JP2010050908A

JP2010050908A - プリディストータ

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Publication number: JP2010050908A
Application number: JP2008215688A
Authority: JP
Inventors: Takaki Shibata; 孝基柴田; Takuya Funayama; 拓也舩山; Takayoshi Sasaki; 孝義佐々木
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2008-08-25
Filing date: 2008-08-25
Publication date: 2010-03-04
Anticipated expiration: 2028-08-25
Also published as: JP5160344B2

Abstract

【課題】少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償精度の高いプリディストータを提供する。
【解決手段】プリディストータ３０１は、歪補償値で入力信号Ｘを歪補償して被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、入力信号Ｘ及び被補償回路４０１の出力信号Ｙが入力され、歪補償多項式の係数を算出する多項式係数算出部１３と、を備える。歪補償部１１は、数式で表せる歪補償多項式を記憶しており、入力信号Ｘを歪補償多項式で歪補償した予歪補償信号Ａを生成し、被補償回路４０１へ出力する。
【選択図】図２

Description

本発明は、信号増幅器などの被補償回路からの出力信号の歪を補償するため、予め入力信号に歪補償値を加えるプリディストータに関するものである。

従来、増幅器のメモリ効果対策歪補償技術の技術としては、ボルテラ（Ｖｏｌｔｅｒｒａ）級数を基本とした方法（例えば、特許文献１及び特許文献２を参照。）、メモリ多項式を基本とした方法（例えば、特許文献３を参照。）、およびドハティ増幅器向けの方法（例えば、特許文献４を参照。）がある。
特開２００４−３２０５９８号公報特開２００７−２８２０６６号公報特開２００４−３２０３２９号公報特開２００７−２４３５４９号公報特開２００６−０９３９４７号公報野島俊雄、山尾泰編著、「モバイル通信の無線回路技術」、ｐ．６１、電子情報通信学会、２００７年出版

特許文献１及び特許文献２では、ボルテラ級数展開された多項式の係数を推定し、その係数を用いてボルテラ級数展開により生成した逆歪特性（歪補償特性）をプリディストータに用いている。ボルテラ級数展開を基本としたメモリ効果対策歪補償技術では、多項式の次数が十分に大きく、かつ適切な項を選択した場合に十分な歪補償をすることができる。しかし、ボルテラ級数を基本とした方法では、次数が小さくとも項数が多くなるので、係数を推定する計算時間が長くなってしまうという課題があった。また、ボルテラ級数を基本とした方法では、適切に項を選択し、必要の無い余計な項を削除しないと十分な歪補償ができないという課題もあった。更には、ボルテラ級数を基本とした方法は、多項式の中から適切な項を選べれば理想的な歪補償ができるが、適切な項を選択するべきか判断することにも課題があった。

すなわち、ボルテラ級数を基本とした歪補償方法で用いているボルテラ級数展開は、増幅器の歪特性（または歪特性の逆特性である歪補償特性）をモデル化しているのではなく、単純に増幅器への複数のサンプリング時刻の異なる入力信号に対する全ての組み合わせを表現した式にすぎない。このようなボルテラ級数を基本とした歪補償方法は、項数が膨大なので、係数の推定に必要な計算量も膨大となり、結果として係数の推定値の更新にも長い時間が必要となり、歪特性の変動に追従できないという課題があった。従って、ボルテラ級数の係数を全て求めるのは現実的ではなく、現実的な計算量、および計算時間で係数を算出する目的で、ボルテラ級数の代わりに増幅器をモデル化したメモリ多項式などが提案されている。

一方、特許文献３では、メモリ多項式と呼ばれる多項式の係数を推定し、その係数を用いてメモリ多項式により生成した歪補償値をプリディストータに用いている。ここで、メモリ多項式とは、メモリ効果対策を考慮していない従来の増幅器の歪補償値をモデル化した歪補償多項式に、過去の入力信号で定義される歪補償多項式を加えた多項式である。このメモリ多項式は、多項式の次数を同一としたとき前述のボルテラ級数よりも少ない項数となり、計算量を大幅に減らすことができる。しかし、メモリ多項式を基本とした方法はボルテラ級数を基本としたメモリ効果対策歪補償技術に比べて歪補償量が十分でなく、補償精度に課題があった。

また、ドハティ増幅器向けの方法では、ドハティ増幅器に特化したモデルを用いたメモリ効果対策歪補償技術であるが、従来の歪補償に用いているルックアップテーブルに加えて合成比率のルックアップテーブルが必要であり、入出力信号からドハティ増幅器を構成している要素アンプそれぞれの特性と合成比率の特性をそれぞれ順番に推定する必要があるので、収束が遅いという課題があった。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償精度の高いプリディストータを提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明に係るプリディストータは、被補償回路を適切にモデル化し、これから算出された歪補償多項式に基づいて歪補償することとした。

具体的には、本発明に係るプリディストータは、数式１又は数式２で表せる歪補償多項式を記憶しており、入力信号を前記歪補償多項式で歪補償した予歪補償信号を生成し、被補償回路へ出力する歪補償部を備える。

本発明に係るプリディストータは、被補償回路を適切にモデル化し、そのモデルの歪特性から歪補償多項式を推定するため、ボルテラ級数を使用する方法より少ない計算量で歪補償値を算出でき、ボルテラ級数を使用する方法と同等の精度で歪補償ができる。

従って、本発明に係るプリディストータは、少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償の精度を高くすることができる。

本発明に係るプリディストータは、前記入力信号及び前記被補償回路の出力信号が入力され、前記歪補償部が記憶する前記歪補償多項式の係数を算出し、前記歪補償多項式へ適用する多項式係数算出部をさらに備える。

従って、本発明に係るプリディストータは、多項式係数算出部が入力信号と出力信号とから歪補償多項式の係数を計算し、歪補償部の歪補償多項式に適用する。従って、少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償の精度を高くすることができる。

本発明に係るプリディストータの前記多項式係数算出部は、前記入力信号及び前記出力信号から最小二乗法で前記歪補償多項式の係数を算出してもよい。

歪補償多項式の係数を１回で正確に求めるには、想定している入力信号の振幅（又は電力）の全てを網羅するような予歪補償信号を、入力信号と、入力信号に対応する出力信号との組を用いて歪補償多項式の係数を最小二乗法を用いて算出する必要があり、計算量が膨大なものとなる。すなわち、歪補償多項式の係数を正確に算出するには、サンプリングした入力信号と出力信号を非常に多く用いる必要がある。また、温度、および湿度、並びに経年変化により増幅装置の歪補償多項式の係数も変化する。

このため、本発明に係るプリディストータの前記多項式係数算出部は、前記歪補償多項式に入力信号を代入して得た値と前記入力信号とを乗算して入力レプリカ信号を生成し、前記歪補償多項式に出力信号を代入して得た値と前記出力信号とを乗算して出力レプリカ信号を生成し、前記入力レプリカ信号と前記出力レプリカ信号との誤差が最小となるように前記歪補償多項式の係数を更新することが好ましい。

従って、本発明に係るプリディストータは、被補償回路の歪補償をしながら歪補償多項式の係数を時刻の経過とともに更新することができる。

本発明は、少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償精度の高いプリディストータを提供することができる。

添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

図２は、本実施例のプリディストータ３０１の構成を説明するブロック図である。プリディストータ３０１は、歪補償値で入力信号Ｘを歪補償して被補償回路４０１へ出力する歪補償部１１と、入力信号Ｘ及び被補償回路４０１の出力信号Ｙが入力され、歪補償多項式の係数を算出する多項式係数算出部１３と、を備える。例えば、被補償回路４０１は増幅器である。以下の説明は、被補償回路４０１が増幅器として説明する。

図３は、プリディストータ３０１の歪補償部１１を説明するブロック図である。歪補償部１１は、数式１又は数式２で表せる歪補償多項式を記憶しており、入力信号Ｘを歪補償多項式で歪補償した予歪補償信号Ａを生成し、被補償回路４０１へ出力する。

多項式係数算出部１３は、後述する係数算出方法で歪補償多項式の係数を算出する。さらに、多項式係数算出部１３は算出した係数を歪補償部１１へ出力する。歪補償部１１は、この係数を利用して予歪補償信号Ａを生成する。また、歪補償部１１は、定期的に歪補償多項式の係数を更新する。

（増幅回路のモデル化と歪特性の推定）
まず、増幅回路の歪特性をモデル化する。図１は複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図である。入力信号Ｘが入力され出力信号Ｙを出力する。ここで、入力信号Ｘを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｘ（ｎＴ_ｓ）とし、出力信号Ｙを周期Ｔ_ｓでサンプリングした離散時間信号をｙ（ｎＴ_ｓ）とし、表記を簡単にするためにそれぞれをｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）で表すこととする。また、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）は実数成分と虚数成分を持つ複素数信号であり、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）に対する乗算及び加算は、それぞれ複素乗算及び複素加算を示すものとする。増幅回路を構成する要素増幅器５１３の歪特性をそれぞれ

とおく。ここで、ｊは要素増幅器５１３の番号であり、Ｊは要素増幅器５１３の全個数である。また、ｄは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｄ１_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化先行時間、Ｄ２_ｊはｊ番目の要素増幅器の最大正規化遅延時間、ｋは次数であり、Ｋ_ｊはｊ番目の要素増幅器の歪成分の最大次数を表す。

また、要素増幅器５１３を合成する比率は入力信号Ｘの振幅値の関数（合成多項式）５１２を

とおく。ここで、ｒは入力信号の正規化先行時間、または正規化遅延時間を表し、Ｒ１_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化先行時間、Ｒ２_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大正規化遅延時間、ｌは次数であり、Ｌ_ｊはｊ番目の要素増幅器に対する合成する比率において関係する入力信号の最大次数から１次高い次数を表す。

このとき、増幅回路の出力は

ここで、数式５を整理する。まず、異なる増幅器（異なるｊ）の同じ項をまとめると

次に、数式６のｒ＝ｄの項をまとめると

また、数式７は、

さらに、

すなわち、図１のようにモデル化できる増幅回路の歪特性を推定するには、複素数係数ｈ’_ｄ，ｋ、ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出すれば良い。係数ｈ’_ｄ，ｋ、ｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｈ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するには入力信号Ｘ、および出力信号Ｙを数式９のモデルに適用して最小二乗法を用いればよい。

例えば、数式５において、Ｊ＝２、Ｒ１＝４０、Ｒ２＝４０、Ｄ１＝５０、Ｄ２＝５０、Ｌ＝３、Ｋ＝５（ここでは、簡単のためにＲ１_ｊ、Ｒ２_ｊ、Ｄ１_ｊ、Ｄ２_ｊ、Ｌ_ｊ、およびＫ_ｊにおいて異なるｊであっても同じ数としてあるので、それぞれＲ１、Ｒ２、Ｄ１、Ｄ２、Ｌ、およびＫと略して記述してある。）とおいたときの係数の個数は、
２×（２×４０＋１）×（２×５０＋１）×３×５＝２４５４３０
通りとなり、数式５を整理した数式９においては、係数の個数は、
（２×５０＋１）×（５＋３−１）＋（２×５０＋１）×（２×４０）×２
＋（２×５０＋１）×（２×４０）×２×４＝８１５０７
通りとなる。

一方、同じ遅延数５０、先行数５０、多項式次数５のボルテラ級数では、

通りである。

従って、数式５の段階で求める係数の数はボルテラ級数に比べて、
２４５４３０／１０１３４０８７５≒１／４１３
となる。さらに、数式９の場合、求める係数の数はボルテラ級数に比べて、
８１５０７／１０１３４０８７５≒１／１２４３
となり、本発明の手法を用いればボルテラ級数に比べて約１２４３分の１の数の係数を計算をすれば増幅器の特性を計算できる。係数を求める際に利用する連立方程式の解法の計算量は項数の３乗に比例するので、計算量はボルテラ級数を用いた場合に比べて、
（８１５０７／１０１３４０８７５）^３≒１／１９２２０７０１０４
に削減される。

（歪補償方法）
次に、図１のモデルに基づいた増幅回路の歪補償方法について説明する。増幅装置全体の入出力信号の関係は

となり、線形であるのが理想的である。但し、Ｇは増幅装置の利得を表す実数定数である。ここでは、以降の議論を簡単にする目的で、Ｇ＝１とおくこととする。

しかし、実際の増幅装置では、入力信号の振幅（もしくは電力）が大きくなると入出力信号の関係は線形ではなく数式５、または数式９で表現されるように非線形となる。図１のモデルに基づいた増幅回路を歪補償するには、図１のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式５、または数式９において入力信号Ｘと出力信号Ｙを入れ替えた歪補償多項式

数式５から数式９に整理したのと同様に、数式１２を整理すると、

この数式１３の複素数係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を最小二乗法を用いて推定し、入力信号Ｘを歪補償多項式に従って補償すればよい。最小二乗法により係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を算出するに際しては、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}の総数よりも多くの入力信号Ｘと出力信号Ｙをサンプリングしたｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の組を用いる。

すなわち、最小二乗法を用いて得られた数式１３の係数を用いて増幅装置の入出力関係を線形にする目的で、増幅装置の前段に設けてある増幅装置の非線形な歪特性（歪値）に対する逆歪特性（歪補償特性）を生成するプリディストータ３０１において、入力信号Ｘに歪補償値を予め与えた予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。このとき、増幅装置の出力信号Ｙがｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）となる予歪補償信号Ａを得るために、プリディストータ３０１は、数式１で表される歪補償多項式で入力信号Ｘに歪補償値を予め与えて予歪補償信号Ａを生成して増幅装置に入力する。

図１のモデルを数式で表現した歪特性多項式である数式５、または数式９で与えられる非線形な歪を補償する逆歪特性（歪補償特性）を与える予歪補償信号Ａ、すなわち数式１のａ（ｎ）を得るには、数式５、または数式９においてｘ（ｎ）とｙ（ｎ）を入れ替えた数式１２、または数式１３の関係を満たす係数ｗ’_{ｊ，ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}、または、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を得ればよい。

（歪補償多項式の係数の算出方法）
ここで、数式１３を利用して歪補償多項式の係数を求める方法について説明する。但し、ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおく。係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、及びｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を全て並べた係数のベクトルを数式１４のようにおく。

ここで、Ｔは行列の転置を表す。

ここで、数式１３の歪補償多項式の係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Qを求めるには、異なるｎにおけるＱ＋１個以上の数式１３が必要である。ここで、数式１３を行列表現すると数式１５となる。

但し、

歪補償多項式の係数を推定する際に使用する異なるｎに対する数式１３の個数はＮ（Ｎ≧Ｑ＋１）であり、数式１３をＮ個まとめると数式１５は数式１７の連立方程式となる。

数式１７又は数式１９の連立方程式を解くことで、係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑが求まる。数式１７又は数式１９の連立方程式を解くには掃き出し法を用いても良いし、最小二乗法を用いて数式２０としても良い。

但し、Ｈは表列の複素共役転置を表す。このようにして得られた係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑをａ（ｎ）に適用し、ｘ（ｎ）に応じた歪補償値を算出すれば歪補償ができる。

歪補償部１１は、多項式係数算出部１３が算出した係数を受け取り、歪補償多項式に適用する。プリディストータ３０１は、この係数を適用した歪補償多項式で入力信号Ｘから予歪補償信号Ａを生成する。歪補償部１１が記憶する歪補償多項式は被補償回路４０１を適切にモデル化し、そのモデルの歪特性から得られたものであるため、プリディストータ３０１は少ない計算量で歪補償値を算出でき、歪補償の精度を高くすることができる。

（更新アルゴリズム）
次に、歪補償多項式の係数を時刻の経過とともに更新する更新アルゴリズムを説明する。

増幅回路の歪補償をしながら歪補償多項式の係数を更新する場合、増幅回路へ入力する信号はｘ（ｎ）ではなく、増幅回路の出力信号Ｙであるｙ（ｎ）をｘ（ｎ）に近づけるように歪補償した数式２で表せる予歪補償信号Ａ、すなわちａ’（ｎ）である。この数式２は歪補償多項式の係数を更新しながら歪補償をする際に、今まで説明してきた数式１の役割を果たす。

このとき、正確に増幅回路の歪補償がなされていれば、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）が成立するので、

も成立する。

もし、増幅回路の歪補償が十分でなければ、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）とはならず、

とおくと、誤差

が得られる。この誤差ｅ（ｎ）が零になるように歪補償多項式の係数を更新する。

すなわち、増幅回路全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ’_ｄ，ｋ（ｉ）、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}（ｉ）、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}（ｉ）は数式１３を満たす。ここで、係数ｗ’_ｄ，ｋ、ｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ}、およびｗ’_{ｒ，ｄ，ｌ，ｋ}を全て並べた係数は数式１４によりｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑで表されるので、ｉ回目の更新で得られた係数ｗ_０、ｗ_１、・・・、ｗ_Ｑをそれぞれｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）とおくと、増幅回路全体の入出力関係を線形とする条件ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）を満たす係数ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）は数式１３を満たす。従って、ａ’（ｎ）とａ”（ｎ）が一致するように、ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）を求めればよい。

ここで、ｗ_０（ｉ）、ｗ_１（ｉ）、・・・、ｗ_Ｑ（ｉ）の更新について説明する。

とおく。但し、ｉ≧０である。なお、数式２４の係数ｗ（ｉ）の初期値としては、ｗ（０）＝（１，０，…，０）^Ｔを用いるか、同じ被補償部に対して十分な取り込み点数Ｎのときに数式１７、数式１９、または数式２０を用いて予め求めておいた係数ｗをｗ（０）＝ｗとして用いるか、同じ被補償部に対して十分に更新回数を確保して予め求めておいた係数の行列ｗ（∞）をｗ（０）＝ｗ（∞）として用いればよい。

ここでは、表現の簡単のためにＤａ＝０、Ｒ１＝０、Ｄ１＝０とおいた場合、ｗ_０（ｉ），ｗ_１（ｉ），・・・ｗ_Ｑ（ｉ）に対応した入力信号Ｘおよび出力信号Ｙの行列はそれぞれ数式２５及び数式２９と表せる。

また、行ｘ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｘ１_ｎ（ｉ）、ｘ２_ｎ（ｉ）およびｘ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式２６、数式２７及び数式２８で表せる。

また、行ｙ_ｎ（ｉ）を構成するベクトルｙ１_ｎ（ｉ）、ｙ２_ｎ（ｉ）およびｙ３_ｎ（ｉ）はそれぞれ数式３０、数式３１及び数式３２で表せる。

但し、Ｎは歪補償値を推定する際に使用する入出力信号の取り込み点数、Ｍは次の多項式係数の更新時に用いる入出力信号の取り込み開始までのサンプリング間隔数である。

また、

とおくと、連立方程式

によりｗ（ｉ）を更新すればよい。但し、μは０＜μ≦１．０を満たす。

具体的には、多項式係数算出部１３は、歪補償多項式に入力信号Ｘを代入して得た値と入力信号Ｘとを乗算して予歪補償信号Ａを推定した入力レプリカ信号を生成する。また、多項式係数算出部１３は、歪補償多項式に出力信号Ｙを代入して得た値と出力信号Ｙとを乗算して予歪補償信号Ａを推定した出力レプリカ信号を生成する。入力レプリカ信号と出力レプリカ信号との誤差が最小となるように歪補償多項式の係数を更新する。

図２のプリディストータ３０１は、歪補償係数算出部１３において算出されたｗ（ｉ）を用いて、歪補償部１１において予歪補償信号Ａのａ’（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を算出して、被補償回路４０１へ入力する。歪補償された予歪補償信号Ａが入力されるので、被補償回路４０１は出力信号Ｙのｙ（ｉ（Ｎ＋Ｍ）＋ｎ）を得る。

ここで、歪補償方法に必要な計算量について本発明と従来の方法で比較する。例えば、数式１３においてＪ＝２、Ｒ１＝４０、Ｒ２＝４０、Ｄ１＝５０、Ｄ２＝５０、Ｌ＝３、Ｋ＝５とおいたときの係数の個数は、歪推定のときと同様に、
（２×５０＋１）×（５＋３−１）＋（２×５０＋１）×（２×４０）×２
＋（２×５０＋１）×（２×４０）×２×４＝８１５０７
通りとなる。

通りである。

従って、数式１３において、求める係数の数はボルテラ級数に比べて
８１５７０／１０１３４０８７５≒１／１２４３
となり、本発明の手法を用いればボルテラ級数に比べて約１２４３分の１の数の係数を計算をすれば増幅器の特性を計算できる。係数を求める際に利用する連立方程式の解法の計算量は項数の３乗に比例するので、計算量はボルテラ級数を用いた場合に比べて
（８１５０７／１０１３４０８７５）^３≒１／１９２２０７０１０４
に削減される。

（実施例）
被補償回路４０１としてＥ級ドハティ増幅回路を歪補償した実験結果を図４に示す。図４のグラフにおいて横軸は周波数［ＭＨｚ］を示しており、縦軸は電力を対数で示している。図４（ａ）は、歪補償無し時の増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。図４（ｂ）は、特許文献５の歪補償方法のプリディストータで歪補償した増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。図４（ｃ）は、図２のプリディストータ３０１で歪補償した増幅器の出力信号Ｙのスペクトラムである。

図４では横軸の中心部に位置する電力が大きい４つの部分はぞれぞれが携帯電話の国際規格である３ＧＰＰ／Ｗ−ＣＤＭＡの信号キャリヤ１波であり、図４では４波のＷ−ＣＤＭＡの信号キャリヤを増幅装置に入力しているのがわかる。

増幅装置を評価する値として、信号キャリヤ帯域の平均電力と信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数を中心とした一定の周波数範囲における平均電力の比である隣接チャネル漏洩電力比（ＡｄｊａｃｅｎｔＣｈａｎｎｅｌＬｅａｋａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ：ＡＣＬＲ）がある（例えば、非特許文献１を参照。）。例えば、携帯電話の規格であるＷ−ＣＤＭＡでは、信号キャリヤの帯域幅３．８４ＭＨｚの平均電力と信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数を中心とした３．８４ＭＨｚ帯域の平均電力比によりＡＣＬＲが定義されている。そしてＷ−ＣＤＭＡでは、携帯電話の基地局に対して、信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れたＡＣＬＲがそれぞれ−４５ｄＢ以下、および−５０ｄＢ以下になるように定められている。ここでは、このＡＣＬＲにより増幅装置、および歪補償方法の効果について説明する。

歪補償無し時の増幅回路の出力結果である図４（ａ）では、信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−３５．９４ｄＢ、および−３７．２７ｄＢである。メモリ効果を補償できない特許文献５の歪補償方法により図４（ａ）の増幅装置を歪補償した結果である図４（ｂ）では、信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−４４．９２ｄＢ、および−４４．６７ｄＢであり、図４（ａ）と比べた改善量がそれぞれ８．９８ｄＢ、および７．４０ｄＢに留まる。一方、メモリ効果を補償できる本発明の歪補償方法により図４（ａ）の増幅装置を歪補償した結果である図４（ｃ）では、信号キャリヤの中心周波数から±５ＭＨｚ、および±１０ＭＨｚ離れた周波数におけるＡＣＬＲがそれぞれ−５４．８６ｄＢ、および−５４．９４ｄＢであり、図４（ａ）と比べた改善量がそれぞれ１８．９２ｄＢ、および１７．６７ｄＢに向上する。従って、本発明の歪補償方法は、メモリ効果を補償できない従来の歪補償方法よりも精度良く歪補償が可能である。

本発明に係るプリディストータは、移動体通信基地局などに用いられる無線送信機の電力増幅器に適用することができる。

複数の増幅器で構成された増幅回路をモデル化した図である。本発明に係るプリディストータの構成を説明するブロック図である。本発明に係るプリディストータの歪補償部を説明するブロック図である。被補償回路としてＥ級ドハティ増幅回路を歪補償した実験結果を説明する図である。（ａ）は歪補償無し時の増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。（ｂ）は従来の歪補償方法のプリディストータで歪補償した増幅回路の出力信号Ｙのスペクトラムである。（ｃ）は本発明に係るプリディストータで歪補償した増幅器の出力信号Ｙのスペクトラムである。

符号の説明

３０１：プリディストータ
１１：歪補償部
１３：多項式係数算出部
４０１：被補償回路
５１１：遅延素子
５１２−ｊ：振幅値関数（ｊは自然数）
５１３：要素増幅器
５１４：乗算器
５１５：加算器
Ｘ：入力信号
Ｙ：出力信号
Ａ：予歪補償信号

Claims

数式１又は数式２で表せる歪補償多項式を記憶しており、入力信号を前記歪補償多項式で歪補償した予歪補償信号を生成し、被補償回路へ出力する歪補償部を備えるプリディストータ。
前記入力信号及び前記被補償回路の出力信号が入力され、前記歪補償部が記憶する前記歪補償多項式の係数を算出し、前記歪補償多項式へ適用する多項式係数算出部をさらに備える請求項１に記載のプリディストータ。
前記多項式係数算出部は、前記入力信号及び前記出力信号から最小二乗法で前記歪補償多項式の係数を算出することを特徴とする請求項２に記載のプリディストータ。
前記多項式係数算出部は、前記歪補償多項式に入力信号を代入して得た値と前記入力信号とを乗算して入力レプリカ信号を生成し、前記歪補償多項式に出力信号を代入して得た値と前記出力信号とを乗算して出力レプリカ信号を生成し、前記入力レプリカ信号と前記出力レプリカ信号との誤差が最小となるように前記歪補償多項式の係数を更新することを特徴とする請求項２又は３に記載のプリディストータ。