JP2010098848A - 直接形交流電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流から直流電圧の脈流成分の影響を低減できる直接形交流電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】電流形コンバータ１は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される３つの線間電圧のうち、２つの線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。電圧形インバータ２についての指令値は電圧制御率（変調率）に基づいて算出される。電圧制御率は、電圧形インバータ２が出力する電圧の大きさを、直流電圧Ｖｄｃの最大値で割ることで算出される。
【選択図】図１

Description

本発明は直接形交流電力変換装置の制御方法に関する。

特許文献１には、直流リンク付きの直接形交流電力変換装置が記載されている。当該直接形交流電力変換装置は、電流形コンバータと、電圧形インバータと、これらを相互に接続する直流リンクとを備えている。

電流形コンバータは直流リンクに電流を出力する。より具体的には、電流形コンバータは、自身に入力される三相交流電圧のうち、最大相と最小相との間の第１線間電圧及び最大相（若しくは最小相）と中間相との間の第２線間電圧を、選択的に交互に直流リンクに出力して、直流リンクに直流電圧を出力する。よって、直流リンクに印加される直流電圧は第１線間電圧と第２線間電圧の何れかを交互に採る。そして当該直流リンクには平滑コンデンサが設けられないため、直流電圧は脈動する。

電圧形インバータは当該直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する。このとき電圧形インバータは直流電圧の脈動成分が打ち消されるように制御される。より具体的には、インバータが出力する各出力ベクトルの期間、若しくは当該期間を決定する電圧指令を補正している。これによって、直流電圧に対するインバータの出力電圧の比（以下、変調率と呼ぶ）に対して、線形に出力電圧の振幅を制御することができる。

特許文献２には直流電圧を検出し、当該直流電圧に基づく変調率を用いて、インバータを制御する方法が記載されている。

また本発明に関連する技術として非特許文献１が挙げられる。

特開２００７−３１２５８９号公報 特開２０００−０１４２００号公報 竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜１０７頁、１９９６

特許文献１では変調率に対して線形に出力電圧の振幅を制御できる。よって、例えばＶ／Ｆ一定制御へ適用する場合には、運転周波数指令（モータに対する周波数指令）に対する変調率の比率が一定となるように制御することで可変速運転を実現できる。

特許文献１で示された技術では直流電圧が脈動しているので、当該技術において特許文献２に記載のように、直流電圧を検出して変調率を求めた場合、変調率は脈動成分を含む。これに起因して入力電流が歪む。この点は後に詳述する。

そこで、本発明は、入力電流から直流電圧の脈流成分の影響を低減できる直接形交流電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第１の態様は、相互間に三相交流電圧が印加される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記３つの入力端と前記第１の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記３つの入力端と前記第２の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有し、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に電流を出力する電流形コンバータと、前記３つの出力端の各々と前記第１の直流電源線との間にそれぞれ接続される３つのスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記３つの出力端の各々と前記第２の直流電源線の間にそれぞれ接続されるスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータとを備える直接形交流電力変換装置を制御する方法であって、（ａ）前記電流形コンバータが有するスイッチング素子を、台形状波形を信号波とするパルス幅制御でスイッチングさせることにより、前記３つの入力端の相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加するステップと、（ｂ）前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）の最大値と所定値（√３／２）とを積算した等価直流電圧（Ｖｄｃ２）に対する、前記電圧形インバータが出力すべき電圧の比（Ｋｓ）を算出するステップと、（ｃ）前記直流電圧の脈動成分を補正するための、前記三相交流の内で最も絶対値が大きい第１値（ｃｏｓθｉｎ）と、前記比とに基づいて、前記電圧形インバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を制御するステップとを実行し、前記所定値は、前記第１線間電圧及び前記第２線間電圧を、それぞれが前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加される第１及び第２期間（Ｄ１，Ｄ２）で、それぞれ重み付けし、これらを加算して得られる第２値（Ｖｄｃ１=√３／２／cosθin）と、前記第１値（cosθin）の積である。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる直接形交流電力変換装置の制御方法であって、前記ステップ（ｂ）にて、前記三相交流電圧の一周期の１２分の１の期間内に検出した前記直流電圧を平均して平均値を求め、予め算出された、前記平均値に対する前記直流電圧の前記最大値の比を、前記平均値に乗じて前記最大値を求める。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第３の態様は、第２の態様にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様であって、前記ステップ（ｂ）にて、前記キャリヤの前記一周期内で前記直流電流を平均して第２平均値を求め、前記第２平均値を前記三相交流電圧の一周期の６分の１の期間内で更に平均、して前記平均値を求める。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第１の態様によれば、コンバータをステップ（ａ）に基づいて動作させることにより入力電流を正弦波に近づけつつ、これに伴って直流電圧が脈動（ＰＷＭに起因するものも、台形状波形に起因するものも含め）するものの、インバータをステップ（ｂ）（ｃ）に基づいて動作させることにより、電圧の比（変調率）を当該脈動に応答して修正する必要がない。また、ステップ（ｄ）にて直流電圧の脈流成分を補正するための第１値と、直流電圧を一定値と見なせる等価直流電圧（例えば直流電圧の最大値の√３／２倍）を因数に持つ電圧の比とに基づいて電圧形インバータの制御を実行しているので、電圧形インバータは脈流成分の影響を除去した適切な電圧を出力端を介して出力でき、同様に脈流成分の影響を除去した適切な電流が、入力端を介して電流形コンバータに入力される。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第２の態様によれば、直流電圧の最大値を瞬間的に検出するよりも、ノイズの影響を低減でき、以って精度よく最大値を求めることができる。

本発明にかかる直接形交流電力変換装置の第３の態様によれば、キャリヤの一周期内で直流電圧を平均した第２平均値を例えば三相交流電圧の供給が遮断されたか否かを検知するために用いることができる。また、キャリヤの一周期は三相交流電圧の一周期に比べて十分に小さいので、三相交流電圧の供給が遮断されてから、これを検知するまでの期間を短縮できる。

第１の実施の形態．
＜直接形交流電力変換装置の構成＞
図１は直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示している。直接形交流電力変換装置は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、電流形コンバータ１と、直流電源線ＬＨ，ＬＬと、電圧形インバータ２と、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとを備えている。

入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源に接続されて三相交流電圧が印加される。

電流形コンバータ１はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（但し、ｘはｒ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｘｐは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｘｎは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはいずれも逆阻止能力を有している。図２はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｘｐはトランジスタＴｘｐ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｘｐとを備えている。ダイオードＤｘｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｐと直列に接続されている。スイッチング素子ＳｘｎはトランジスタＴｘｎ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｘｎとを備えている。ダイオードＤｘｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｎと直列に接続されている。ダイオードＤｘｐ，Ｄｘｎによって、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはそれぞれ逆阻止能力を有する。

スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎは台形状波形を信号波（以下、指令値とも呼ぶ）とするパルス幅制御でスイッチングされる。具体的には該信号波とキャリヤとの比較結果に基づくスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎが入力されてそれぞれその導通／非導通が制御される。

電圧形インバータ２はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎ（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｙｐは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｙｎは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

図３はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｙｐはトランジスタＴｙｐ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｙｐとを備えている。ダイオードＤｙｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｐと並列に接続されている。スイッチング素子ＳｙｎはトランジスタＴｙｎ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と、ダイオードＤｙｎとを備えている。ダイオードＤｙｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｎと並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎは例えば正弦波を信号波（以下、指令値とも呼ぶ）とするパルス幅制御でスイッチングされる。具体的には該信号波とキャリヤとの比較結果に基づくスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎが入力されてそれぞれその導通／非導通が制御される。

出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには負荷（例えば三相モータ）が接続される。

＜直接形交流電力変換装置の制御方法＞
まず、電流形コンバータ１の制御方法について概説し、次に電圧形インバータ２の制御方法について概説し、次に電圧制御率（特許文献２における変調率の大きさに相当）について述べる。

電流形コンバータ１は、台形状波形を信号波とするパルス幅制御（ＰＭＷ）でスイッチングさせることにより、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される線間電圧のうちいずれか２つを選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。台形状波形を信号波とするパルス幅制御の一例については後に詳述する。

例えば電流形コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される３つの線間電圧のうち、より大きい２つの線間電圧を選択的に交互に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。以下、具体的なスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの制御方法の一例について概説する。なお、導通であると言及しない限り、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎは非導通である。

図４は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのそれぞれに印加される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを示している。これらのいずれもが入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間の線間電圧の最大値で規格化されている。図４を参照して、例えば位相角θが３０度から９０度の領域１では、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔのいずれもが線間電圧Ｖｒｓ以上である。よって、領域１では電流形コンバータ１は線間電圧Ｖｒｔと、線間電圧Ｖｓｔとを交互に選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加する。より具体的には、電流形コンバータ１は、スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターン（このとき線間電圧Ｖｒｔを出力する）と、スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターン（このとき線間電圧Ｖｓｔを出力する）とを交互に選択に採る。

なお、この内容は、領域１において、最小相たるｔ相を基準相とし、当該基準相と、他の２つの相の何れか一方を選択して、これらの間の線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力している、とも把握できる。

他の領域においても、３つの線間電圧のうち、より大きい２つの線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に交互に選択的に印加する。例えば位相角θが２００度から２６０度までの領域２について説明する。領域２においては、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔの絶対値が線間電圧Ｖｒｓの絶対値以上である。よって、領域２においては線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔが交互に選択的に直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力される。より具体的にはスイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｔｐが導通するスイッチングパターンと、スイッチング素子Ｓｓｎ，Ｓｔｐが導通するスイッチングパターンとを交互に選択的に採る。なお、この内容は、領域２において、最大相たるｔ相を基準相とし、当該基準相と、他の２つの相の何れか一方を選択して、これらの間の線間電圧を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力している、とも把握できる。

電流形コンバータ１は上述した制御において、基準相に対して他の２つの相の何れか一方を選択する比率を適宜に設定することで、直流電圧Ｖｄｃを直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力する。図５はかかる直流電圧Ｖｄｃを説明するためのグラフを示している。図５については後に詳述する。

なお、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに流れる線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは正弦波に近いことが望ましく、この観点から上記比率が求められる。線電流ｉｒ,ｉｓ,ｉｔが相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同位相の電流波形を呈するために、正弦波形状を呈する比率で基準相に対する２つの相を導通させる。かかる比率（以下、電流分配率と呼ぶ）が図６に示されている。電流分配率Ｄ１，Ｄ２は、キャリヤの一周期において、基準相以外で選択される二相の線電流が電流形コンバータ１を通流する期間の割合を示している。

電流分配率Ｄ１は、キャリヤの一周期において、基準相及び中間相のいずれでもない相が選択される期間の割合を示している。例えば領域１における位相角６０度区間のうち始めの位相角３０度区間においては当該相はｒ相であり、線電流ｉｒが通流する期間の割合を示す。キャリヤの一周期は相電圧の周期に対して非常に短いので、電流分配率Ｄ１は、キャリヤの一周期においてスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通している期間の割合であるといえる。

電流分配率Ｄ２とは、キャリヤの一周期において、中間相が選択される期間の割合を示す。例えば領域１の始めの位相角３０度区間においては、中間相はｓ相であり、線電流ｉｓが通流する期間の割合を示す。言い換えれば、電流分配率Ｄ２は、キャリヤの一周期においてスイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通している期間の割合である。

図６に示す電流分配率Ｄ１，Ｄ２及びこれらの和たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌは、１２０度の位相差を有して連続する正弦波の絶対値の波形を呈している。具体的には電流分配率Ｄ２は中間相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈している。電流分配率Ｄ１は基準相が最大相であれば最小相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈し、基準相が最小相であれば最大相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈する。そして電流分配率Ｄｔｏｔａｌは基準相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈している。但しこれらの振幅についてはこの限りではない。以下、代表して領域１の始めの３０度区間を例に採って説明する。当該３０度区間の始まりを０度とし、終わりを３０度とする位相角θを導入する。電流分配率Ｄ１，Ｄ２、及び電流分配率Ｄ１，Ｄ２の和たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌは次式で表される。

なお、電流分配率Ｄｔｏｔａｌは、キャリヤの一周期において、基準相が導通する、より正確には基準相に対応する線電流が通流する期間の割合を示している。

かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２を採用することによって、各相が正弦波形状に従って通流し、以って線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを正弦波形状にすることができる。

しかしながら直流電圧Ｖｄｃを得るためには、基準相は位相角６０度区間において常に導通状態である必要がある。例えば領域１の始めの位相角３０度区間では、基準相たる最小相ｔ相が導通状態（スイッチング素子Ｓｔｎが導通状態）とする必要がある。よって、電流分配率Ｄ１，Ｄ２を、それぞれ基準相が導通する期間の割合たる電流分配率Ｄｔｏｔａｌで除算した電流分配率を採用する必要がある。かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２が次式で表されている。

但し、ｃｏｓθｉｎ＝√３ｍａｘ（｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜）であり、基準相がｔそうであればｃｏｓθｉｎ＝√３｜Ｖｔ｜となる。上述のように電流分配率Ｄｔｏｔａｌは基準相の相電圧波形の絶対値と同一の形状を呈しており、Ｄｔｏｔａｌ＝ｃｏｓθｉｎである。よって式（４）（５）から、電流分配率Ｄｔｏｔａｌは図７において１である。

かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２を採用することによって、直流電圧Ｖｄｃを得ることができる。なお図５において、基準相でも中間相でもない相と基準相との間の線間電圧を直流電圧Ｅ１で示し、基準相と中間相との間の線間電圧を直流電圧Ｅ２で示している。直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃはこの直流電圧Ｅ１，Ｅ２をキャリヤ一周期の各々において繰り返し交互に採る。なお図５においては、キャリヤ周期で変動する様子を図示すると繁雑となるので、直流電圧Ｖｄｃは示されていない。なお、かかる電流分配率Ｄ１，Ｄ２による制御は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加している、と把握できる。

例えば領域１の始めの位相角３０度区間において、直流電圧Ｅ２は基準相ｔ相に対する中間相ｓ相の線間電圧である。かかる直流電圧Ｅ２は線間電圧Ｖｓｔと同一であるので、次式で表される。

例えば領域１の始めの位相角３０度区間において、直流電圧Ｅ１は基準相ｔ相に対する最大相ｒ相の電圧である。かかる直流電圧Ｅ１は線間電圧Ｖｒｔと同一であるので、次式で表される。

図５においては、キャリヤの一周期内で直流電圧Ｖｄｃを平均した第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が示されている。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は、キャリヤの一周期内で出力される直流電圧Ｅ１，Ｅ２に対し、それぞれ対応する電流分配率Ｄ１，Ｄ２を乗算し、その結果を加算することで求められる。例えば領域１における始めの３０度区間において、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は次式で表される。

以上のように、上記コンバータ制御によって、基準相に対する中間相の直流電圧２と、基準相に対する他の相の直流電圧Ｅ１のいずれか一方を採る直流電圧Ｖｄｃが直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される。なお、他の位相角においても同じ計算結果が得られる。よって、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は式（８）に示すように脈動する。かかる脈動は、電流分配率Ｄ１，Ｄ２同士の比を保ちつつ、電流分配率Ｄｔｏｔａｌを１にしたことに起因する（式（３）〜（５）参照）。そしてその脈動は三相交流の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最も大きい値であるｃｏｓθｉｎによってもたらされる。

次に、電圧形インバータ２の制御について概説する。なお、実際は線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの波形を整える目的で、以下に述べる制御よりも複雑な制御を行うことが望ましい。この内容については後に概説する。

電圧形インバータ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの相互間に印加する。より具体的には、スイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎを相補的に導通させ、８つのスイッチングパターンを選択して、その各々に対応した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する。そして、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する順序及びその出力期間を制御して、直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加している。

このときキャリヤの一周期内で平均すると（１／ｃｏｓθｉｎ）に比例する直流電圧Ｖｄｃの脈流を補正すべく、直流電圧Ｖｄｃが一定であると仮定して算出した各電圧ベクトルの出力期間にｃｏｓθｉｎを乗じる。例えば、直流電圧Ｖｄｃが一定と仮定した場合に、キャリヤの一周期内で電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｔ−ｔ４０−ｔ６０，ｔ４０，ｔ６０（但し、Ｔはキャリヤ周期）にわたって出力する場合について説明する。上記補正によって、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間ｔ０，ｔ４，ｔ６は次式で表される。

式（９）によって、キャリヤの一周期で平均した直流電圧Ｖｄｃ（第１平均直流電圧Ｖｄｃ１）の脈動分を補正している。これによって脈流成分の影響を除いて電圧ベクトルを出力できる。

次に、電圧制御率Ｋｓを導入して電圧形インバータ２における指令値（キャリヤと比較される信号波）を求める場合に、当該電圧制御率Ｋｓの算出方法について述べる。なお、実際には電圧制御率Ｋｓと制御位相角φに基づいて指令値が算出される。当該算出の方法は公知であるので、詳細な説明は省略する。

電圧形インバータ２が出力する線間電圧の実効値Ｖｉは次式で表される。

ここで、Ｖｄ^*，Ｖｑ^*はそれぞれｄ軸、ｑ軸における電圧形インバータ２の出力電圧の指令値を示す。

電圧制御率Ｋｓは線間電圧の実効値Ｖｉを用いて次式で表される。

ここで、Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃの最大値の√３／２倍（以下、等価直流電圧Ｖｄｃ２と呼ぶ）を示している。なお、図６を参照して、等価直流電圧Ｖｄｃ２は、直流電圧Ｅ１の波高値の√３／２とも把握できる。√３／２という数値については後に述べる。

また制御位相角φは次式で表される。

図８は式（１０）〜式（１２）で表された電圧制御率Ｋｓと制御位相角φとを用いて制御を行った場合の、電圧制御率Ｋｓ、相電圧Ｖｒ，線電流ｉｒ，出力端Ｐｕを流れる線電流ｉｕを示している。図９は線電流ｉｒに含まれる高調波成分を示している。

比較のために、特許文献２で示される変調率を、本直接形電力変換装置に適用した場合についても説明する。特許文献２にかかる電圧制御率Ｋｓ’は次式で表される。

図１０は式（１３）で示される電圧制御率Ｋｓ’と制御位相角φを用いて制御を行った場合の、電圧制御率Ｋｓ’、相電圧Ｖｒ，線電流ｉｒ，出力端Ｐｕを流れる線電流ｉｕを示している。図１１は線電流ｉｒに含まれる高調波成分を示している。

ｃｏｓθｉｎ＝√３ｍａｘ（｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜）より、ｃｏｓθｉｎは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の周期の６分の１の周期を有する。電圧制御率Ｋｓ’はｃｏｓθｉｎを因数に有する（式８、１３を参照）ことから、線電流ｉｒには６次調波成分が含まれる。よって、キャリヤの一周期で平均した線電流に含まれる高調波成分ｉｒ’は次式で表される。

但し、Ｉ_Lは線電流ｉｒの振幅、ω_sは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の角速度、ｔは時間である。なお、ここでは直接形交流電力変換装置の入力電圧（入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される電圧）と、出力電圧（出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される電圧）は等しいと仮定している。

式（１４）を三角関数の公式に則って変形すると、次式が導かれる。

式（１５）から分かるように、線電流に含まれる高調波成分ｉｒ’には５次と７次の高調波成分が含まれる。これが図１１に示されている。

そして、図９と図１１との比較から容易に理解できるように、本制御方法によれば、線電流ｉｒに含まれる高調波成分（特に５次と７次の高調波成分）を低減することができる。言い換えれば、脈流成分の影響を除去した適切な電流が電流形コンバータ１に入力される。これは式（１０）及び式（１１）から理解できるように、電圧制御率Ｋｓがｃｏｓθｉｎを含まないからである。

次に電圧形インバータ３の出力電圧について述べる。上述した制御方法に従えば、電圧形インバータ２が出力する電圧Ｖｏは、電圧制御率Ｋｓと、脈動成分ｃｏｓθｉｎと、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１との積で示される（Ｖｏ＝Ｋｓ・ｃｏｓθｉｎ・Ｖｄｃ１）。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は（１／ｃｏｓθｉｎ）の因子を有するものの、これとｃｏｓθｉｎが積算されるので、出力電圧Ｖｏはｃｏｓθｉｎの因子を有さない。具体的には、式（８）を考慮して、出力電圧Ｖｏ＝Ｋｓ・√３／２となる。但し、本実施の形態では入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの相互間の線間電圧の最大値を１に規格化しているので、実際には出力電圧Ｖｏは、直流電圧Ｅ１の波高値（最大値）の√３／２に相当する直流電圧と、電圧制御率の積算で導出される、と把握できる。また、従来の間接形インバータにおける出力電圧はＶｏ’＝Ｋｓ’’・Ｖｄｃ’で表されることに鑑みると、上述した制御方法は、直流電圧Ｅ１の波高値の√３／２に相当する一定の直流電圧を用いてで電圧形インバータ２を制御していることと等価である。

なお、この所定値√３／２は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１に対し、三相交流の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最も大きい値であるcosθinを乗じて得られる値である。

以上のようにして、電圧制御率Ｋｓとして等価的に一定な直流電圧（上述した例ではＶｄｃ２）を用い、電圧制御率Ｋｓと、第１平均直流電圧Ｖｄｃの脈流補正を行うための、ｃｏｓθｉｎとに基づいて制御を行うことで、電圧形インバータ２は脈流成分の影響を除去した適切な電圧を出力できることが分かる。

また、特許文献２に示された制御方法を変更することなく、式（１１）にかかる電圧制御率Ｋｓを導入しているので、従来の制御構成をそのまま適用することができる。よって、製造コストや開発コストを低減できる。

続いて、上記制御方法を実現する制御部の一例を説明する。

＜制御部の構成の一例＞
図１２は、上述した制御を行う制御部の具体的な内部構成の概念的な一例を示す。制御部１００は、等価直流電圧検出部１０と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、変調率算出部４０と、センサレスベクトル制御部５０とを備えている。

等価直流電圧検出部１０は直流電圧検出部１１を備えている。直流電圧検出部１１は直流電圧Ｖｄｃの最大値を検出し、これを√３／２倍した等価直流電圧Ｖｄｃ２を出力する。

コンバータ制御部２０は、線間電圧Ｖｒｔ（特にその位相角θ）を入力し、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを出力する。スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの各々が導通／非導通する。

インバータ制御部３０は、位相角θと、電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、モータの回転位置を示す磁束位相角φ’とを入力し、スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの各々が導通／非導通する。

コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、台形状電圧指令生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４とを有する。これらの動作は特許文献１で公知な技術であるので詳細な説明は省略するが、概略は以下の通りである。

特許文献１において示されていたとおり、電流と電圧との双対性から、キャリヤと比較されるべき電流形コンバータ１の指令値として、仮想的な電圧形コンバータの相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を採用する。ここでは相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とキャリヤとの比較を行って仮想的な電圧形コンバータについてのスイッチング信号を求め、これを変換して電流形コンバータ１についてのスイッチング信号を得る。

電源位相検出部２１は例えば線間電圧Ｖｒｓを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、台形状電圧指令生成部２２に出力する。

台形状電圧指令生成部２２は受け取った位相角θと、例えば所定のテーブルとに基づいて、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を生成する。相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*は３６０度の周期を有し互いに１２０度ずれている。そしていずれもが例えば１２０度区間の平坦領域の一対と、平坦領域の一対を繋ぐ６０度区間の傾斜領域からなる台形状の形状を有している。例えば傾斜領域はその振幅を正規化して±√３・ｔａｎ（θ２）で示される（θ２は相電圧Ｖｒの位相を基準として相毎に定まる位相であって−π／６≦θ２≦π／６）。かかる相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が図１３に示されている。

比較器２３は、キャリヤＣと相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを生成する。この生成について以下に述べる。

前掲した非特許文献１は、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性、及び電圧形インバータの線間電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みて、線電流指令値に基づくスイッチングと相電流指令値に基づくスイッチングとの対応関係について教示している。

図１４はここで検討する仮想的なインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、電流形コンバータ１のスイッチングについて検討するためのものであり、電圧形インバータ２とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。当該インバータはａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｑａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｑａｎを、それぞれ有している。同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｑｃｐ，Ｑｃｎを、それぞれ有している。

ａ相の線電流ｉａは、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。

インバータが相電圧指令とキャリヤとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｑｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｑｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ⁺，Ｓｊ^-で示すと、非特許文献１に示す内容は次の変換式で示される：Ｓａ⁺＝Ｓａｃ・ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ・ＳｃｂＢ，Ｓｃ⁺＝Ｓｃｂ・ＳａｃＢ，Ｓａ^-＝Ｓｂａ・ＳａｃＢ，Ｓｂ^-＝Ｓｃｂ・ＳｂａＢ，Ｓｃ^-＝Ｓａｃ・ＳｃｂＢ。

ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリヤとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献１によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋは相電圧指令Ｖｊ^*とキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢは相電圧指令Ｖｊ^*とキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｎを導通させる論理と一致する。

記号ＳｂａＢは相電圧指令Ｖｂとキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａは相電圧指令Ｖｂとキャリヤとの比較によってスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリヤ以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｑｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ⁺、Ｓｂ⁺は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐを導通させる期間を示す。

今、上記相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を電圧指令Ｖａ^*，Ｖｂ^*，Ｖｃ^*と読み替えて、これらが位相角０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ^*，Ｖｃ^*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ⁺＝ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ，Ｓｃ⁺＝Ｓａ^-＝Ｓｂ^-＝０となる。

換言すれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えて、相電圧指令Ｖｓ^*がキャリヤＣ以下の場合にはスイッチング素子Ｓｒｐが導通し、キャリヤＣ以上の場合にはスイッチング素子Ｓｓｐが導通する。キャリヤＣの最小値が０であることに鑑みれば、電圧指令信号Ｖｓの値がスイッチ素子Ｓｒｐを導通させる期間に相当する。

電流ベクトルと電圧ベクトルとの間には３０度の位相差が生じることに鑑みると、相電圧指令Ｖｓ^*の値は、位相角θが３０度から６０度の領域で電流分配率Ｄ２に相当する。これは電流形コンバータ１においてスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターンと，スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通するスイッチングパターンとを値Ｄ１，Ｄ２の比に比例する期間で交互に切り替えるタイミングを規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｔ^*の値についても上記の説明が妥当する。

図１２に戻り、上述のようにして決定される相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とキャリヤＣとの比較によって得られた結果は、比較器２３から電流形ゲート論理変換部２４へと与えられる。そして上の変換式で示された変換式に則った変換が行われることにより、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎが求められる。

キャリヤＣを生成するキャリヤ生成部２５はコンバータ制御部２０に設けられてもよいし、次に説明するインバータ制御部３０に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

インバータ制御部３０は、脈流算出部３１と、出力電圧指令生成部３２と、中間相検出部３３と、指令値補正部３４，３５と、比較器３６，３７と、論理演算部３８とを有する。インバータ制御部３０の動作も特許文献１で公知であるので、簡単な説明に留める。

特許文献１に示されたとおり、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔの波形を正弦波に近づけるべく、電圧形インバータ２は、電流形コンバータ１側で出力される２つの線間電圧の期間の各々において、その電流分配率Ｄ１，Ｄ２に応じて各電圧ベクトルを採用する。例えば図４に示す領域１においてキャリヤの一周期内に、電圧形インバータ２が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６にわたって採用する場合について説明する。電流形コンバータ１が線間電圧Ｖｒｔを出力している期間に、電圧形インバータ２は電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｄ１・ｔ０，Ｄ１・ｔ４，Ｄ１・ｔ６に渡って出力する。そして電流形コンバータ１が線間電圧Ｖｓｔを出力している期間に、電圧形インバータ２は電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれ期間Ｄ２・ｔ０，Ｄ２・ｔ４，Ｄ２・ｔ６に渡って採用する。

中間相検出部３３は、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*のうち、いずれがいわゆる中間相に相当するかを判断する。例えば位相角θが３０度から６０度の領域においては相電圧指令Ｖｓ^*が相当する。そして相電圧指令Ｖｓ^*の値に鑑み、比Ｄ１：Ｄ２（＝Ｄｔｏｔａｌ−Ｄ１＝１−Ｄ１）が決定され、値Ｄ１，Ｄ２が指令値補正部３４，３５に与えられる。

中間相検出部３３はインバータ制御部３０に設けられてもよいし、先に説明したコンバータ制御部２０に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

脈流算出部３１は電源位相検出部２１から位相角θを受け取ってｃｏｓθｉｎを出力する。

出力電圧指令生成部３２は、脈流算出部３１から受け取ったｃｏｓθｉｎと、変調率算出部４０から受け取った電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、センサレスベクトル制御部５０から受け取った磁束位相角φ’とに基づいて、電圧形インバータ２の相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を生成する。具体的には、電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φと、磁束位相角φ’とに基づいて公知の技術によって生成した相電圧指令値にｃｏｓθｉｎを乗じて電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を生成する。なお、各電圧ベクトルの出力期間は相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とキャリヤＣとの比較によって決定されるので、相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*にｃｏｓθｉｎを乗じることによって、間接的に式（９）に表現された補正を行うことができる。

指令値補正部３４，３５は、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と、電流分配率（以下、補正値とも呼ぶ）Ｄ１，Ｄ２とに基づいて、電圧形インバータ２の転流のためにキャリヤＣと比較すべき値を生成する。相電圧指令Ｖｓ^*が中間相である場合を例に採れば、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に基づいて値ｄ０，ｄ４，ｄ６（＝１−ｄ０−ｄ４）を計算し、これと補正値Ｄ１，Ｄ２とに基づいて、値Ｄ１（１−ｄ０−ｄ４），Ｄ２（１−ｄ０），Ｄ１＋Ｄ２・ｄ０，Ｄ１＋Ｄ２（ｄ０＋ｄ４）を生成する。また値０，Ｄ１＋Ｄ２も出力する。これらの値は比較器３６，３７において比較され、その結果が論理演算部によって演算される。そして論理演算部３８は比較器３６，３７における比較結果に基づいてスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成する。

変調率算出部４０は、等価直流電圧Ｖｄｃ２と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とを受け取って、式（１０）〜式（１２）に基づいて電圧制御率Ｋｓと、制御位相角φとを算出し、これらを出力電圧指令生成部３２に出力する。

センサレスベクトル制御部５０は、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからモータの回転数ωや磁束位相角φ’を算出し、これと外部から入力される回転数指令ω^*とデューティとに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とを生成する。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態においては、直流電圧Ｖｄｃの最大値を検出し、これを√３／２倍した等価直流電圧Ｖｄｃ２を用いて電圧制御率Ｋｓを演算していた。直流電圧ＶｄｃはキャリヤＣの一周期という短い期間に直流電圧Ｅ１，Ｅ２を交互に採るため、その最大値を精度よく検出することはノイズの観点から困難であった。本第２の実施の形態にかかる制御方法は精度よく直流電圧Ｖｄｃの最大値を得て、精度のよい等価直流電圧Ｖｄｃ２を得ることを目的とする。

キャリヤ周期内で平均した第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は式（１８）で表される。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を位相角３０度の区間（例えば位相角θが０度から３０度）で積分すると、その結果たる第２平均直流電圧Ｖｄｃ３は次式で表される。

直流電圧Ｖｄｃの最大値は直流電圧Ｅ１の最大値、即ち線間電圧の最大値と等しい。上述した式はいずれも線間電圧の最大値で規格化しているので、直流電圧Ｖｄｃの最大値は１である。よって、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘは次式で表すことができる。

従って、位相角３０度の区間（例えば位相角θ１が０度から３０度）に渡って直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を検出し、式（１７）から直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを求めることができる。

よって、直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘが直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を用いて算出されているので、ノイズの影響を低減して直流電圧Ｖｄｃ最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを得ることができる。ひいては精度よく等価直流電圧Ｖｄｃ２を得ることができる。

図１５はかかる制御を行う制御部の具体的な内部構成の一例を示している。図１２に示す制御部と比較して、等価直流電圧検出部１０が相違している。等価直流電圧検出部１０はフィルタ１２と、振幅補正部１３とを備えている。

フィルタ１２には直流電圧Ｖｄｃが入力される。フィルタ１２は直流電圧Ｖｄｃをフィルタリングして例えば３０度の区間に渡って直流電圧Ｖｄｃを平均化し、これを第２平均直流電圧Ｖｄｃ２として出力する。かかるフィルタ１２は例えば一次フィルタによって実現することができる。

振幅補正部１３は第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を受け取って、式（１７）より直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出し、これを√３／２倍して等価直流電圧Ｖｄｃ２を変調率算出部４０に出力する。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態にかかる制御方法では、式（１６）に示す第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を検出し、式（１７）から、これを位相角において３０度の区間で平均して第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を検出する。

第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を求める期間の基準であるキャリヤは例えば数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚである。第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を求める期間の基準である三相交流電圧の周波数の１２倍は、例えば日本では６００Ｈｚ（＝５０Ｈｚ×１２）あるいは７２０Ｈｚ（６０Ｈｚ×１２）である。よって、第２平均直流電圧Ｖｄｃ３に比べて第１平均直流電圧Ｖｄｃ１は１０倍以上短い期間で検出できる。

第３の実施の形態にかかる制御方法では、一旦、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を検出しているので、これを例えば瞬停の判断基準として用いることができる。第１平均直流電圧Ｖｄｃ１と基準値Ｖｒｅｆよりも低ければ、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔへの三相交流電圧の供給が遮断されたと判断する。

よって、例えば第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を用いて瞬停を判断する場合に比べて、実際に瞬停が生じてから瞬停を検出するまでの時間を短縮できる。

図１６はかかる制御を実行する制御部の内部構成の概念的な一例を示している。図１２，１５に示す制御部と比較して、等価直流電圧検出部１０が相違している。等価直流電圧検出部１０は、キャリヤフィルタ１４と、比較器１５と、脈流フィルタ１６と、振幅補正部１３とを備えている。

キャリヤフィルタ１４には直流電圧Ｖｄｃが入力される。キャリヤフィルタ１４は直流電圧Ｖｄｃをフィルタリングしてキャリヤの一周期内で直流電圧Ｖｄｃを平均し、これを第１平均直流電圧Ｖｄｃ１として出力する。かかるキャリヤフィルタ１４は例えば公知の一次フィルタで構成することができる。なお、位相遅れなくキャリヤ成分（キャリヤの一周期で直流電圧Ｅ１，Ｅ２を採ることに起因する成分）をノイズなく除去して、電源周波数の６倍の高調波成分を含む第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を得ることは困難である。しかしながら、瞬停を検出するために第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を用いる場合であれば、第１平均直流電圧Ｖｄｃ１の検出精度の要求を高める必要がない。

脈流フィルタ１６には第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が入力される。脈流フィルタ１６は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１をフィルタリングして、三相交流電圧の周期の１２分の１の期間内で第１平均直流電圧Ｖｄｃを平均し、これを第２平均直流電圧Ｖｄｃ３として出力する。

振幅補正部１３は第２平均直流電圧Ｖｄｃ３を受け取って、式（１７）より直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出して、これを√３／２倍して等価直流電圧Ｖｄｃ２を変調率算出部４０に出力する。

比較器１５には第１平均直流電圧Ｖｄｃ１と、例えば予め設定された基準値Ｖｒｅｆとが入力される。比較器１５は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１が基準値Ｖｒｅｆよりも小さければ、例えば瞬停が生じたと判断する。

変形例．
第１乃至第３の実施の形態では、電圧形インバータ２において、直流電圧Ｖｄｃが一定であると仮定して算出された各電圧ベクトルの出力期間に対して、ｃｏｓθｉｎを乗じて直流電圧Ｖｄｃの脈動分を補正していた。変形例にかかる制御方法では電圧形インバータ２において当該補正を行わない。そして、電圧制御率として電圧制御率Ｋｓを採用する。

以下、第１の実施の形態にかかる制御方法における出力電圧と、変形例にかかる制御方法における出力電圧とについて、例えば電圧制御率Ｋｓを１に指定し、電圧形インバータ２が電圧ベクトルＶ４を出力する場合を例に挙げて述べる。

まず、第１の実施の形態にかかる制御方法について考える。キャリヤの一周期に対する電圧ベクトルＶ４を出力する期間の割合（時比率）ｄは式（９）に鑑みて次式で表される。

よって、電圧ベクトルＶ４の大きさＶは次式で表される。

次に変形例にかかる制御方法について考える。式（１８）において電圧制御率Ｋｓを電圧制御率Ｋｓ’に置き換え、電圧ベクトルＶ４の出力期間ｔ４をｔ４０に置き換えると、時比率ｄ’は次式で表される。

式（１１）およびＫｓ＝１に相当するように√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2）＝√３／（２√２）とすると、

よって、電圧ベクトルＶ４の大きさＶ’は次式で表される。

以上のように、変形例にかかる制御による電圧形インバータ２の電圧ベクトルの大きさと、第１の実施の形態にかかる制御による電圧形インバータ２の電圧ベクトルの大きさが等しい。よって、変形例にかかる制御によっても適切に出力電圧を出力することができる。

但し、電圧制御率Ｋｓ’は第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を含んでいる。直流電圧Ｖｄｃから電源周波数の６倍の高調波を含む第１平均直流電圧Ｖｄｃ１を位相遅れなく精度よく検出するためには、２桁以上のキャリヤ周波数が必要である。５〜１０ｋＨｚ程度のキャリヤ周波数では精度よく第１平均直流電圧を検出することは困難である。少なくとも一次フィルタを用いて検出することは難しい。

一方、第２及び第３の実施の形態にかかる制御方法であれば、キャリヤ周波数の１０分の一程度の電源周波数の１２分の１の周波数で直流電圧Ｖｄｃを平均した第２平均直流電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを用いて電圧制御率Ｋｓを得ている。よって、例えば一次フィルタ程度を用いて電圧制御率Ｋｓを得ることができるので、製造コストを低減することができる。

第１の実施の形態に係る直接形交流電力変換装置の概念的な構成を示す図である。 電流形コンバータが有するスイッチング素子の概念的な構成を示す図である。 電圧形インバータが有するスイッチング素子の概念的な構成を示す図である。 入力端に印加される三相交流電圧を示すグラフである。 直流電源線の間の直流電圧に関するグラフである。 電流分配率を示すグラフである。 電流分配率を示すグラフである。 本願にかかる電圧制御率を用いて制御を行ったときの、電圧制御率、入力端に印加される相電圧、入力端を流れる線電流、出力端を流れる線電流を示すグラフである。 本願にかかる電圧制御率を用いて制御を行ったときの、入力端を流れる線電流に含まれる高調波成分である。 従来技術にかかる電圧制御率を適用して制御を行ったときの、電圧制御率、入力端に印加される相電圧、入力端を流れる線電流、出力端を流れる線電流を示すグラフである。 従来技術にかかる電圧制御率を適用して制御を行ったときの、入力端を流れる線電流に含まれる高調波成分を示すグラフである。 第１の実施の形態にかかる制御部の概念的な一例を示す図である。 台形状波形の電圧指令値を示すグラフである。 電圧形インバータの概念的な構成を示す図である。 第２の実施の形態にかかる制御部の概念的な一例を示す図である。 第３の実施の形態にかかる制御部の概念的な一例を示す図である。

符号の説明

１ 電流形コンバータ
２ 電圧形インバータ
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ スイッチング素子

Claims (3)

1. 相互間に三相交流電圧が印加される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
   ３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記３つの入力端と前記第１の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記３つの入力端と前記第２の直流電源線との間に接続されるスイッチング素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有し、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に電流を出力する電流形コンバータと、
   前記３つの出力端の各々と前記第１の直流電源線との間にそれぞれ接続される３つのスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記３つの出力端の各々と前記第２の直流電源線の間にそれぞれ接続されるスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータと
   を備える直接形交流電力変換装置を制御する方法であって、
   （ａ）前記電流形コンバータが有するスイッチング素子を、台形状波形を信号波とするパルス幅制御でスイッチングさせることにより、前記３つの入力端の相互間に印加される線間電圧のうち最大値をとる第１線間電圧（Ｅ１）と最大値及び最小値のいずれでもない第２線間電圧（Ｅ２）の内のいずれか１つを相補的に前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加するステップと、
   （ｂ）前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）の最大値と所定値（√３／２）とを積算した等価直流電圧（Ｖｄｃ２）に対する、前記電圧形インバータが出力すべき電圧の比（Ｋｓ）を算出するステップと、
   （ｃ）前記直流電圧の脈動成分を補正するための、前記三相交流の内で最も絶対値が大きい第１値（ｃｏｓθｉｎ）と、前記比とに基づいて、前記電圧形インバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を制御するステップと
   を実行し、
   前記所定値は、前記第１線間電圧及び前記第２線間電圧を、それぞれが前記第１及び前記第２の直流電源線の間に印加される第１及び第２期間（Ｄ１，Ｄ２）で、それぞれ重み付けし、これらを加算して得られる第２値（Ｖｄｃ１=√３／２／cosθin）と、前記第１値（cosθin）の積である、直接形交流電力変換装置の制御方法。
2. 前記ステップ（ｂ）にて、前記三相交流電圧の一周期の１２分の１の期間内に検出した前記直流電圧を平均して平均値を求め、予め算出された、前記平均値に対する前記最大値の比を、前記平均値に乗じて前記最大値を求める、請求項１に記載の直接形交流電力変換装置の制御方法。
3. 前記ステップ（ｂ）にて、前記キャリヤの前記一周期内で前記直流電流を平均して第２平均値を求め、前記第２平均値を前記三相交流電圧の一周期の６分の１の期間内で更に平均、して前記平均値を求める、請求項２に記載の直接形交流電力変換装置の制御方法。

Images