JP2010017080A

JP2010017080A - 相電流検出装置

Info

Publication number: JP2010017080A
Application number: JP2009241554A
Authority: JP
Inventors: Tomoo Taniguchi; 智勇谷口; Toshiyuki Maeda; 敏行前田
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2009-10-20
Filing date: 2009-10-20
Publication date: 2010-01-21
Anticipated expiration: 2022-10-11
Also published as: JP5218371B2

Abstract

【課題】インバータのスイッチングに起因する共振電流の影響を排除して、迅速かつ高精度に相電流を検出する。
【解決手段】交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ（平滑用コンデンサ）２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサ３ａを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続し、電流検出器５よりも電源側に、抵抗６ａと第３コンデンサ６ｂとの直列接続回路（スナバ回路）６を第１コンデンサ２ａと並列に接続している。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンに基づいてモータの相電流を検出する相電流検出装置に関する。

従来から、インバータによりモータを駆動するモータ駆動装置において、モータの相電流を検出する装置として、出力パルスを変形して測定可能な出力に変えるものが提案されている。

谷沢之彦、村井由宏、吉田昌春「ＰＷＭインバータの三相出力電流の直流側での検出法」、電気学会産業電力電気応用研究会、ＩＥＡ−９４−１７，ｐ．４５−４９，１９９４

前記の構成を採用した場合には、リンギングによる電流測定誤差、パルス出力時間の延長による波形歪、運転範囲の縮小、異音の発生などの不都合が発生する。

特に、リンギングについては、解析的な手法が全く提案されていなかったため、リンギングの削減が困難であり、高速な反応ができず、または、測定精度を高めることができないという不都合がある。

また、ＤＣリンクを流れるパルス電流をシャント抵抗を用いて検出することも可能であると考えられる。具体的には、図６に示すように、交流電源３１に整流回路３２を接続し、整流回路３２の出力端子間に第１コンデンサ３２ａを接続し、第１コンデンサ３２ａにより平滑化された直流電圧をインバータ３３に供給し、インバータ３３の入力端子間に第２コンデンサ３３ａを接続し、インバータ３３の出力をモータ３４に供給している。そして、第１コンデンサ３２ａと第２コンデンサ３３ａとの間にシャント抵抗３５ａを接続し、シャント抵抗３５ａの端子間電圧を増幅器３５ｂにより増幅して電流検出出力とすることが考えられる。

この構成を採用した場合には、ノイズの影響を低減し、測定精度を高めることが困難であり、しかも、シャント抵抗３５ａのインダクタンスによるピーク電圧のため、長いパルス以外は電流検出を行うことができないという不都合がある。

しかも、整流出力を平滑化する第１コンデンサ３２ａ、第２コンデンサ３３ａ、シャント抵抗３５ａ、および配線インダクタンスで構成される回路に共振電流が発生するので（図７参照）、インバータ３３のスイッチング後、直ちに電流検出を行うと電流検出精度が低下し、電流検出精度を高めようとすれば共振が収束するまでの長時間の待ち時間が必要になる。

さらに、シャント抵抗３５ａを用いてモータ３４の相電流を検出する場合には、運転状態によってはパルス幅が非常に細かくなる場合があり、回路の過渡応答が悪いと電流を取る為に大きなパルスが必要になり、波形が乱れる、異音が発生する、回転速度制御範囲が狭まるなどの不都合の発生を招く原因になっていた。

したがって、シャント抵抗３５ａを用いて相電流を検出することは実用化されていなかった。

この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、インバータのスイッチングに起因する共振電流の影響を排除して、迅速かつ高精度に相電流を検出することができる相電流検出装置を提供することを目的としている。

請求項１の相電流検出装置は、ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンに基づいてモータ（４）の相電流を検出するものであって、前記ＤＣリンクの二線間に平滑コンデンサ（２ａ）を、前記ＤＣリンクの一線に前記ＤＣリンクの前記電流を検出する電流検出器（５）を、前記電流検出器よりも前記平滑コンデンサ側で前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記インバータ（３）のスイッチングにより発生する前記ＤＣリンクの共振電流を抑制するためのスナバ回路（６）をそれぞれ設けたことを特徴とする。

請求項２の相電流検出装置は、前記スナバ回路としてＲＣ回路を採用するものである。

請求項１の相電流検出装置であれば、ＰＷＭインバータからの出力をモータに供給してモータを駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンに基づいてモータの相電流を検出するに当たって、スナバ回路によって、インバータのスイッチングにより発生するＤＣリンクの共振電流を収束させることができる。

したがって、相電流を安定に検出することができるとともに、電流検出波形の歪みを小さくすることができ、しかも異音の発生を大幅に抑制することができる。

請求項２の相電流検出装置であれば、前記スナバ回路としてＲＣ回路を採用するのであるから、簡単な回路構成で、請求項１と同様の作用を達成することができる。

請求項１の発明は、相電流を安定に検出することができるとともに、電流検出波形の歪みを小さくすることができ、しかも異音の発生を大幅に抑制することができるという特有の効果を奏する。

請求項２の発明は、簡単な回路構成で、請求項１と同様の効果を奏する。

この発明の相電流検出装置が組み込まれたモータ駆動装置の構成を示す図である。モータへの印加電圧を２次元で表す図である。Ｖ１ベクトル出力時の電流の流れを説明する図である。ＤＣリンクに流れる電流を説明する図である。ＤＣリンクに流れる電流の実測例を示す図である。従来の相電流検出装置が組み込まれたモータ駆動装置の構成を示す図である。図６の装置のＤＣリンクに流れる電流の実測例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、この発明の相電流検出装置の実施の形態を詳細に説明する。

図１はこの発明の相電流検出装置が組み込まれたモータ駆動装置の構成を示す図であり、表１はインバータ（パワーデバイス）の出力電圧ベクトルとスイッチング素子のスイッチング状態との関係を示すものである。

なお、Ｔ_ｕ ^＋、Ｔ_ｖ ^＋、Ｔ_ｗ ^＋は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の上アームのスイッチング素子、Ｔ_ｕ ⁻、Ｔ_ｖ ⁻、Ｔ_ｗ ⁻は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の下アームのスイッチング素子を示し、表１において、ＯＮは、上アームのスイッチング素子がＯＮで、かつ、下アームのスイッチング素子がＯＦＦである状態を示し、ＯＦＦは、上アームのスイッチング素子がＯＦＦで、かつ、下アームのスイッチング素子がＯＮである状態を示している。

上記のモータ駆動装置は、交流電源１を入力とする整流回路２の出力端子間に第１コンデンサ（平滑用コンデンサ）２ａを接続し、第１コンデンサ２ａと並列に３相インバータ３を接続し、３相インバータ３の出力をモータ４に供給している。そして、３相インバータ３の入力側に並列に第２コンデンサ３ａを接続し、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間に電流検出器５を接続し、電流検出器５よりも電源側に、抵抗６ａと第３コンデンサ６ｂとの直列接続回路（スナバ回路）６を第１コンデンサ２ａと並列に接続している。

この電流検出器５は、第１コンデンサ２ａと第２コンデンサ３ａとの間の配線に介挿されたシャント抵抗５ａと、シャント抵抗５ａの端子間電圧を入力とし、検出電流として出力する増幅器５ｂとを有している。なお、第２コンデンサ３ａの容量を、スイッチングに起因するサージ電圧によりパワーデバイスが破損しない範囲で極力小さく設定している。もちろん、サージ電圧によるパワーデバイスの破損のおそれがない場合には、第２コンデンサ３ａを省略することができる。

したがって、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ７の場合には、モータ４の全ての端子が電源の−ライン、または＋ラインに接続されることになり、モータ４には、電流を増減させる電圧（以下、単に電圧と称する）がかからない。また、電圧ベクトルが例えばＶ１の場合には、モータのｗ相の端子が電源の＋ラインに、他の相の端子が電源の−ラインに接続されることになり、ｗ相電流を増加させる方向（ｕ相、ｖ相は負の方向）に電圧がかかることになる。

ＰＷＭの場合、電圧の大きさは、キャリア内で電圧ベクトルが出力される時間の割合によって決まるため、各相の電圧がほぼ等しい場合には、相間の電圧差に相当するきわめて短い期間の電圧ベクトルが出力されることになる（以下、これを電圧ベクトルが短いと称する）。また、出力電圧が低い時は、特に短い電圧ベクトルが出力され、モータ４に電圧のかからない電圧ベクトルＶ０、Ｖ７がキャリア内の殆どの期間を占めることになる。

第２図はモータ４への印加電圧を２次元で表したものであり、ｕ相に正、ｖ相、ｗ相に負の電圧がかけられる場合をｕ相方向と定義し、同様にｖ相方向、ｗ相方向を定義し、電圧の大きさをベクトルの長さで表している。

この場合、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は第２図のように配置され、例えば、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ３とで挟まれるａベクトルを出力する場合には、一般的な空間ベクトル法では、例えば、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７の順に適宜電圧ベクトルを変えながら出力する。

出力電圧を小さくする（ベクトルの長さを短くする）場合には、電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の出力時間を長くし、ａベクトルの向きを保存するためには、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３の出力時間の比率を一定に保てばよい。

ＤＣリンクから相電流を検出するに当たっては、例えば、ａベクトルを出力する際に、電圧ベクトルＶ１を出力している期間はｗ相電流がＤＣリンクを流れ（第３図中の矢印参照）、電圧ベクトルＶ３を出力している期間はｕ相電流の正負逆の電流がＤＣリンクに流れるという性質を用いて、ＤＣリンクから相電流を検出することができる｛第４図、および上記非特許文献１、参照｝。

実際の電流検出を考えると、スナバ回路６を設けていない場合には、インバータ３のスイッチングにより電流値が変化してから回路が安定するまでの過渡状態では測定できない期間がある（第７図参照）。しかし、この実施形態では、スナバ回路６を設けているので、共振電流の影響を殆ど受けない状態にすることができる（図５参照）。具体的には、例えば抵抗６ａを３Ω、第３コンデンサ６ｂを６８０ｎＦに設定することにより、共振電流の影響を殆ど受けない状態にすることができた。換言すれば、過渡状態を著しく短くし、不要なパルス制限なしに電流を測定することができる。

３３相インバータ
４モータ
６スナバ回路

Claims

ＰＷＭインバータ（３）からの出力をモータ（４）に供給してモータ（４）を駆動するモータ駆動装置において、ＤＣリンクの電流および加えるベクトルパターンに基づいてモータ（４）の相電流を検出するものであって、
前記ＤＣリンクの二線間に平滑コンデンサ（２ａ）を、
前記ＤＣリンクの一線に前記ＤＣリンクの前記電流を検出する電流検出器（５）を、
前記電流検出器よりも前記平滑コンデンサ側で前記平滑コンデンサに並列に接続され、前記インバータ（３）のスイッチングにより発生する前記ＤＣリンクの共振電流を抑制するためのスナバ回路（６）を
それぞれ設けたことを特徴とする相電流検出装置。
前記スナバ回路（６）はＲＣ回路（６）である請求項１に記載の相電流検出装置。