JP2010093523A - Ofdm復調装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】
キャリア同期のための基準信号を必要とせず、また、キャリア同期を行う上で、伝搬路による位相回転の影響を低減させることができるOFDM復調装置を提供する。
【解決手段】
同一のOFDMシンボルに対して2箇所以上の異なった演算範囲で複数回のフーリエ変換を行い、複数回のフーリエ変換結果からサブキャリアの位相を算出し、算出した位相を複数回のフーリエ変換結果毎に比較し、比較した結果から再生用キャリアの周波数誤差を検出する。
【選択図】図1

Description

本発明はOFDM復調装置に係り、特にキャリア同期を行う回路に関する。
近年、地上波ディジタルテレビ放送や無線LAN等にて、マルチパス干渉に強い直交周波数分割多重(以下、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)と略す)方式が用いられている。OFDM方式は伝送ディジタルデータを、直交する複数の搬送波に分散し変調して通信を行う方式である。
OFDM方式におけるOFDM被変調波は、多数の直交する副搬送波により構成されており、その副搬送波はサブキャリアと呼ばれ、各サブキャリアはそれぞれPSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)といった変調方式により変調される。このようにOFDM方式では多数の直交したサブキャリアによって並列にデータ伝送されるため、シンボルの時間長さを長くすることが可能である。さらに、図2に示すようにOFDMシンボルには、CP(Cyclic Prefix)と呼ばれるガード期間を設けている。このCPは、CPと有効シンボルとの境界で波形の連続性が保たれるように有効シンボルの後端をコピーしたものであり、マルチパス遅延波の遅延時間がこのCP長に収まっていれば、前後のシンボル間で干渉しないという特徴を持っている。
また、OFDM方式では多数のサブキャリアにデータを多重させるため、送信側ではIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)を、受信側ではFFT(Fast Fourier Transform)を行うのが一般的である。図2に示すFFT窓とは、このFFTの演算範囲を示しており、FFT演算の開始位置はCPの先頭から終了までの間のいずれかの位置から選択する。CPは、CPと有効シンボルとの境界で波形の連続性が保たれるように有効シンボルの後端をコピーしたものであるため、FFT演算の開始位置が前記範囲内であればサブキャリア間の直交性は保たれるという特徴を有している。
ところで、OFDM復調装置にてOFDM被変調波を復調するためには、各種の同期が必要となる。特に、OFDMシンボルの境界位置を検出するシンボルタイミングの同期と、OFDM被変調波のキャリア周波数と受信側で使用する再生用キャリア周波数を同期させるキャリア周波数の同期が必要であり、従来からいくつも方法が提案されている。
例えば、クロック同期のための基準信号を使用せずにクロック同期を行う方法が特許第3041175号にて提案されている。この方法はFFT演算結果からコンステレーションの解析を行い、2つ以上の異なるサブキャリアの位相回転方向から、直交復調用のキャリア周波数の誤差とA/D変換用サンプリングクロックの周波数誤差を判別し、補正する方法である。
特許第3041175号
しかしながら、特許文献1の方法では、判別に用いたサブキャリアが伝搬路による位相回転を受けていた場合、誤った判定を下す可能性があり、伝搬路の変動の影響を大きく受けるという問題があった。また、直交復調用のキャリアとA/D変換用サンプリングクロックが同期していないため、両方の同期を別々に行う必要があり同期を得るまでに時間がかかる。
また、OFDM方式では多数のサブキャリアを使用するが、通信に常に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。さらに、伝搬路での周波数選択性のあるフェージング等により、一部の周波数のサブキャリアの品質が劣化する場合がある。このような通信に使用していないサブキャリアや品質が劣化したサブキャリアを用いて、キャリア同期を行うと同期の精度が劣化するという問題を生じる。
本発明のOFDM復調装置は、OFDM被変調波を再生用キャリアを用いて直交復調し、OFDMベースバンド信号を得る直交復調手段と、前記直交復調手段により得たOFDMベースバンド信号をフーリエ変換して各サブキャリア毎のOFDM周波数領域信号へと変換するフーリエ変換手段と、前記直交復調手段により得たOFDMベースバンド信号のシンボルの境界位置を検出し、当該シンボルの境界位置に基づいて、同一のOFDMシンボルに対して2箇所以上の異なったフーリエ変換の演算範囲を決定する演算範囲決定手段と、前記演算範囲決定手段により決定した2箇所以上の演算範囲に対してフーリエ変換を行うように、前記フーリエ変換手段を制御するフーリエ変換制御手段と、前記2箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、算出した位相をフーリエ変換の結果毎に比較し、比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段により検出された前記再生用キャリアの周波数誤差に基づき、前記再生用キャリアの周波数を制御するクロック制御手段とを備える。
本発明ではキャリア同期のための基準信号を必要とせず、また、キャリア同期を行う上で、伝搬路による位相回転の影響を低減させることができるOFDM復調装置を提供する。また、直交復調用のキャリアとA/D変換用サンプリングクロックを別々に同期させる必要がなく、同期を得るまでにかかる時間を短縮できる。さらに、品質の良いサブキャリアを用いて、キャリア同期を行い同期の精度を向上できる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
図1は本発明を実施するOFDM復調装置のブロック図の一例である。図1は同一のOFDMシンボルに対してFFT演算を2回行う例であるが、3回以上行っても本発明を実現することができ、それを制限するものではない。
図1のブロック図の動作について説明する。アンテナ101により入力されるOFDM被変調波は、RF受信部102に供給される。RF受信部102は、OFDM被変調波を帯域制限、信号増幅および周波数変換することでIF信号へと変換し、直交復調回路103へと供給する。直交復調回路103は、再生用キャリア発生器104から供給される再生用キャリアを用いて直交復調を行い、IF信号をアナログのOFDMベースバンド信号に変換し出力する。このアナログのOFDMベースバンド信号は、A/D変換回路105に供給される。A/D変換回路105は、クロック発生器114から供給されるサンプリングクロックに同期して、アナログのOFDMベースバンド信号をサンプリングしディジタルのOFDMベースバンド信号に変換する。このディジタルのOFDMベースバンド信号は、速度変換回路106に供給される。
図1では、同一のOFDMシンボルに対しFFT演算を2回行うためのフーリエ変換制御手段の一例として、速度変換回路106とスイッチ107と遅延回路108を用い、時分割多重でFFT回路110を動作させる。具体的には、速度変換回路106に供給されたOFDMベースバンド信号は、サンプリングクロックの2倍の速度に速度変換されて、スイッチ107と遅延回路108と窓位置決定部109に供給される。スイッチ107はまず接点Aと接続し、FFT回路110に同一のOFDMシンボルに対し1回目となるFFT演算用のOFDMベースバンド信号を供給する。この1回目のFFT演算用の信号の供給が終わったのち、スイッチ107は接点Bと接続する。
一方、遅延回路108は所定の時間OFDMベースバンド信号を遅延させて、同一のOFDMシンボルに対し2回目となるFFT演算用のOFDMベースバンド信号を、スイッチ107を経由してFFT回路110に供給する。窓位置決定部109は、OFDMベースバンド信号に含まれるCPとOFDMシンボルの後端との相関を利用してOFDMシンボルの境界を検出し、FFT演算範囲すなわちFFT窓位置を同一のOFDMシンボルに対して2回分決定しFFT回路110に通知する。具体的なFFT演算の開始位置は、CPの先頭から終了までの間のいずれかの位置から選択するが、図3に示すように、同一のOFDMシンボルに対して1回目と2回目では異なる位置を選択する。なお、窓位置決定部は、フーリエ変換の演算範囲を決定するものなので、演算範囲決定部とも言う。
図4に速度変換回路106とスイッチ107と遅延回路108と窓位置決定部109の具体的な動作タイミングの一例を示し、これを用いて図1のブロック図の動作についてより詳しく説明する。図4は各部の出力もしくは入力信号のタイミングを示したタイミングチャートであり、横軸は時間である。また、データ1、2、3はOFDMベースバンド信号の1シンボル分のデータである。
A/D変換回路105の出力であるOFDMベースバンド信号、すなわち図4のA/D出力におけるデータ1は、速度変換回路106によってサンプリングクロックの2倍の速度に速度変換されて、1OFDMシンボルの半分の時間長さで出力される(図4の速度変換回路出力のデータ1)。このときスイッチ107は接点Aと接続し、FFT回路110に同一のOFDMシンボルに対し1回目となるFFT演算用のOFDMベースバンド信号を供給する(図4のFFT回路入力におけるデータ1の1回目)。この1回目のFFT演算用の信号の供給が終わったのち、スイッチ107は接点Bと接続する。
一方、遅延回路108はデータ1を1OFDMシンボル長の半分の時間遅延させて、同一のOFDMシンボルに対し2回目となるFFT演算用のOFDMベースバンド信号(図4のFFT回路入力におけるデータ1の2回目)を、スイッチ107を経由してFFT回路110に供給する。窓位置決定部109は、適切なFFT窓位置を同一のOFDMシンボルに対して2回分決定しFFT回路110に通知する。このようにして、同一のOFDMシンボルに対してFFT演算を2回行う。
再度図1に戻ってFFT回路110以降の動作について説明する。FFT回路110は、窓位置決定部109より通知されたFFT窓位置に従って、同一のOFDMシンボルに対して2回のFFT演算を行い、OFDMベースバンド信号を時間領域から各サブキャリア毎の周波数領域の信号へと2回変換する。以降、この周波数領域の信号へと変換されたOFDMベースバンド信号を、OFDM周波数領域信号と呼ぶ。OFDM周波数領域信号は、FFT回路110から復調復号部111と周波数誤差検出部112へと供給される。復調復号部111では同一のOFDMシンボルに対し1回目または2回目のいずれかのOFDM周波数領域信号を用い、PSKやQAMといった変調方式に従って各サブキャリア毎に復調および復号を行う。
周波数誤差検出部112は、同一のOFDMシンボルに対し1回目および2回目の両方のOFDM周波数領域信号を用いて再生用キャリアの周波数誤差の検出を行い、その誤差の補正を行う補正信号を生成しクロック制御回路113へ供給する。この再生用キャリアの周波数誤差は、OFDM復調装置が受信したOFDM被変調波のキャリアと再生用キャリアとが同期していないことによって生じる周波数誤差であり、例えばクロック発生器114から出力されるクロック周波数のずれにより生じる。なお、具体的な再生用キャリアの周波数誤差の検出方法については後に詳述する。
クロック制御回路113は、周波数誤差検出部112からの補正信号に従ってクロック発生器114の周波数を制御する。クロック発生器114は、クロック制御回路113からの制御に従ってクロックを生成し、A/D変換回路105と再生用キャリア発生器104に供給する。再生用キャリア発生器104は、クロック発生器114からのクロックに同期した再生用キャリアを生成し直交復調回路103へと供給する。このようにしてクロック発生器114を制御することで再生用キャリアの周波数誤差を補正する。
次に再生用キャリアの周波数誤差の検出方法について具体的に説明する。図5は図1における周波数誤差検出部112の詳細な一例を示すブロック図である。図5において選択回路120を含む上段のブロックは、同一のOFDMシンボルに対し1回目のOFDM周波数領域信号を処理し、下段のブロックは2回目のOFDM周波数領域信号を処理する。
FFT回路110の出力であるOFDM周波数領域信号124は、各サブキャリアごとに実軸成分と虚軸成分からなる複素信号であり、選択回路120へと供給される。上段の選択回路120は同一のOFDMシンボルに対し1回目のOFDM周波数領域信号を使用し、下段の選択回路120は2回目のOFDM周波数領域信号を使用する。選択回路120は、各サブキャリア毎のOFDM周波数領域信号から、再生用キャリアの周波数誤差を検出するために使用するサブキャリアを複数選択する。この選択では、キャリアの中心に位置するサブキャリアの周波数つまり周波数0を基準とし、周波数0に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも1対以上選択する。図5では説明を簡単にするために、サブキャリアの周波数は+fと−fの1対を選択しており、125および127が周波数+f、126および128が周波数−fのOFDM周波数領域信号である。選択回路120によって選択されたOFDM周波数領域信号125〜128は、位相算出回路121へ供給される。
位相算出回路121はこのOFDM周波数領域信号からサブキャリアの位相を算出し、加算回路122へと供給する。図5でφFFT1 +fは1回目のFFT結果から算出したサブキャリア周波数+fの位相であり、φFFT1 -fは1回目のFFT結果から算出したサブキャリア周波数−fの位相であり、同様にφFFT2 +f、φFFT2 -fは2回目のFFT結果から算出したサブキャリアの位相である。加算回路122は、このサブキャリアの位相を1回目のFFT結果と2回目のFFT結果で別々に加算し、加算した結果を位相比較回路123へと供給する。位相比較回路123では、1回目のFFT結果からなる位相の加算結果φFFT1 sum(=φFFT1 +f+φFFT1 -f)と2回目のFFT結果からなる位相の加算結果φFFT2 sum(=φFFT2 +f+φFFT2 -f)の位相を比較する。
ここで、φFFT1 +fとφFFT2 +fとの間に生じる位相差をφFFT1_2 +fとし、φFFT1 -fとφFFT2 -fとの間に生じる位相差をφFFT1_2 -fとする。このφFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fに影響する要因としては、以下に示す(a)〜(d)の4つがある。
(a)FFTの演算開始位置の違いにより発生する位相差
(b)サンプリングクロックの周波数誤差により発生する位相差
(c)伝搬路での位相回転により発生する位相差
(d)再生用キャリア周波数の誤差により発生する位相差
次にこれら4つの要因による位相差について順番に説明する。
まず(a)について、今、伝搬路での位相回転が無く、OFDM被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が0であり、また変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差も0である場合を仮定する。この場合、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fとの間には(a)の位相差が現れる。この(a)の位相差は、図6に示すような周波数特性を持ち、サブキャリアの周波数をf、演算開始位置の時間差をΔtとすると位相差は2πfΔtとなる。したがって、周波数+fの位相差であるφFFT1_2 +fと、周波数−fの位相差であるφFFT1_2 -fは絶対値が等しく符号が反対となるため、加算回路122の出力であるφFFT1 sumとφFFT2 sumは等しくなり、位相比較回路123にて比較すると位相差は0となる。つまり、位相比較回路123では(a)FFTの演算開始位置の違いにより発生する位相差は検出されない。
次に(b)について、今、伝搬路での位相回転が無く、OFDM被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が0であり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数に誤差がある場合を仮定する。この場合、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fには、前記(a)に加えて(b)の位相差が現れる。この(b)の位相差は、前記(a)と同様なサブキャリアの周波数に比例する周波数特性を持つため、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fは絶対値が等しく符号が反対となる。このため位相比較回路123ではφFFT1 sumとφFFT2 sumは等しくなり、(b)サンプリングクロックの周波数誤差により発生する位相差は検出されない。
次に(c)について、今、伝搬路での位相回転があり、OFDM被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数の誤差が0であり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差が0である場合を仮定する。この場合、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fには、前記(a)に加えて(c)の位相差が現れる。ここで、(c)の位相差とは、1回目と2回目のFFTの演算開始位置の時間差Δtの間に生じる、伝搬路での位相回転の変化量である。そこで、この伝搬路での位相回転の変化量がほとんど無視できるほど小さくなるように、Δtを伝搬路の変動周期よりも小さくすれば、位相比較回路123ではφFFT1 sumとφFFT2 sumはほぼ等しくなり、(c)伝搬路での位相回転により発生する位相差はほとんど検出されない。図1の窓位置決定部109では、上述のようにΔtには比較的小さい値(かといって0ではない)を使用して、FFTの演算範囲を決定する。
次に(d)について、今、伝搬路での位相回転がなく、OFDM被変調波のキャリア周波数と再生用キャリア周波数に誤差があり、変調装置と復調装置との間でサンプリングクロックの周波数誤差が0である場合を仮定する。この場合、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fには、前記(a)に加えて(d)の位相差が現れる。この(d)の位相差は、図7に示すようにすべてのサブキャリアで一定となる特性を示す。したがって、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fから前記(a)の位相差を除いた場合、φFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fの絶対値と符号は等しくなり、位相比較回路123ではφFFT1 sum>φFFT2 sumあるいはφFFT1 sum<φFFT2 sumを検出する。ここで、図3に示すように1回目のFFT演算開始位置を、2回目よりも前(CPの先頭に近づく方向)とした場合、キャリア周波数に対して再生用キャリア周波数が小さい場合はφFFT1 sum<φFFT2 sumとなる。逆にキャリア周波数に対して再生用キャリア周波数が大きい場合はφFFT1 sum>φFFT2 sumとなる。位相比較回路123は、このφFFT1 sumとφFFT2 sumの関係を、例えばφFFT1 sum<φFFT2 sumを検出した場合は1、φFFT1 sum>φFFT2 sumを検出した場合は−1、φFFT1 sum=φFFT2 sumを検出した場合は0といった形でクロック制御回路113に通知する。クロック制御回路113は、通知されたφFFT1 sumとφFFT2 sumの関係にしたがって、クロック発生器114を制御し、キャリア周波数と再生用キャリア周波数の同期を取ることができる。
実際には(a)〜(d)全ての位相差が同時にφFFT1_2 +fとφFFT1_2 -fに現れるが、前述のとおり(a)〜(c)については、位相比較回路123でφFFT1 sumとφFFT2 sumは等しくなるため、(d)再生用キャリア周波数の誤差による位相差を検出できる。
また、本実施例の復調装置では、A/D変換用サンプリングクロックと再生用キャリアは同期する構成となっている。変調装置側でもD/A変換用サンプリングクロックとキャリアが同期する構成とすれば、変調装置と復調装置間でキャリア同期を得た時点でサンプリングクロックも同期するため、サンプリングクロックの同期手順が不要である。なお、復調装置にてA/D変換用サンプリングクロックと再生用キャリアが同期しない構成であっても、本発明を用いてキャリア同期を得ることは可能である。
なお、本実施例の図5では、1回目のFFT結果を処理するブロックと2回目のFFT結果を処理するブロックを分けて示しているが、構成は全く同じなため、いずれか1つのブロックにて両方の結果を処理する構成とすることも可能である。
図8は本発明の他の実施例となるOFDM復調装置のブロック図である。図1と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。
図8は図1と同様に、同一のOFDMシンボルに対してFFT演算を2回行う例である。図8では、同一のOFDMシンボルに対しFFT演算を2回行うためのフーリエ変換制御手段の一例として、FFT回路110を2個用意している。窓位置決定部109は、それぞれのFFT回路110に異なったFFT演算範囲となるFFT窓位置を通知し、それぞれにて異なる演算範囲でFFT演算を行う。例えば、2個のFFT回路110のうち上段にて1回目を実施し、下段にて2回目となるFFT演算を行い、そのFFT演算結果を周波数誤差検出部112へと供給する。周波数誤差検出部112の動作は、実施例1と同じであるため詳細な説明は割愛する。
図9は本発明の他の実施例となるOFDM復調装置のブロック図である。図8と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。
図9は図8と同様に、同一のOFDMシンボルに対してFFT演算を2回行う例である。図9において図8と異なるのは、信頼性検出部301と使用サブキャリア取得部302と、サブキャリア選択部303と、周波数誤差検出部304であり、これらの動作について次に説明する。
OFDM方式では多数のサブキャリアを使用するが、常に通信に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。このため、使用サブキャリア取得部302では、通信に使用するサブキャリアをあらかじめ装置にて既知として持っておくか、通信開始時もしくは通信中に制御用のサブキャリア(一般的に周波数はあらかじめ既知である)を通じて取得し、サブキャリア選択部303へと通知する。また、信頼性検出部301は、各サブキャリアの信頼性をビットエラーレートやサブキャリアの振幅といった情報から判断し、サブキャリア選択部303へと通知する。サブキャリア選択部303は、この通知された通信に使用するサブキャリアの中から、サブキャリアの信頼性が高い(例えばエラーレートの低い)サブキャリアを選択し、キャリア同期に用いるサブキャリアを周波数誤差検出部304へと通知する。
図10は図9における周波数誤差検出部304の詳細な一例を示すブロック図であり、図5の周波数誤差検出部112とほぼ同じ構成となっている。なお、図5、図9と同一箇所および同等部分については同一符号を付している。
図10にて、図5と異なるのは、選択回路120にてキャリア同期に使用するサブキャリアを選択する場合に、サブキャリア選択部303から通知された情報を用いることである。選択回路120では、この情報を元に、各サブキャリア毎のOFDM周波数領域信号124から、再生用キャリアの周波数誤差を検出するために使用するサブキャリアを複数選択する。この選択では、サブキャリア選択部303より通知されたサブキャリアの中から、実施例1と同様にサブキャリアの周波数0に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも1対以上選択する。図10のその他のブロックの動作については、実施例1の図5と同じであるため、詳細な説明は割愛する。
本発明の一実施例のブロック図 OFDMシンボルにおけるCPとFFT窓の位置関係を示す図 同一OFDMシンボルにFFTを2回適用させる場合のFFT窓位置を示す図 図1中のFFT回路周辺の動作タイミングを示す図 図1中の周波数誤差検出部の詳細な一例を示すブロック図 FFTの演算開始位置の違いにより発生する位相差の周波数特性を示す図 再生用キャリア周波数の誤差により発生する位相差の周波数特性を示す図 他の実施例となるOFDM復調装置のブロック図 他の実施例となるOFDM復調装置のブロック図 図9中の周波数誤差検出部の詳細な一例を示すブロック図
符号の説明
101…アンテナ、102…RF受信部、103…直交復調回路、104…再生用キャリア発生器、105…A/D変換回路、106…速度変換回路、107…スイッチ、108…遅延回路、109…窓位置決定部、110…FFT回路、111…復調復号部、112…周波数誤差検出部、113…クロック制御回路、114…クロック発生器、120…選択回路、121…位相算出回路、122…加算回路、123…位相比較回路、301…信頼性検出部、302…使用サブキャリア取得部、303…サブキャリア選択部、304…周波数誤差検出部

Claims (4)

  1. OFDM被変調波を受信し復調するOFDM復調装置において、
    前記OFDM被変調波を再生用キャリアを用いて直交復調し、OFDMベースバンド信号を得る直交復調手段と、
    前記直交復調手段により得たOFDMベースバンド信号をフーリエ変換して各サブキャリア毎のOFDM周波数領域信号へと変換するフーリエ変換手段と、
    前記直交復調手段により得たOFDMベースバンド信号のシンボルの境界位置を検出し、当該シンボルの境界位置に基づいて、同一のOFDMシンボルに対して2箇所以上の異なったフーリエ変換の演算範囲を決定する演算範囲決定手段と、
    前記演算範囲決定手段により決定した2箇所以上の演算範囲に対してフーリエ変換を行うように、前記フーリエ変換手段を制御するフーリエ変換制御手段と、
    前記2箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、算出した位相をフーリエ変換の結果毎に比較し、比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
    前記周波数誤差検出手段により検出された前記再生用キャリアの周波数誤差に基づき、前記再生用キャリアの周波数を制御するクロック制御手段とを、
    備えたことを特徴とするOFDM復調装置。
  2. 前記周波数誤差検出手段は、前記2箇所以上の演算範囲に対するフーリエ変換の結果の中から少なくとも2つ以上のフーリエ変換の結果を取得し、
    取得したフーリエ変換の結果の中から、サブキャリアの基準周波数に対して正方向と負方向に等しく離れた対となる周波数のサブキャリアを少なくとも1対以上選択し、
    選択したサブキャリアのフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、
    算出したサブキャリアの位相を前記フーリエ変換の結果別に加算し、
    加算した位相を前記フーリエ変換の結果毎に比較し、
    比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出することを特徴とする請求項1に記載のOFDM復調装置。
  3. さらに、サブキャリアの信頼性を検出する信頼性検出手段を有し、
    前記周波数誤差検出手段は、前記信頼性検出手段により検出したサブキャリアの信頼性に基づいて、複数回のフーリエ変換結果の中から使用するサブキャリアを選択し、
    選択したサブキャリアのフーリエ変換の結果からサブキャリアの位相を算出し、
    算出したサブキャリアの位相を前記フーリエ変換の結果別に加算し、
    加算した位相を前記フーリエ変換の結果毎に比較し、
    比較した結果から前記再生用キャリアの周波数誤差を検出することを特徴とする請求項1または2に記載のOFDM復調装置。
  4. 再生用キャリアとA/D変換用のサンプリングクロックが同期することを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載のOFDM復調装置。
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