＤＣオフセットを除去する通信装置に着想した。具体的には、本発明に係る通信装置は、所定時間範囲での振幅の平均が零であるべき第１の信号を入力し、第１の信号の所定時間範囲での振幅の平均値を算出すると共に、第２の信号を入力し、第２の信号が含む振幅の値の内、少なくとも一部から平均値を減算するオフセットキャンセル部を有することを特徴とする。本来、所定時間範囲での振幅の平均値が０であるべき信号であれば、実際に受信した信号の時間平均が示す値は、ＤＣオフセットであることを意味するため、係る平均値を受信信号から減算することでＤＣオフセットを除去することができる。この手法は、デジタル信号に対して適用できるものであるので、本発明者が認識した上記課題を解決するものである。

本発明によれば、受信した信号に含まれるＤＣオフセットを効果的に除去することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化が
なされている。各図面において同一の構成または機能を有する構成要素および相当部分には、同一の符号を付し、その説明は省略する。また、
以下の実施形態では、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式の場合を一例として説明する。

（実施形態１）
図１は、本発明に係る実施形態１の通信装置の構成例を示すブロック図である。図１では、無線回線を介して受信されたアナログ信号をデジ
タル信号に変換するまでの処理に関係する構成部分を示している。図１の通信装置は、アンテナ１、直交復調部（ＱＤＥＭ）２、ＶＧＡ（Variable-Gain Amplifier）３、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）４、重複加算部（overlap and add unit）５、オフセットキャンセル部６、ＯＦＤＭ復調部７、デジタル処理部８、ＳＥＬ９、シンボル同期部１０、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）１１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１２、及びＬＰＦ（Low Pass Filter）を備える。

まず初めに、本実施の形態において、図１の通信装置が受信するデータの構造を説明する。図２は、係るデータの構造を示している。受信するデータは、先頭から順番にプリアンブル、ヘッダ、ペイロードという三つの領域に分かれている。プリアンブルはその信号パターンが受信装置側で既知であり、受信信号との同期を取るための処理などに使用される。図１の通信装置に含まれるシンボル同期部１０が受信信号との同期をとるための処理を行う。ヘッダは、ペイロードについての情報が含まれる部分である。そしてペイロードは実際に受信すべきデータが含まれている。

図３は、プリアンブル、ヘッダ、ペイロードのそれぞれがどのような情報の単位で構成されているかを説明する図である。プリアンブル、ヘッダ、ペイロードのそれぞれは、この図３に示す情報の単位であるＯＦＤＭシンボル構成が複数、連なって形成されている。係るＯＦＤＭシンボル構成に含まれるサンプリングデータの数は規格により様々な例があるが、例えばＯＦＤＭシンボル構成の内、ＯＦＤＭシンボルの部分は１２８個のサンプリングされたデータを含む。一方、Ｚｅｒｏ−ｐａｄｄｅｄ Ｓｕｆｆｉｘの部分（ＺＰＳ区間ともいう）は３７個のサンプリングされたデータを含み、シンボル間の干渉を防ぐガードタイムとホッピングの切り替え時間に利用される。

次に、通信装置の動作の概略を説明する。送信側の通信装置から送信された信号は、アンテナ１を介して受信され、ＬＮＡ１２を介して受信信号が直交復調部２へ入力される。直交復調部２は、ダイレクトコンバージョン方式を用いて、受信信号の同相成分に対応するＩｃｈ信号と、受信信号の直交成分に対応するＱｃｈ信号に分離する。ＶＧＡ３は、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号とを所望の電圧に増幅し、ＬＰＦ１３を介してＡＤＣ４へ出力する。ＡＤＣ４は、増幅されたＩｃｈ信号とＱｃｈ信号をそれぞれ、アナログ信号からデジタル信号に変換する。重複加算部５は、送受信間の信号の伝播で生じたシンボルの遅延広がりを補正する。

オフセットキャンセル部６は、直交復調部２とＶＧＡ３の処理の間において受信信号に混入した不要な信号成分をＩｃｈ信号とＱｃｈ信号それぞれから除去する。ＯＦＤＭ復調部７は、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号とをそれぞれＯＦＤＭ復調し、デジタル処理部８は、ＯＦＤＭ復調された信号を用いてデジタル処理を行う。例えばデジタル処理部８は、誤り訂正符号の復号を行う復号部などを含む。

ここで、通信装置の各部の具体的な動作の説明に入る前に、シンボル同期部１０について説明しておく。上述したように、通信装置は、図２に示されたデータ構造の内のプリアンブルから受信を開始する。ここで、シンボル同期部１０は、アンテナを介して受信されたプリアンブルのパターンを用いて受信信号との同期をとることを行う。シンボル同期部１０が受信信号のプリアンブルを用いて受信信号との同期をとることに成功すれば、シンボル同期部１０は、例えば、どのタイミングで直交復調部２の局部発振器が出力するローカル信号の周波数を切替えればよいか、あるいは、受信信号の内のどの部分を重複加算処理の対象にすればよいか、などのタイミングを知ることができる。そしてシンボル同期部１０は図１の通信装置の、ＳＥＬ９、重複加算部５、そしてオフセットキャンセル部６、ＡＧＣ１１に、行うべき処理おこなうタイミングを通知すればよい。以下では、図１の通信装置１が含む各処理ブロックの動作のタイミングはシンボル同期部１０によって適切に制御されているものとする。

本明細書では、受信した信号を、ベースバンド信号に復調する複数の構成要素をアナログフロントエンド１４とまとめて呼ぶこともある。図１では、信号処理部は、ＬＮＡ１２、直交復調部２、ＶＧＡ３、ＬＰＦ１３、及びＡＤＣ４によって実現する例を示している。また、図１において、ＬＳＩ（Large Scale Integration）１５の範囲を明確にした。また、ＬＳＩ１５の範囲はこの図１には限らず、例えばＬＮＡをＬＳＩ外部に設けるなど、様々な場合が考えられる。

アンテナ１は、送信側の通信装置から送信されたアナログ信号を受信する。ＭＢ−ＯＦＭＤ通信システムでは、送信側から送信すべき信号に適用する搬送波が属する周波数帯域が変化する。そして係る周波数帯域の変化のパターンは、周波数ホッピングパターンとしてあらかじめ定められている。

図４を用いて、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、通信装置が受信する信号の例を説明する。図４において、横軸は時間（ｔ）、縦軸は周波数（ｆ）を示す。ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、３．１〜１０．６ＧＨｚの高周波の周波数帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ帯域幅の１４バンドに分割し、これらを３バンドまたは２バンドに束ねた５つのバンドグループを形成する。図４は、１つのバンドグループがｆ１、ｆ２、ｆ３の中心周波数を有する３つの周波数帯に分けられている例を示している。この例では、送信側で用いられる搬送波が属する周波数帯域の中心周波数がｆ１→ｆ２→ｆ３の順にサイクリックに変化する。そしてＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、例えば、図４に示したＯＦＤＭシンボル構成からなる第１のシンボルに対しては中心周波数がｆ１である帯域に属する周波数を有する搬送波を使用する。また図４に示したＯＦＤＭシンボル構成からなるシンボルであって、第１のシンボルの次に送信される第２のシンボルに対しては中心周波数がｆ２である帯域に属する周波数を有する搬送波を使用する。同様に図４に示したＯＦＤＭシンボル構成からなるシンボルであって、第２のシンボルの次に送信される第３のシンボルに対しては、中心周波数がｆ３である帯域に属する周波数を有する搬送波を使用する。

図５は、本実施の形態に係る受信装置を示す。直交復調部２は、アンテナ１が受信した信号を、高周波の信号からベースバンド信号へ変換する。直交復調部２は、搬送波の中心周波数の情報、具体的には、ｆ１、ｆ２、ｆ３のいずれであるかをＳＥＬ９から通知される。図５に本実施形態の直交復調部２の構成例を示す。なお、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいては、アンテナ１が受信する信号は、特にオフセットが含まれていない場合には、縦軸電圧、横軸時間のグラフにおいて振幅の平均値が０となるような信号である。直交復調部２は、発振器２１、ミキサ２２、２４、及び、移相器２３を備える。発振器２１は、ローカル信号を発振する。ローカル信号は、受信信号が属する周波数帯域の中心周波数と実質的に同じ周波数を有する信号であり、受信信号をベースバンド信号に変換するために用いる。発振器２１は、ＳＥＬ９から通知される信号に基づいて、ローカル信号の周波数を切り替える。ミキサ２２、２４は、受信信号と発振器２１から発信されるローカル信号とを乗算する。すなわちミキシングする。移相器２３は、ミキサ２２に出力するローカル信号の位相をπ／２移す。

ミキサ２２は、発振器２１が出力したローカル信号の位相をπ／２だけシフトさせた信号と、受信信号とをミキシングして、Ｑｃｈ信号（図５では、Ｑと表示）を出力する。一方、ミキサ２４は、発振器２１が出力したローカル信号と受信信号とをミキシングすることによって、Ｉｃｈ信号（図５では、Ｉと表示）を出力する。

直交復調部２では、ミキサ２２、２４に入力される受信信号にローカル信号が漏れ出す現象、すなわちセルフミキシングが発生する。この現象は、直交復調部２に存在する寄生容量成分によるものである。具体的には、図５を参照して、ミキサ２４の入力Ａ２とＣとの間に寄生の容量成分が存在し、ミキサ２２の入力Ａ１とＢとの間に寄生の容量成分が存在する。発振器２１から出力されるローカル信号は、高い周波数を有するので、これらの寄生容量を介して、ＣからＡ２、あるいはＢからＡ１に伝播してしまう。これは、寄生容量のインピーダンスが、０ではない有限の周波数に対して有限の値となることが原因である。そしてＣからＡ２に伝搬した信号はアンテナ１からミキサ２４に入力される信号に重畳されてミキサ２４に入力されてしまう。またＢからＡ１に伝搬した信号は、アンテナ１からミキサ２２に入力される信号と重畳されミキサ２２に入力されてしまう。この結果、アンテナ１を介してミキサ２２、２４に入力される信号には、発振器２１が出力するローカル信号が有する周波数成分が含まれてしまうことになる。

この現象を図４、図６、図７を用いて説明する。図６は、発振器２１から発信されるローカル信号が有する周波数と時間の関係を図４と対応づけて表した図である。図７は、縦軸を電力、横軸を周波数とした、受信信号についてのパワースペクトラムを模式的に示している。ｆ１、ｆ２、ｆ３のパターンで搬送波が属する周波数帯の中心周波数が変化する場合（図４）、発振器２１は、図６に表すように、搬送波の属する周波数帯域の中心周波数の変化に対応してｆ１、ｆ２、ｆ３の周波数を有するローカル信号を順番に発振する。

図７を用いて直交復調部２内で生じるセルフミキシングの様子を説明する。図７に示されたＢ１、Ｂ２、Ｂ３は、例えば発振器２１が出力するローカル信号の周波数成分を示している。アンテナ１を介して受信する信号が属する周波数帯の中心周波数がｆ１、ｆ２、ｆ３の内のいずれかに、時間と共に変化するので、発振器２１もｆ１、ｆ２、ｆ３の三つの周波数を有するローカル信号を出力する必要がある。図７のＳ１は、アンテナ１を介して受信した信号の周波数が中心周波数をｆ１とする周波数帯に属することを示している。これは、係る信号の搬送波が中心周波数をｆ１とする周波数帯に属する周波数を利用していることを意味する。同様に、図７のＳ２は、アンテナ１を介して受信した信号の周波数が中心周波数をｆ２とする周波数帯に属することを示している。同様に図７のＳ３は、アンテナ１を介して受信した信号の周波数が中心周波数をｆ３とする周波数帯に属することを示している。図７のＤ１は、アンテナ１を介して受信され中心周波数がｆ１である周波数帯に属する周波数を有する受信信号に対して重畳される信号成分を示している。重畳される信号成分は、例えば発振器２１が出力したローカル信号の内、周波数ｆ１を有するものである。同様に、Ｄ２は、アンテナ１を介して受信され中心周波数がｆ２である周波数帯に属する周波数を有する受信信号に対して重畳される信号成分を示している。重畳される信号成分は、例えば発振器２１が出力するローカル信号の内、周波数ｆ２を有するものである。Ｄ３は、アンテナ１を介して受信され中心周波数がｆ３である周波数帯に属する周波数を有する受信信号に対して重畳される信号成分を示している。重畳される信号成分は、例えば発振器２１が出力するローカル信号の内、周波数ｆ３を有するものである。

図７において、例えば、Ｓ１とＤ１の周波数成分を有する信号はミキサ２２入力され、同じくミキサ２２に入力され周波数ｆ１を有するローカル信号とミキシングされる。すると、ミキサ２２から出力される信号は、図７のＳ４とＧ４の組み合わせで示される周波数成分を有する信号となる。。なお、ローパスフィルタで除去される２倍の高調波は図面では省略されている。係る信号の周波数成分は、０Ｈｚ近傍になっており、ベースバンド帯域となる。すなわちＳ１とＤ１の組み合わせで示される周波数成分を有する信号が、Ｓ４とＧ４の組み合わせで示されるベースバンド帯域の信号に変換されることになる。

ここでＧ４は周波数が０Ｈｚの部分に位置しているのでＤＣ成分である。このＤＣ成分はセルフミキシングによって、例えばミキサ２２とアンテナ１を結ぶ信号線に回り込んだ信号Ｄ１に起因して発生しているものである。

Ｓ２とＤ２の組み合わせで示される周波数成分を有する信号をベースバンド帯域に変換した場合も、同様にＤＣオフセットが発生する。Ｓ３とＤ３の組み合わせで示される周波数成分を有する信号も同様である。しかし、ＤＣオフセットが発生する点は共通していても、ＤＣオフセットのパワー（電力）はそれぞれの場合で異なる。

その理由は、図７のＢ１，Ｂ２，Ｂ３が異なる周波数を有しているからである。直交復調部２に発生する寄生容量はインピーダンスが入力信号の周波数に反比例するため、ローカル信号が有する周波数に応じて、アンテナ１を介して受信した信号に重畳される成分のパワーが異なる。その結果としてＳ１とＤ１、Ｓ２とＤ２、Ｓ３とＤ３のそれぞれの組み合わせからなる信号をベースバンド帯域の信号に変換した際に発生するＤＣオフセットもそれぞれ異なるパワーとなる。また、これ以外にも様々な理由がある。例えば、周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３のローカル信号のそれぞれの持つ電力自体が異なる場合があり、それが各ＤＣオフセットのパワーの違いの理由になることもある。あるいは、アンテナ１から入力される信号とミキシングされるローカル信号のパワーとの相対関係が異なる場合があることも理由となる。そのほかにも様々な理由が存在する。

ＭＢ−ＯＦＤＭでは、発振器２１の出力するローカル信号の周波数を可変にする必要があるので、ベースバンド帯域に変換された信号に発生するＤＣオフセットのパワーも必然的に異なることになる。

ミキサ２２、２４から出力され、ＤＣオフセットを含むＩｃｈ信号とＱｃｈ信号は、ＶＧＡ３に出力される。

ＶＧＡ３は、直交復調部２からの出力信号の振幅がＡＤＣ４のフルスケールレンジに合うように増幅する。ＶＧＡ３は、ＡＧＣ１１から増幅する電圧が通知される。ＡＧＣ１１は、重複加算部５から出力される信号およびシンボル同期部１０から通知されるタイミング情報に基づいて、ＶＧＡ３が信号を増幅する電圧を決定し、通知する。

図８は、アンテナ１からＡＤＣ４までを流れる信号が有する電力の変化の一例を模式的に示した図であり、図９は、ＡＤＣ４がアナログ信号をデジタル信号に変換する処理を模式的に示した図である。図８に示すように、ＡＤＣ４においてＮｄＢｍの利得が必要とされている場合、ＶＧＡ３では、その差分の利得に対応する増幅率（ゲイン）で入力信号を増幅する。ＶＧＡ３は、ｆ１を中心周波数とする周波数帯で搬送された受信信号の電力がｐ１である場合、（Ｎ−ｐ１）ｄＢｍ増幅する。同様に、ｆ２を中心周波数とする周波数帯で搬送された受信信号の電力がｐ２である場合、（Ｎ−ｐ２）ｄＢｍ増幅する。ｆ３を中心周波数とする周波数帯で搬送された受信信号の電力がｐ３である場合、（Ｎ−ｐ３）ｄＢｍ増幅する。このように、周波数帯域に属するの受信信号の電力に応じてＶＧＡ３のゲインは異なる。

図９に示すように、ＡＤＣ４は、アナログ信号をデジタル化するときに、＋Ｍｍｖから−Ｍｍｖの範囲の振幅をサンプリングしてデジタル化する。例えば、点線で示す振幅を有する信号をデジタル化すると同じ値を示すことになり、振幅の範囲を超えるアナログ信号をデジタル化すると、振幅の範囲を超えた部分は同じ値をしめすことになり、正確な値を採ることができない。このため、ＡＤＣ４では、所定の振幅を有するアナログ信号が入力される必要がある。そこで、ＶＧＡ３において、入力される信号の電圧に応じて増幅することになる。

ＶＧＡ３に入力される信号に含まれるＤＣオフセットのパワーは、ＶＧＡ３に入力される信号が有する周波数の違いに応じて異なることを先に述べたが、ＶＧＡ３は、入力される信号が有する周波数の違いに応じて異なるゲインを採用する。したがって、アンテナ１に到達した際の受信信号の周波数に対応するＤＣオフセットのパワーが、係る周波数に応じて大きく異なる状況を引き起こすことになる。またＶＧＡ３は、入力信号を増幅するので、ＶＧＡ３への入力信号にＤＣオフセットが含まれる場合には、ＶＧＡ３の出力信号に含まれるＤＣオフセットのパワーはより大きいものとなる。従来技術である特許文献１のように、ダイレクトコンバージョン方式を用いて受信信号をベースバンド帯域に変換した後にＤＣオフセットを除去したとしても、ＶＧＡ３に入力される信号成分にはＤＣオフセットが残留してしまう。残留したオフセットはＶＧＡ３によって増幅される。しかも残留したＤＣオフセットは、このＤＣオフセットを含む信号の周波数に応じて異なるゲインで増幅される。このため、アナログ領域でのＤＣオフセットの除去に留まらず、その後段でＤＣオフセットの除去を行うことが求められる。さらに、そのようなＤＣオフセットの除去は、受信信号の周波数の違いに基づくＤＣオフセットのパワーの違いにも柔軟に対応できるものである必要がある。

ＶＧＡ３は、増幅したＩｃｈ信号とＱｃｈ信号とをＡＤＣ４へ出力する。この出力された信号は、上述したとおりローカル信号の漏れに起因するＤＣオフセットを有している。そしてＶＧＡ３から出力された信号は、このＤＣオフセットによって、信号を横軸時間、縦軸電圧のグラフで表現した場合には振幅の中心がＤＣオフセットがない場合の信号の振幅の中心と比較して移動している（ずれている）。

図１０から図１４を用いて、ＡＤＣ４からオフセットキャンセル部６までの処理を説明する。図１０は、ＡＤＣ４からオフセットキャンセル部６までの処理を説明する図であり、図１１から図１４は、図１０に示した各構成から出力される信号の一例を模式的に表した図である。図１０に示すように、各構成から出力される信号をＩ３からＩ６及びＱ３からＱ６とした。図１１から図１４では、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号のうち、Ｑｃｈ信号を示しているが、Ｉｃｈ信号も同様である。

図１１はＶＧＡ３から出力された信号（Ｑ３）例を示す。図１１の波形では、時刻ｔ１からｔ８に対応する振幅の部分は図５のＯＦＤＭシンボルに相当するものとする。また、時刻ｔ９からｔ１１に対応する部分は図５のＺＰＳ区間に対応するものとする。図５の説明では、ＺＰＳ区間は、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、例えば０が挿入される。しかし、図１１から図１４のグラフでは、ＺＰＳ区間に相当する時刻ｔ９からｔ１１の部分が０ではない振幅を持っている。これは、このＺＰＳ区間には、マルチパスの影響で遅延して受信された信号のＯＦＤＭシンボル部分が重畳されているからである。しかし、実際のＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムでは、ＦＦＴを施すことができる時間領域は、図１１の時刻ｔ１からｔ８の範囲であって、ｔ９からｔ１１の信号成分にはＦＦＴを施すことができない。この点は上述した通りである。そこで、効率よく受信電力を稼ぐために、このｔ９、ｔ１０の部分に対応する振幅をｔ１およびｔ２に対応する振幅に加算する重複加算処理を行うが、この点は後述する。

ここで、ＶＧＡ３から出力される信号は、仮にＤＣオフセットがなければ、縦軸電圧、横軸時間のグラフにおいて振幅０を中心とする波形を示す信号である。すなわちこの場合、ＶＧＡ３から出力される信号は、その時間平均が０となる信号である。しかし、ＶＧＡ３から出力される信号は実際にはＤＣオフセットを有するため、振幅０を中心とした波形にはならない。

図１２はＡＤＣ４から出力された信号（Ｑ４）例を示し、図１３は重複加算部５から出力された信号（Ｑ５）例を示し、図１４はオフセットキャンセル部６から出力された信号（Ｑ６）例を示す。また、デジタル化した信号として、Ｃ１からＣ５の５つの値を有する信号を示しているが、デジタル信号に含まれる値の数はこれに限られるわけではない。また、図１１〜図１３に示す信号は、ＤＣオフセットを含んでおり、図中、一点破線より下の部分がＤＣオフセット（図１１から図１３では、「ｏｆｓ」と表示）となる。

ＡＤＣ４は、ＶＧＡ３から出力されたＩｃｈ信号とＱｃｈ信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換する。ＡＤＣ４は、図１１のようなアナログ信号を図１２のようなデジタル信号へ変換する。

重複加算部５は、ＡＤＣ４がデジタル化した信号を入力し、重複加算処理を行う。具体的には、重複加算部５は、図５に示したＯＦＤＭシンボル構成の内、ＺＰＳの所定の区間のデータを、図５に示したＯＦＤＭシンボルの先頭部分に加算する。重複加算処理によって、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において、送信側と受信側との間の伝送路において、複数の伝送路によって搬送される信号のフェージングの影響を補償する。

図１３に重複加算処理後の信号の一例を示す。図１１から図１４では、Ｃ９、Ｃ１０の信号がＺＰＳの信号のうち重複加算する部分である場合を示している。重複加算部５は、Ｃ１とＣ９とを加算（加算後の信号をＣ１＋Ｃ９とする）し、Ｃ２とＣ１０とを加算（加算後の信号をＣ２＋Ｃ１０とする）している。重複加算後のＣ１＋Ｃ９及びＣ２＋Ｃ１０は、ＤＣオフセット部分も加算されているため、二つの信号では、ＤＣオフセット量が２倍になっている。すなわち、ＤＣオフセットの波形が矩形波の形状となってしまい、複雑になる。

より具体的にこの重複加算部５が行う重複加算処理を説明すると、この重複加算部５は、例えば下記の数式によって示される処理を行っていることになる。ただし、下記の数式は、図５に示したＯＦＤＭシンボル構成の具体的な例に対応するものである。すなわち、ＯＦＤＭシンボルが１２８個のサンプリングポイントからなるデータを有し、ＺＰＳ区間は３７個のサンプリングポイントからなるデータを有する場合において、重複加算部５が行う重複加算処理を示す。

なお、上記数式では変数ｔの値を具体的な数値で示したが、ＯＦＤＭシンボル構成が変更されれば、それに対応してｔの値も変化することは自明である。また、定数１２８も、図５のＯＦＤＭシンボル構成が変更されれば、それに応じて値が変わることも明らかである。

次に、オフセットキャンセル部６は、重複加算部５が重複加算処理したＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号からＤＣオフセットを除去する。本実施形態のオフセットキャンセル部６は、平均値算出部６１とオフセット除去部６２とを備える。平均値算出部６１は、ＡＤＣ４から出力されるＩｃｈ信号（Ｉ４）とＱｃｈ信号（Ｑ４）に基づいて、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号それぞれの各シンボルのＯＤオフセットを算出する。具体的には、平均値算出部６１は以下の処理を行う。平均値算出部６１は、図１または図１０を参照すれば明らかな通り、ＡＤＣ４が出力した、所定時間範囲の信号、Ｉ４およびＱ４を受け取る。次に、平均値算出部６１は、受け取った信号Ｉ４に含まれる信号値の平均値を求める。図１２を参照して具体的に説明すれば、平均値算出部６１は、（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ３＋Ｃ４＋Ｃ５・・・＋Ｃ１１）／１１で示される演算を行って、信号Ｉ４に含まれる信号値の平均値を算出する。信号Ｑ４についても同様にＱ４に含まれる信号値の平均を算出する。そして平均値算出部６１は、信号Ｉ４およびＱ４のそれぞれから算出した平均値のそれぞれを、信号Ｉ４および信号Ｑ４のそれぞれに含まれるＤＣオフセットの値であると推定する。

上述したとおり、図１の直交復調部２から出力される信号は、ＤＣオフセットが混入していなければ、振幅値の時間平均が０となる信号である。しかし、実際には、直交復調部２から出力される信号には、セルフミキシングに起因するＤＣオフセットが発生している。直交復調部２から出力される信号がＤＣオフセットを含む場合、その信号の時間平均の値は０とはならず、係る時間平均の値はＤＣオフセットの値を意味する。そこで、平均値算出部６１は、上述したとおり、ＡＤＣ４から受け取った信号Ｉ４が含む信号値の時間平均およびＱ４が含む信号値の時間平均を算出し、算出したこれらの時間平均の値をＩ４およびＱ４が含むＤＣオフセットの値であると推定するのである。なお、平均値算出部６１は、上述したように図１に示されたシンボル同期部１０によって時間平均を算出すべき信号の区間を通知され、通知された情報に基づき上述の処理を行う。

平均値算出部６１は、信号Ｉ４およびＱ４のそれぞれについて推定したオフセットの値を、オフセット除去部６２へ出力する。

オフセット除去部６２は、平均値算出部６１が算出したオフセット推定値を用いて、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号から各信号に対応するオフセット推定値を除去する。すなわち、Ｉｃｈ信号を用いて算出したオフセット推定値をＩｃｈ信号から差し引き、Ｑｃｈ信号を用いて算出したオフセット推定値をＱｃｈ信号から差し引く。このとき、オフセット除去部６２は、重複加算処理した区間の信号については、オフセット推定値を２倍した値を信号から差し引く。例えば、図１４では、Ｃ１＋Ｃ９及びＣ２＋Ｃ１０では、オフセット推定値を２倍した値を差し引いている。図１４では、オフセット推定値を差し引いた値がゼロ以下になる振幅については、値を示していない。

より具体的にオフセット除去部６２の動作を説明する。まず、オフセット除去部６２は、オフセット除去部６２に入力された信号のどの区間が重複加算処理を施されているのかを図１のシンボル同期部１０から通知される。次に、オフセット除去部６２は、平均値算出部６１から受け取った信号Ｉ４およびＱ４のそれぞれのオフセット推定値の２倍の値を算出する。そしてオフセット除去部６２は、入力された信号Ｉ５に含まれる各信号値の内、重複加算処理が施された部分（例えば図１３のＣ１＋Ｃ９、Ｃ２＋Ｃ１０）から、信号Ｉ４から求めたオフセット推定値の２倍の値を減算する。またオフセット除去部６２は、入力された信号Ｉ５に含まれる信号の内、重複加算処理が施されなかった部分（例えば図１３のＣ３，Ｃ４，Ｃ５・・・Ｃ１１）から、信号Ｉ４から求めたオフセット推定値を減算する。オフセット除去部６２は、信号Ｑ５に対しても同様の処理を行って信号Ｑ５が含むＤＣオフセットを除去する。すなわち、入力された信号Ｑ５に含まれる各信号値の内、重複加算処理が施された部分から信号Ｑ４から求めたオフセット推定値の２倍の値を減算する。また、オフセット除去部６２は、入力された信号Ｑ５に含まれる信号値の内、重複加算処理が施されなかった部分から、信号Ｑ４から求めたオフセット推定値を減算する。

より一般的に言い換えれば、オフセット除去部６２は、入力された信号が含む振幅の値の内、少なくとも一部から、平均値算出部６１が算出した平均値を減算する。そして係る少なくとも一部とは異なる部分から、係る平均値より大きな値を減算する。上記の具体的な説明では、「少なくとも一部」が重複加算処理を施されなかった部分であり、「少なくとも一部とは異なる部分」は重複加算処理を施された部分である。そして平均値より大きな値とは、上記具体的な説明では平均値の２倍の値であった。

上記したオフセット除去部６２の動作は、例えば下記の数式で示される。ただし、下記数式は、図５に示したＯＦＤＭシンボル構成を有するデータに対応するものである。すなわち、１２８個のデータを有するＯＦＤＭシンボルと、３２個のデータからなるガードインターバルおよび５個のデータからなるガードタイムを有するＺＰＳ区間と、からＯＦＤＭのシンボルが構成される場合である。

なお、ＯＦＤＭシンボルの構成が変更されれば、例えば１２８、３２といった具体的な数値も対応して変更される。

以上説明した実施の形態では、図１０の平均値算出部６１が、図１０のＡＤＣ４から出力される信号を受け取り、係る信号の時間平均をシンボル同期部１０から通知される情報に基づき算出している。すなわち、本実施の形態では、平均値算出部６１は、データ送信側での搬送波の周波数ホッピングに基づきそれぞれ異なる周波数を有する受信信号のそれぞれに対してオフセット推定値を計算している。そしてオフセット除去部６２が、重複加算処理で発生するＤＣオフセット値の部分的な変動を考慮して、それぞれ異なる周波数を有する受信信号のそれぞれから、対応するオフセット推定値を減算している。このことにより、図１のアンテナ１を介して受信した信号に含まれるＤＣオフセットをデジタル領域で除去することが可能となる。さらに、上記の処理は、アンテナ１を介して受信する信号の周波数の違いによって生じるＤＣオフセット値の違いにも対応できる処理となっている。また、受信した信号を用いてオフセット推定値を算出することができるため、あらかじめオフセット推定値を算出して記録する必要がないので、回路規模の点でも有利な効果が得られる。

なお、オフセットキャンセル部６が出力した信号はＯＦＤＭ復調部７に入力される（図１参照）。このとき、ＦＦＴは、図５に示したＯＦＤＭシンボルの部分に相当する時間範囲でのみ行われる。図１４の例で示せば、時刻ｔ１からｔ８に対応する振幅部分に対してＦＦＴが施される。

（実施形態２）
実施形態１では、重複加算部５の処理後、オフセットキャンセル部６が処理する構成例を説明した。本実施形態では、オフセットキャンセル部２６の処理後、重複加算部５が重複加算処理を実施する場合を説明する。図１５は、実施形態２の通信装置の構成例を示すブロック図である。図１５では、オフセットキャンセル部２６と重複加算部５の配置が図１と異なる。図１と異なる事項を中心に説明する。オフセットキャンセル部２６の内部構成は、図１０で示した構成と同様に平均値算出部６１とオフセット除去部６２とを備える。ただし、デジタル信号の入力元はＡＤＣ４のみとなる。

オフセットキャンセル部２６は、ＡＤＣ４がデジタル化した信号を入力し、ＤＣオフセットを除去する。具体的には、平均値算出部６１は、各シンボルのオフセット推定値を算出する。オフセット推定値の算出方法は実施形態１と同じである。オフセット除去部６２は、平均値算出部６１が算出したオフセット推定値を用いて、Ｉｃｈ信号とＱｃｈ信号からそれぞれに対応するオフセット推定値を除去する。このとき、実施形態１のように、オフセット除去部６２は、重複加算処理した区間を考慮する必要がない。

重複加算部５は、オフセットキャンセル部２６から、オフセット推定値を差し引いた信号を入力し、重複加算処理を行う。重複加算処理は実施形態１と同様である。重複加算部５は、ＤＣオフセットが除去され、重複加算処理が実施された信号を出力する。

実施形態２では、実施形態１に比べ、オフセット推定値を一律に差し引くことができるため、処理が簡単になる。従って、実施形態１の回路構成に比べ、簡単にすることができる。

（その他の実施形態）
上記各実施形態では、各シンボルについて、オフセット推定値を算出する場合を説明したが、複数のシンボルを送信する単位であるフレーム毎にオフセット推定値を算出する場合であってもよい。例えば、フレームの最初に受信した各周波数帯（例えば、ｆ１、ｆ２、ｆ３）について、オフセット推定値を算出し、後続するシンボルについては、最初に算出したオフセット推定値を用いる。フレーム内では、各シンボルの通信状況は同様であると推定されるため、毎回オフセット推定値を算出する場合と同様の精度を維持することが可能である。また、フレーム単位にオフセット推定値を算出することにより、処理負荷を減少させ、消費電力を削減することができる。

さらに、上記各実施形態では、ＭＢ−ＯＦＭＤ通信形式の場合を一例として説明したが、ＤＣオフセットを除去する必要がある通信装置に、本発明を適用することが可能である。

以上のように、本発明の好適な実施形態のいずれかによれば、搬送波、伝搬状態等が異なる条件で送信されたシンボルについて、復調中の不要な信号成分によって生じる信号のずれを精度よく差し引くことができる。これは、シンボル毎、あるいは、シンボルが搬送される条件が同様であると推定できる単位毎（例えばフレーム）に、信号のずれを推定するオフセット推定値を算出することによって可能になる。このように、不要な信号成分を除去することができるため、信号の誤りの発生を抑制することができる。特に、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において、データが挿入されていない無信号区間を重複加算処理する場合に、不要な信号成分の影響を抑制することになる。

（実施例）
図１６に、図１に示す構成例を用いた場合の重複加算部とオフセットキャンセル部との回路構成の一例を示す。図１７に、図１６に示した回路の動作を表すタイミングチャートを示す。重複加算部５は、メモリＭＡ１５１１、メモリＭＡ２５１２、メモリＭＢ５１３、ＳＥＬ５１４、及び、加算器５１５から構成される。オフセットキャンセル部６は、平均値算出部６１１、ＳＥＬ６２１、乗算器６２２、及び、加算器６２３から構成される。ＳＥＬ６２１、乗算器６２２、及び、加算器６２３は、オフセット除去部６２に対応する。ＡＤＣ４から出力される信号は、メモリＭＡ１５１１、メモリＭＡ２５１２、メモリＭＢ５１３、及び、平均値算出部６１１へ入力される。

図１６および図１７を参照して、重複加算部５およびオフセットキャンセル部６の具体的な動作を説明する。まず、シンボル同期部１０がＭＡ１＿ＷＥ（メモリＭＡ１５１１に対するライトイネーブル）を活性化する（図１７でＭＡ１＿ＷＥはハイレベル）。アクティブとなったＭＡ１＿ＷＥに応答して、メモリＭＡ１５１１は図１または図１０のＡＤＣ４から出力された信号の内、図１７に示すＯＦＤＭシンボルの部分であるＳ１を記憶する。次にシンボル同期部１０はＭＡ１＿ＷＥが非活性化し、その後、ＭＢ＿ＷＥ（メモリＭＢ５１３に対するライトイネーブル）を活性化する（図１７でＭＢ＿ＷＥはハイレベル）。ＭＢ＿ＷＥの活性化に応答して、メモリＭＢ５１３はＡＤＣ４から出力された信号の内、図５に示すＺＰＳ区間に含まれるガードインターバルの部分のデータＺ１を記憶する。

次に、メモリＭＢ５１３がＺ１を記憶したことに応答して（Ｓ１とＺ１の入力の終了に同期して）、シンボル同期部１０は、平均値計算期間を示す制御信号を活性化する（図１７で平均値計算期間と示された信号がローレベルに変化する）。すると、図１６のオフセットキャンセル部６に含まれる平均値算出部６１が図１７におけるＳ１とＺ１とからなる信号値の平均を算出する（図１７では平均値Ａ１）。そして、次に、シンボル同期部１０は、ＭＡ２＿ＷＥ（メモリ２に対するライトイネーブル）を活性化する（図１７でＭＡ２＿ＷＥはハイレベル）。ＭＡ２＿ＷＥの活性化に応答して、メモリＭＡ２５１２はＡＤＣ４から出力された信号の内、図１７に示すＯＦＤＭシンボルの部分であるＳ２を記憶する。

そしてシンボル同期部１０は、ＭＡ１＿ＲＥ（メモリＭＡ１５１１に対するリードイネーブル）、ＭＢＲＥ（メモリＭＢ５１３に対するリードイネーブル）を活性化し（図１７でそれぞれハイレベル）する。これらの信号の活性化に応答して、メモリＭＡ１５１１はＳ１を出力し（図１７のｍａ＿ｏｕｔ）、メモリＭＢ５１３はＺ１を出力する（図１７のｍｂ＿ｏｕｔ）。また平均値算出部６１は、平均値Ａ１を出力している。

さらに、シンボル同期部１０は、ａｖｅ＿ｃｏｅｆを活性化する。この信号は、重複加算部５が重複加算処理を行う期間に対応する間、活性化している。ａｖｅ＿ｃｏｅｆが活性化している間は図１６の選択回路ＳＥＬ２が２を図１６の乗算器に出力する。これによって、乗算器が出力する信号ｏｆｓ＿ｏｕｔは平均値Ａ１の２倍の値になる。

そして、オフセットキャンセル部６は、重複加算部５から出力された信号、すなわちｍａ＿ｏｕｔとｍｂ＿ｏｕｔの加算結果から、平均値Ａ１の２倍の値を示しているｏｆｓ＿ｏｕｔを減算する。これにより出力信号ｏｕｔは、重複加算処理が重複加算部５によって行われた部分に対応する部分について、ＤＣオフセットが除去されたことになる。

なお、シンボル同期部１０は、メモリＭＡ１５１１から出力されるＯＦＤＭシンボルＳ１の内、重複加算処理が施される部分がすべて出力された時点で、図１７のａｖｅ＿ｃｏｅｆを非活性化する。係るａｖｅ＿ｃｏｅｆの非活性化に応答して、図１６の選択回路ＳＥＬ２の出力信号は１となる。したがって、図１６のオフセットキャンセル部６が有する加算器において、減算に用いる値が、平均値Ａ１そのものになる。これにより、Ｓ１とＺ１からなる信号の内、重複加算処理が施されなかった部分に対するＤＣオフセットのキャンセルが適切に行われることになる。

先ほど、シンボル同期部１０がＭＡ２＿ＷＥを活性化し、メモリＭＡ２５１２がＳ２を記憶する旨を述べたが、メモリＭＡ２５１２がＳ２を記憶した時点より後に行われる重複加算処理およびオフセットキャンセルについては、上述した説明と同様の流れで行われる。

以上、説明したとおり、図１６に示す回路構成および図１７に示すタイミングでの動作に基づき、デジタル領域での適切なオフセットキャンセルが実現できる。しかも、この実施例では、シンボルＳ１を情報として含む信号、Ｓ２を情報として含む信号、Ｓ３を情報として含む信号が、アンテナ１で受信される際にそれぞれ異なる周波数を有し、これらの信号がベースバンド帯域に変換された場合にそれぞれ異なる値のＤＣオフセットを有している場合であっても、それぞれの信号に発生したＤＣオフセットを適切に除去することができる。

なお、本発明は上記に示す実施形態に限定されるものではない。本発明の範囲において、上記実施形態の各要素を、当業者であれば容易に考えうる内容に変更、追加、変換することが可能である。

本発明に係る実施形態１の通信装置の構成例を示すブロック図である。 図１の通信装置が受信するデータの構造例を示す図である。 本発明プリアンブル、ヘッダ、ペイロードのそれぞれがどのような情報の単位で構成されているかを説明する図である。 ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて、通信装置が受信する信号例を示す図である。 実施形態１の直交復調部の構成例を示す図である。 発振器から発信されるローカル信号が有する周波数と時間の関係を図４と対応づけて表した図である。 受信信号とベースバンド信号の電圧の一例を表した図である。 アンテナからＡＤＣまでの電圧の変化の一例を模式的に示した図である。 ＡＤＣがアナログ信号をデジタル信号に変換する処理を模式的に示した図である。 ＡＤＣからオフセットキャンセル部までの処理を説明する図である。 図１０に示したＶＧＡから出力される信号を模式的に表した図である。 図１０に示したＡＤＣから出力される信号を模式的に表した図である。 図１０に示した重複加算部から出力される信号を模式的に表した図である。 図１０に示したオフセットキャンセル部から出力される信号を模式的に表した図である。 本発明に係る実施形態２の通信装置の構成例を示すブロック図である。 図１に示す構成例を用いた場合の重複加算部とオフセットキャンセル部との回路構成の一例を示すブロック図である。 図１６に示した回路の動作例を表すタイミングチャートを示す。 特許文献１に記載された復調器の構成を示す図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ 直交復調部（ＱＤＥＭ）
３ ＶＧＡ
４ ＡＤＣ
５ 重複加算部
６ オフセットキャンセル部
７ ＯＦＤＭ復調部
８ デジタル処理部
９ ＳＥＬ
１０ シンボル同期部
１１ ＡＧＣ
１２ ＬＮＡ
１３ ＬＰＦ
１４ アナログフロントエンド
１５ ＬＳＩ
２１ 発振器
２２、２４ ミキサ
２３ 移相器
６１、６１１ 平均値算出部
６２ オフセット除去部
５１１ メモリＭＡ１
５１２ メモリＭＡ２
５１３ メモリＭＢ
５１４、６２１ ＳＥＬ
５１５、６２３ 加算器
６２２ 乗算器

Claims (7)

1. 所定時間範囲での振幅の平均が零であるべき第１の信号を入力し、前記第１の信号の前記所定時間範囲での振幅の平均値を算出すると共に、第２の信号を入力し、前記第２の信号が含む振幅の値の内、少なくとも一部から前記平均値を減算するオフセットキャンセル部を有することを特徴とする通信装置。
2. 前記オフセットキャンセル部よりも前段の処理部として設けられ、前記第１の信号を入力するとともに、前記第１の信号が含む振幅の内の第１の部分を、前記第１の信号が含む振幅の内の前記第１の部分とは異なる第２の部分に加算する重複加算部をさらに有し、
   前記オフセットキャンセル部は、前記重複加算処理が施された前記第１の信号である前記第２の信号を入力すると共に、前記第２の信号が含む振幅の内、前記第２の部分の振幅からは前記平均値よりも大きい値を減算し、前記第２の部分以外の振幅からは前記平均値を減算することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
3. 前記重複加算部よりも前段に設けられ、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータをさらに有し、
   前記重複加算部および前記オフセットキャンセル部に入力される前記第１の信号はデジタル信号であることを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
4. 前記オフセットキャンセル部は、前記第２の信号が含む振幅の内、前記第２の部分の振幅からは前記平均値の２倍の値を減算することを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
5. 前記第２の信号は前記第１の信号であって、
   前記オフセットキャンセル部よりも後段の処理部として設けられ、前記オフセットキャンセル部が前記第２の信号が含む振幅の値の内の少なくとも一部から前記平均値を減算して得た第３の信号を入力するとともに、入力された前記第３の信号が含む振幅の内の第１の部分を、前記第３の信号が含む振幅の内の前記第１の部分とは異なる第２の部分に加算する重複加算部をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の通信装置。
6. 前記オフセットキャンセル部よりも前段に設けられ、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するADコンバータをさらに有し、
   前記オフセットキャンセル部に入力される前記第２の信号はデジタル信号であることを特徴とする請求項５に記載の通信装置。
7. 所定時間範囲の振幅の平均が零であるべき信号について振幅の平均値を算出し、前記信号から前記平均値を減算することで、前記信号に含まれるオフセットを除去することを特徴とするオフセットキャンセル方法。

Images