JP2010041470A - 送信機及び送受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電力増幅器を有する送信回路を複数の系統備えた送信機において、電力増幅器で発生する信号歪を補正するために歪補償処理を行う場合に、送信機の小型化・低消費電力化を実現する。
【解決手段】 複数の系統の電力増幅器３４ａ、３４ｂに対する歪補償処理において、各系統の無線送信信号のフィードバック処理と各系統に対する歪補償係数の演算処理とを時分割に行い、１系統の帰還回路４と歪補償係数算出回路７とを複数の系統で共通利用する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数の送信系統を有する送信機及び送受信装置であって、歪補償機能を備えた送信機及び送受信装置に関するものである。

近年の移動体通信システムでは通信／伝送／トラフィックデータ容量の増加等に伴い、送受信機の高性能化が求められている。また高速データ通信を実現する一手段として複数のアンテナ、送受信回路を用いたＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術の適用が求められている。加えて、送信系においては低消費電力・低歪化が必要であるためプリディストーション方式の歪補償を用いた電力増幅器が適用されている。

従来の送信機においては、適応プリディストーション方式が採用され、歪補償係数を乗算して隣接チャネル漏洩電力を抑圧している。電力増幅器で増幅した無線送信信号の一部をフィードバックし、その帰還信号を中間周波数に周波数変換する。変換した中間周波数の信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリング処理することでデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を直交復調部でＩチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号に変換する。フィードバックしたＩチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号と送信信号（参照信号）のＩチャネル、Ｑチャネルのベースバンド信号とを比較して誤差成分を算出する。この誤差成分に基づき歪補償係数を作成し、適宜、歪補償係数を更新することで低歪特性を実現している（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−８８５３１号公報

しかし、従来の送信機では、帰還信号を処理し、もとの送信信号（参照信号）と比較することで歪補償係数を生成する信号処理回路が、マルチポート増幅器のそれぞれのポート用に複数構成されている。このため、ポート数の増加に比例して回路規模・部品点数が増加し、装置の大型化や消費電力の増加という問題点があった。

本発明の目的は、上述の問題を解決し、複数の電力増幅器を備えた送信機において歪補償処理を行う場合に、回路規模・部品点数を削減し、装置の小型化・低消費電力化を実現することにある。

本発明による送信機は、帰還信号と対応する参照信号とを送信系統毎に時分割に切り替えて歪補償係数を算出し、複数の歪補償処理回路に対して時分割に歪補償係数を出力する。

本発明による送信機は、複数の電力増幅器に対する歪補償処理において、電力増幅器で増幅された無線送信信号をフィードバック処理する回路と歪補償係数を算出する回路とをそれぞれ、複数の系統において共通利用できるため、回路規模、部品点数を削減できる。このため、装置の小型化・低消費電力化・低価格化が実現できる。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施の形態を説明するための各図において、同一符号は、同一または相当の構成を示す。図１は本発明の実施の形態１における送信機を示すブロック構成図である。本実施の形態１における送信機は、例えば、無線通信システムの基地局の送信機として使用され、無線送信周波数と無線受信周波数とが異なるＦＤＤ（周波数分割方式）システム等に使用される。

まず、送信機の全体構成について説明する。実施の形態１の送信機は、歪補償処理回路２ａ、２ｂを有するデジタル信号処理回路１と、送信回路３ａ、３ｂと、帰還回路４と、信号生成回路６とを備えている。デジタル信号処理回路１は、例えば、ＦＰＧＡ等によって実現される。

送信回路３ａ、３ｂはデジタル信号処理回路１から出力されるＩチャネル、Ｑチャネルの補正デジタルベースバンド信号をもとに、アンテナ８ａ、８ｂそれぞれに無線送信信号を供給する。また、送信回路３ａ、３ｂは電力増幅した無線送信信号の一部を抽出し、帰還信号として帰還回路４に供給する。

帰還回路４は、送信回路３ａ、３ｂそれぞれから供給された帰還信号のうち、どちらか一方の信号を選択して、デジタル帰還信号を生成し、デジタル信号処理回路１に供給する。信号生成回路６は送信回路３ａ、３ｂ及び帰還回路４に共通に配置され、それぞれの回路に必要な信号を供給する。

本実施の形態１の送信機は、２系統の送信ブロックを有しており、歪補償処理回路２ａ及び送信回路３ａを１系とし、歪補償処理回路２ｂ及び送信回路３ｂを２系とする。

次に、送信機の詳細な構成について説明する。デジタル信号処理回路１は、ベースバンド信号処理回路１１と歪補償処理回路２ａ、２ｂと歪補償係数算出回路７とを有する。ベースバンド信号処理回路１１は、入力された送信データからＩチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号を生成し、歪補償処理回路２ａ、２ｂそれぞれに信号を供給する。

通信システムの構成により、ベースバンド信号処理回路１１は、歪補償処理回路２ａ、２ｂそれぞれに同一なデジタルベースバンド信号を供給する場合と、歪補償処理回路２ａ、２ｂそれぞれに異なるデジタルベースバンド信号を供給する場合がある。本実施の形態１においては、ベースバンド信号処理回路１１が異なるデジタルベースバンド信号を供給する場合を例にしている。図１において、ベースバンド信号処理回路１１は、歪補償処理回路２ａに対してはデジタルベースバンド信号Ｉ_１、Ｑ_１を供給し、歪補償処理回路２ｂに対してはデジタルベースバンド信号Ｉ_２、Ｑ_２を供給している。

歪補償処理回路２ａは、複素演算処理回路２１ａと、電力計算回路２２ａと、歪補償テーブル２３ａとを有する。歪補償処理回路２ａは、ベースバンド信号処理回路１１から供給されたデジタルベースバンド信号Ｉ_１、Ｑ_１を歪補償係数算出回路７に供給する。併せて、歪補償処理回路２ａは、電力計算回路２２ａで算出した送信信号レベル情報を歪補償係数算出回路７に供給する。

また、歪補償処理回路２ａは、電力計算回路２２ａで算出した送信信号レベル情報に基づき、歪補償テーブル２３ａに格納されている歪補償係数とデジタルベースバンド信号Ｉ_１、Ｑ_１とを複素演算処理回路２１ａで複素演算して、補正デジタルベースバンド信号を生成する。この補正デジタルベースバンド信号を送信回路３ａに供給することで、送信回路３ａの主に電力増幅器３４ａで発生する歪を抑圧する。

ここで用いる歪補償テーブル２３ａは、複数の補償テーブルを保存できる構成である。歪補償係数算出回路７から出力される歪補償係数により、歪補償テーブル２３ａは更新される。また、歪補償テーブル２３ａ内の複数の補償テーブルから、更新する補償テーブルを適宜切り替えることで、主に送信回路３ａで発生する温度変化、経年変化に対しても安定した歪補償動作が可能となる構成となっている。

歪補償処理回路２ｂは、歪補償処理回路２ａと同様の処理回路を有しており、ベースバンド信号処理回路１１から供給されたデジタルベースバンド信号Ｉ_２、Ｑ_２と送信信号レベル情報とを歪補償係数算出回路７に供給する。また、歪補償処理回路２ａと同様の処理をして、歪補償処理回路２ｂは、補正デジタルベースバンド信号を送信回路３ｂに供給する。歪補償テーブル２３ｂの動作についても歪補償テーブル２３ａと同様である。

送信回路３ａでは、歪補償処理回路２ａから出力されたＩチャネル、Ｑチャネルの補正デジタルベースバンド信号をＤ／Ａ変換器３１ａでＩチャネル、Ｑチャネルのアナログベースバンド信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器３１ａは、局部信号発生器６２から供給されるサンプリング信号（周波数：Ｆｓ）に基づいて、入力信号を補間処理する。

Ｄ／Ａ変換器３１ａから出力されたＩチャネル、Ｑチャネルのアナログベースバンド信号は、アナログ直交変調器３２ａに入力される。アナログ直交変調器３２ａは、可変信号発生器６３から供給される搬送波（ＬＯ）に基づいて、Ｉチャネル、Ｑチャネルのアナログベースバンド信号を直交変調し、無線周波数に周波数変換（アップコンバージョン）された無線送信信号を出力する。

アナログ直交変調器３２ａで周波数変換された無線送信信号には不要波成分が含まれるため、この信号を帯域通過フィルタ３３ａに入力し、不要波を除去する。帯域通過フィルタ３３ａから出力された無線送信信号は、電力増幅器３４ａに入力され所望の信号レベルまで電力増幅された後に、方向性結合器３５ａを通過しアンテナ８ａに供給される。方向性結合器３５ａは電力増幅器３４ａで電力増幅された無線送信信号の一部を帰還信号として帰還回路４に供給する。

送信回路３ｂは、送信回路３ａと同様の処理回路を有しており、歪補償処理回路２ｂから出力されたＩチャネル、Ｑチャネルの補正デジタルベースバンド信号に基づき無線送信信号を生成する。電力増幅器３４ｂにおいて電力増幅することで、アンテナ８ｂに所望の信号レベルの無線送信信号を供給すると共に、電力増幅器３４ｂで電力増幅した無線送信信号の一部を帰還信号として帰還回路４に供給する。

帰還回路４は、送信回路３ａ、３ｂそれぞれから供給された帰還信号を選択する切替えスイッチ１００を有している。送信回路３ａ、３ｂが出力する帰還信号のうちの１つを選択し、減衰器４６に供給する。減衰器４６で所望の信号レベルまで減衰した帰還信号はミキサ４７に入力され、可変信号発生器６３から供給される搬送波（ＬＯ）により中間周波数に変換される。

中間周波数に変換された帰還信号（ＦＢ−ＩＦ）は帯域通過フィルタ４８で不要波成分を低減した後にＡ／Ｄ変換器４９に入力される。Ａ／Ｄ変換器４９では、局部信号発生器６２から供給されるサンプリング信号（周波数：Ｆｓ）を用いて、中間周波数に変換された帰還信号をデジタル信号に変換し、歪補償係数算出回路７に供給する。

歪補償係数算出回路７では、帰還回路４から供給される帰還信号を、デジタル直交復調回路７３において直交復調し、Ｉチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号Ｉ_ＦＢ、Ｑ_ＦＢを生成する。デジタル直交復調回路７３から出力された帰還信号Ｉ_ＦＢ、Ｑ_ＦＢは、低域通過フィルタ７２で不要波成分を除去した後に、歪補償係数算出処理回路７１に入力される。

信号選択回路７０には、歪補償処理回路２ａからデジタルベースバンド信号Ｉ_１、Ｑ_１及び付随する送信信号レベル情報が供給され、歪補償処理回路２ｂからデジタルベースバンド信号Ｉ_２、Ｑ_２及び付随する送信信号レベル情報が供給される。信号選択回路７０は、歪補償処理回路２ａ、２ｂの一方を選択し、選択した歪補償処理回路から供給されるデジタルベースバンド信号及び付随する送信信号レベル情報を歪補償係数算出処理回路７１に供給する。

帰還回路４において選択される系統と、信号選択回路７０において選択される系統とは一致している。例えば、帰還回路４において１系の送信回路３ａの帰還信号が選択されるときは、信号選択回路７０において１系の歪補償処理回路２ａから供給される信号が選択される。

歪補償係数算出処理回路７１では、信号選択回路７０から供給されたデジタルベースバンド信号（参照信号）と低域通過フィルタ７２から供給されたデジタルベースバンド信号（帰還信号）とを比較することで、電力増幅器で発生する歪信号成分を演算し、歪補償係数を生成する。生成された歪補償係数は、帰還回路４及び信号選択回路７０で選択された系統と同一の系統の歪補償テーブルに対して、所定の周期で時分割に供給される。例えば、帰還回路４及び信号選択回路７０において１系が選択されるときは、歪補償係数算出処理回路７１は１系の歪補償テーブル２３ａに対して歪補償係数を供給する。

このように、本実施の形態１における送信機は、複数の送信回路３ａ、３ｂから供給される帰還信号を選択する切替えスイッチ１００を、帰還回路４に有している。また、複数の歪補償処理回路２ａ、２ｂから供給される参照信号及び付随する送信信号レベル情報を選択する信号選択回路７０と、複数の歪補償テーブル２３ａ、２３ｂへ定期的に歪補償係数を供給する歪補償係数算出処理回路７１とを有している。無線送信信号のフィードバック処理や歪補償係数の演算を、系統毎に時分割で実施するため、帰還回路４及び歪補償係数算出回路７を複数の送信系統で共有できる。

なお、本実施の形態１においては、２系統の送信回路３ａ、３ｂを有する送信機について説明したが、系統数は２に限られたものでないことは言うまでもない。Ｎ系統の送信回路を有する送信機に適用する場合には、帰還回路４及び歪補償係数算出回路７での時分割数を２からＮに変更すれば良く、以下の各実施の形態においても同様である。

本実施の形態１における送信機は、複数の電力増幅器３４ａ、３４ｂに対する歪補償処理において、各系統の無線送信信号のフィードバック処理と各系統に対する歪補償係数の演算処理とを時分割に行っている。このため、帰還回路４及び歪補償係数算出回路７をそれぞれ１系統で構成することができ、回路規模、部品点数を削減できるという効果を奏する。従って、装置の小型化・低消費電力化・低価格化が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では送信回路３ａ、３ｂにおいてアナログ直交変調を実施する構成としていたが、デジタル信号処理回路１においてデジタル直交変調を実施する構成としても良い。図２は本発明の実施の形態２における送信機を示すブロック構成図である。

本実施の形態２における送信機は、歪補償処理回路２ａにおいて、複素演算処理回路２１ａの後段にデジタル直交変調回路２４ａを備えている。また、送信回路３ａには、アナログ直交変調器３２ａに換えてミキサ３７ａを配置している。本実施の形態２では、デジタル直交変調回路２４ａの後段に接続される送信回路３ａ内でＤ／Ａ変換器３１ａとミキサ３７ａにより変換した無線送信信号を、電力増幅器３４ａに供給する構成となっている。また、２系の歪補償処理回路２ｂ及び送信回路３ｂにおいても、１系と同様の回路構成となっている。

本実施の形態２では、複素演算処理回路２１ａから電力増幅器３４ａまでの信号処理過程を実施の形態１とは異なる構成で実現しているが（２系についても同様）、それ以外の部分の構成及び動作は実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

図２において、歪補償処理回路２ａの複素演算処理回路２１ａから出力された補正デジタルベースバンド信号は、デジタル直交変調回路２４ａでデジタル直交変調される。デジタル直交変調回路２４ａから出力されたデジタル中間周波数信号はＤ／Ａ変換器３１ａで局部信号発生器６２から出力されるサンプリング信号（周波数：Ｆｓ）により補間処理され、中間周波数信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３１ａから出力された中間周波数信号と可変信号発生器６３から出力される搬送波（ＬＯ）とをミキサ３７ａに入力することにより無線送信信号を生成する。ミキサ３７ａから出力された無線送信信号は帯域通過フィルタ３３ａを介して電力増幅器３４ａに入力され、所望の信号レベルに電力増幅される。

デジタルプリディストータ方式に代表される歪補償では、電力増幅器３４ａ、３４ｂにおいて発生する信号歪を抑圧するために、増幅された無線送信信号の一部をフィードバックして信号歪の原因となる振幅・位相誤差を算出して、歪補償係数を生成し、ベースバンド信号において歪補償処理している。従って、電力増幅器３４ａ、３４ｂにおいて発生する振幅・位相誤差を正確に抽出できれば、歪補償量を改善することができる。即ち、電力増幅器３４ａ、３４ｂ以外での振幅・位相誤差を極力低減することが望ましい。

実施の形態１においては、無線送信信号のフィードバック処理にデジタル直交復調回路７３を用いることで、直交度誤差を抑えている。しかし、アナログ直交変調器３２ａ、３２ｂを用いているため、アナログ直交変調器３２ａ、３２ｂで発生する直交度誤差が支配的になってくると、電力増幅器３４ａ、３４ｂで発生する振幅・位相誤差が判別できず歪補償量はある一定の値で収束してしまう。

本実施の形態２によれば、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。更に、アナログ直交変調器３２ａ、３２ｂの換わりにデジタル直交変調回路２４ａ、２４ｂを用いることで直交度誤差を低減している。このため、電力増幅器３４ａ、３４ｂにおいて発生する振幅・位相誤差を正確に抽出することができ、歪補償量を更に改善することができる。

実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２においては、無線送信周波数と無線受信周波数とが異なるＦＤＤシステム等に対する構成を示した。本実施の形態３においては、ＴＤＤ（時分割方式）システム等における送受信装置の構成について示す。図３は本発明の実施の形態３における送受信装置を示すブロック構成図である。

本実施の形態３における送受信装置は、送信回路３ａの方向性結合器３５ａの後段に、切替えスイッチ１０２ａを有する構成としている。切替えスイッチ１０２ａは、電力増幅器３４ａで電力増幅した無線送信信号をアンテナ８ａへ供給するか、または、アンテナ８ａから受信した無線受信信号を受信回路４ａへ供給するかを選択する。送信回路３ｂについても、送信回路３ａと同様の回路構成である。

受信回路４ａは、実施の形態１における帰還回路４に相当する構成であるが、アンテナ８ａから供給される無線受信信号を低雑音増幅する低雑音増幅器４０ａを有している。切替えスイッチ１００ａは、送信回路３ａの方向性結合器３５ａから供給される無線送信信号とアンテナ８ａを介して供給される無線受信信号とを切り替えている。受信回路４ａは、スイッチ１００ａでの信号の選択により、受信信号処理と無線送信信号のフィードバック処理とを時分割で行っている。受信回路４ｂについても、受信回路４ａと同様の回路構成である。

送信回路３ａの方向性結合器３５ａで抽出された無線送信信号は、受信回路４ａ内の減衰器４６ａに帰還信号として入力される。減衰器４６ａにおいて所望の信号レベルに減衰した帰還信号は、切替えスイッチ１００ａに入力される。また、アンテナ８ａで受信した無線受信信号は、切替えスイッチ１０２ａを通過後、受信回路４ａ内の低雑音増幅器４０ａで低雑音増幅され、切替えスイッチ１００ａに入力される。受信回路４ａの切替えスイッチ１００ａは、送受信タイミング信号に基づきスイッチを切替えることで、後段のミキサ４７ａに対して帰還信号（無線送信信号）と無線受信信号とを時分割で供給する。

ミキサ４７ａでは、可変信号発振器６３から供給される搬送波（ＬＯ）により、帰還信号と無線受信信号とをそれぞれ中間周波数に変換する。ＴＤＤシステムの場合、無線送信周波数と無線受信周波数とは同一であることから、ミキサ４７ａから出力されるそれぞれの信号の周波数は同一であり、中間周波数に変換された帰還信号と受信信号とが時分割に出力される。

後段の帯域通過フィルタ４８ａにおいて、不要な信号成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換器４９ａでサンプリング処理され、帰還信号はデジタル帰還信号（ＦＢ−ＩＦ_１）として、受信信号はデジタル受信信号（ＲＸ−ＩＦ_１）として受信信号処理回路１２に時分割で供給される。

受信信号処理回路１２のデジタル直交復調回路１２０ａは、Ａ／Ｄ変換器４９ａから出力された信号をデジタル直交復調し、Ｉチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号Ｉ_３、Ｑ_３を後段に接続される帰還信号選択回路７４及びチャネル選択フィルタ１２１ａに出力する。

１系の回路と同様の処理が２系の回路においても行われる。送信回路３ｂから供給される帰還信号と無線受信信号とは、受信回路４ｂで信号処理され、それぞれデジタル帰還信号（ＦＢ−ＩＦ_２）とデジタル受信信号（ＲＸ−ＩＦ_２）として受信信号処理回路１２のデジタル直交復調回路１２０ｂへ時分割に供給される。デジタル直交復調回路１２０ｂにおいて、Ｉチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号Ｉ_４、Ｑ_４を生成し、後段に接続される帰還信号選択回路７４及びチャネル選択フィルタ１２１ｂに信号を供給する。

チャネル選択フィルタ１２１ａ、１２１ｂに入力されたデジタルベースバンド信号はそれぞれ、妨害波信号成分を除去した後に、デジタルＡＧＣ回路１２２ａ、１２２ｂでそれぞれレベル補正を行なった後、ベースバンド信号処理回路１１に供給される。ベースバンド信号処理回路１１は、送受信タイミング信号に基づき、受信回路４ａ、４ｂが切替えスイッチ１００ａ、１００ｂで無線受信信号を選択するタイミングで、デジタルＡＧＣ回路１２２ａ、１２２ｂから供給される信号を信号処理して受信データを生成する。

受信回路４ａの切替えスイッチ１００ａにおいて帰還信号が選択されたときにデジタル直交復調回路１２０ａが出力するＩチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号を帰還信号１と称する。同様に、受信回路４ｂの切替えスイッチ１００ｂにおいて帰還信号が選択されたときにデジタル直交復調回路１２０ｂが出力するＩチャネル、Ｑチャネルのデジタルベースバンド信号を帰還信号２と称する。

帰還信号選択回路７４は、デジタル直交復調回路１２０ａ、１２０ｂから帰還信号１、帰還信号２がそれぞれ出力されるときに、どちらか一方を選択し、低域通過フィルタ７２に供給する。低域通過フィルタ７２で不要波信号を除去した帰還信号は、歪補償係数算出処理回路７１に入力される。歪補償係数算出処理回路７１では、信号選択回路７０から供給される参照信号と低域通過フィルタ７２から供給される帰還信号とを比較することで歪補償係数を算出し、一定の周期で歪補償テーブル２３ａ、２３ｂの補償テーブルを更新する。

帰還信号選択回路７４において選択される系統と、信号選択回路７０において選択される系統とは一致している。例えば、帰還信号選択回路７４において１系の受信回路４ａから供給される帰還信号１が選択されるときは、信号選択回路７０において１系の歪補償処理回路２ａから供給される信号が選択される。

また、歪補償係数算出処理回路７１で算出された歪補償係数は、帰還信号選択回路７４及び信号選択回路７０で選択された系統と同一の系統の歪補償テーブルに対して、所定の周期で時分割に供給される。例えば、帰還信号選択回路７４及び信号選択回路７０において１系が選択されるときは、歪補償係数算出処理回路７１は１系の歪補償テーブル２３ａに対して歪補償係数を供給する。

本実施の形態３における送受信装置は、各系統に対する歪補償係数の演算処理を歪補償係数算出回路７において時分割に行っている。このため、複数の系統で歪補償係数算出回路７を共通化することが可能となり、回路規模、部品点数を削減できるという効果を奏する。

また、受信回路４ａ、４ｂにおいて、無線送信信号のフィードバック処理と受信処理とを時分割で行い、帰還回路と受信回路とを共通化しているため、更に回路規模、部品点数を削減できるという効果を奏する。これにより、装置の小型化・低消費電力化・低価格化が可能となる。

実施の形態４．
実施の形態３では送信回路３ａ、３ｂにおいてアナログ直交変調を実施する構成としていたが、デジタル信号処理回路１においてデジタル直交変調を実施する構成としても良い。図４は本発明の実施の形態４における送受信装置を示すブロック構成図である。

本実施の形態４における送受信装置は、歪補償処理回路２ａの複素演算処理回路２１ａの後段にデジタル直交変調回路２４ａを備え、その後段に接続される送信回路３ａにおいてアナログ直交変調器３２ａに換えてミキサ３７ａを配置している。送信回路３ａ内でＤ／Ａ変換器３１ａとミキサ３７ａにより無線送信信号を生成し、電力増幅器３４ａに供給する構成となっている。また、歪補償処理回路２ｂ及び送信回路３ｂについても同様の構成となっている。

実施の形態２において説明したとおり、デジタルプリディストータ方式に代表される歪補償では、電力増幅器３４ａ、３４ｂにおいて発生する振幅・位相誤差を正確に抽出できれば、歪補償量を改善することができる。

本実施の形態４によれば、実施の形態３と同様の効果を得ることができる。更に、アナログ直交変調器３２ａ、３２ｂの換わりにデジタル直交変調回路２４ａ、２４ｂを用いることで直交度誤差を低減している。このため、電力増幅器３４ａ、３４ｂにおいて発生する振幅・位相誤差を正確に抽出することができ、歪補償量を更に改善することができる。

本発明の実施の形態１における送信機を示すブロック構成図である。 本発明の実施の形態２における送信機を示すブロック構成図である。 本発明の実施の形態３における送受信装置を示すブロック構成図である。 本発明の実施の形態４における送受信装置を示すブロック構成図である。

符号の説明

２ａ、２ｂ 歪補償処理回路
３ａ、３ｂ 送信回路
４ 帰還回路
４ａ、４ｂ 受信回路
７ 歪補償係数算出回路
３４ａ、３４ｂ 電力増幅器

Claims (4)

1. 電力増幅器で増幅した送信信号を送信する複数の送信回路と、
   前記複数の送信回路の中から選択した送信回路の送信信号に基づき帰還信号を生成する帰還回路と、
   前記帰還信号に基づき歪補償係数を算出する歪補償係数算出回路と、
   前記複数の送信回路それぞれに対応する複数の歪補償処理回路とを備え、
   前記歪補償係数算出回路は、前記帰還回路で選択した送信回路に対応する歪補償処理回路に対して前記歪補償係数を出力し、
   前記複数の歪補償処理回路はそれぞれ、前記歪補償係数に基づき送信ベースバンド信号を歪補償処理する送信機。
2. 前記複数の歪補償処理回路は、前記送信ベースバンド信号を歪補償処理した後、デジタル直交変調して出力することを特徴とする請求項１記載の送信機。
3. 電力増幅器で増幅した送信信号を送信する複数の送信回路と、
   前記送信信号と受信信号とから一方の信号を選択し、前記送信信号を選択したときに帰還信号を出力する複数の受信回路と、
   前記複数の受信回路の中から選択した受信回路から出力された帰還信号に基づき、歪補償係数を算出する歪補償係数算出回路と、
   前記複数の送信回路それぞれに対応する複数の歪補償処理回路とを備え、
   前記歪補償係数算出回路は、前記選択した受信回路に対して送信信号を供給する送信回路に対応する歪補償処理回路に対して前記歪補償係数を出力し、
   前記複数の歪補償処理回路はそれぞれ、前記歪補償係数に基づき送信ベースバンド信号を歪補償処理する送受信装置。
4. 前記複数の歪補償処理回路は、前記送信ベースバンド信号を歪補償処理した後、デジタル直交変調して出力することを特徴とする請求項３記載の送受信装置。

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