CN103124145B - 三相整流装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种三相整流装置，所述三相整流装置既能提高功率因数，又能减轻重叠于输入电流的高频开关噪声。使整流电路中的各串联电路的两个二极管的彼此连接点与所述整流电路的负侧输出端之间，在来自三相交流电源的输入电流成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，并在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。使整流电路中的各串联电路的两个二极管的彼此连接点与所述整流电路的正侧输出端之间，在来自三相交流电源的输入电流成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，并在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。并且，根据输入功率，来切换次数N1、N2的比率N1/N2。

Description

三相整流装置

技术领域

本发明的实施方式涉及一种三相整流装置，该三相整流装置对三相交流电源的电压进行整流以转换为直流电压。

背景技术

普通的对三相交流电源的电压进行整流、以转换为直流电压的整流电路具有：将一对二极管(diode)串联连接而成的3个串联电路，这些串联电路的各二极管的彼此连接点是连接于三相交流电源的各相。并且，在该整流电路的输出端连接有平滑电容器(condenser)，且使负载连接于该平滑电容器。

三相交流电压包含：相位彼此相差120°的3个相电压，通过这些相电压，电流通过各串联电路的各正侧二极管而流到平滑电容器，且该电流从该平滑电容器通过各串联电路的各负侧二极管而流动。

此种整流电路中，为了改善功率因数(power factor)，而且为了抑制输入电流中所含的高次谐波成分，而采用三相有源滤波器(active filter)，该三相有源滤波器在输入侧设置电抗器(reactor)，并且连接多个开关(switch)，通过这些开关的高频开关来使输入电流波形追随于正弦波，所述多个开关用于形成针对这些电抗器的短路路径(例如专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3675336号公报

但是，尽管能通过上述的高频开关来使输入电流波形追随于正弦波，但会造成下述问题，即，伴随高频开关的噪声(noise)会重叠于输入电流。

发明内容

本发明的实施方式的目的在于：提供一种三相整流装置，既能提高功率因数，又能减轻重叠于输入电流的高频开关噪声。

技术方案1的三相整流装置包括：整流电路，具有U相用串联电路、V相用串联电路及W相用串联电路，所述整流电路将三相交流电源的电压转换为直流电压并输出，其中，所述U相用串联电路是将一对二极管串联连接且所述两个二极管的彼此连接点连接于三相交流电源的U相，所述V相用串联电路是将一对二极管串联连接并将所述两个二极管的彼此连接点连接于所述三相交流电源的V相，所述W相用串联电路是将一对二极管串联连接并将所述两个二极管的彼此连接点连接于所述三相交流电源的W相；多个开关元件，将所述整流电路的各二极管予以短路；多个电抗器，分别设在上述三相交流电源的各相与上述整流电路的各串联电路的连接之间；检测单元，检测来自上述三相交流电源的输入功率；以及控制单元，控制所述开关元件，以使上述各串联电路的两个二极管的彼此连接点与上述整流电路的负侧输出端之间，在来自上述三相交流电源的输入电流成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，并在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2，且所述控制单元控制所述开关元件，以使所述各串联电路的两个二极管的彼此连接点与上述整流电路的正侧输出端之间，在来自所述三相交流电源的输入电流成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路所述次数N1，并在相同相位的后缘侧、只间断地短路所述次数N2，并且所述控制单元根据所述检测单元的检测结果，来切换所述次数N1、N2的比率N1/N2。

由此，能够提供一种三相整流装置，既能提高功率因数，又能减轻重叠于输入电流的高频开关噪声。

附图说明

图1是表示一实施方式的结构的框图。

图2是表示一实施方式的控制部的控制的流程图。

图3是表示一实施方式的开关数据切换条件的图。

图4是表示一实施方式的低输入用的前缘侧开关数据的图。

图5是表示一实施方式的低输入用的后缘侧开关数据的图。

图6是表示一实施方式的低输入时的输入电流波形及金属氧化物场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect transistor，MOSFET)的间断导通的图。

图7是将在低输入时使用高输入用的开关数据时的输入电流波形及MOSFET的间断导通作为参考而表示的图。

图8是表示一实施方式的高输入用的前缘侧开关数据的图。

图9是表示一实施方式的高输入用的后缘侧开关数据的图。

图10是表示一实施方式的高输入时的输入电流波形及MOSFET的间断导通的图。

图11是将在高输入时使用低输入用的开关数据时的输入电流波形及MOSFET的间断导通作为参考而表示的图。

符号的说明：

1：三相交流电源

2：负载

10：三相整流装置

21、22、23：电抗器

24：平滑电容器

30：整流电路

31、32、33、34、35、36：MOSFET(开关)

31a、32a、33a、34a、35a、36a：二极管

41、42、43：电流传感器

50：电流检测电路

51：输入功率检测部

52：零交叉点检测部

53：存储器

54：驱动部

60：控制部

101～108：步骤

Iu、Iv、Iw：相电流

P1～P15：导通数据

t1～t15：导通期间

U、V、W：相

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的一实施方式。

如图1所示，在三相交流电源1的U相、V相、W相连接三相整流装置10，将该三相整流装置10的输出电压(后述的平滑电容器24产生的电压)供给至负载2。

负载2例如使用马达驱动用的逆变器(inverter)装置，其消耗电力(electricity consumption)发生变动。三相整流装置10具有：高次谐波降低用的电抗器21、22、23，设在与三相交流电源1的连接线(line)；整流电路30，经由这些电抗器21、22、23而连接于三相交流电源1；电流传感器(sensor)41、42、43，设在三相交流电源1与电抗器21、22、23之间的连接线；以及电流检测电路50，经由这些电流传感器41、42、43而对来自三相交流电源1的输入电流(以下称作相电流)Iu、Iv、Iw进行检测。

整流电路30具有：U相用串联电路，将一对二极管31a、32a串联连接，且将所述两个二极管的彼此连接点连接于三相交流电源1的U相；V相用串联电路，将一对二极管33a、34a串联连接，且将所述两个二极管的彼此连接点连接于三相交流电源1的V相；以及W相用串联电路，将一对二极管35a、36a串联连接，且将所述两个二极管的彼此连接点连接于三相交流电源1的W相，且所述整流电路30将三相交流电源1的三相交流电压转换为直流电压，并从正侧输出端子(+)及负侧输出端子(-)予以输出。

在各二极管上，分别并联连接着：将各二极管予以短路的多个开关元件。具体而言，开关元件为半导体开关，例如MOSFET 31、32、33、34、35、36，上述二极管31a、32a、33a、34a、35a、36a为这些MOSFET 31～36的寄生二极管。

即，处于如下状态：针对各二极管31a～36a，分别反向并联连接有1个MOSFET 31～36的状态。若这些MOSFET 31～36导通，则相对于该元件而反向并联连接的各二极管31a～36a成为短路。

而且，三相整流装置10具备：输入功率检测部51，基于由电流检测电路50所检测的相电流Iu、Iv、Iw，而对来自三相交流电源1的输入功率(inputpower)进行检测；以及零交叉点检测部52，对由电流检测电路50所检测的相电流Iu、Iv、Iw的零交叉点分别进行检测。

进而，所述三相整流装置10具有：存储器(memory)53、控制部60与驱动部54等，其中，存储器(memory)53存储有各种开关数据(switching data)，所述各种开关数据基于从零交叉点算起的时间，来对MOSFET 31、32、33、34、35、36指示短路(导通)及短路结束(断开)动作；控制部60基于由电流检测电路50所检测出的相电流Iu、Iv、Iw、由输入功率检测部51所检测出的输入功率、由零交叉点检测部52所检测的零交叉点及存储器53内的开关数据，而生成针对MOSFET 31～36的驱动信号(短路信号)并输出；驱动部54根据从该控制部60输出的驱动信号，而对MOSFET 31～36进行导通、断开驱动。

控制部60具有：作为主要功能的如下的单元(1)～单元(7)。

单元(1)：通过MOSFET 32，使U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的负侧输出端(-)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iu成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(2)：通过MOSFET 31，使U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的正侧输出端(+)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iu成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(3)：通过MOSFET 34，使V相用串联电路的二极管33a、34a的彼此连接点与整流电路30的负侧输出端(-)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iv成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(4)：通过MOSFET 33，使V相用串联电路的二极管33a、34a的彼此连接点与整流电路30的正侧输出端(+)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iv成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在所述相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(5)：通过MOSFET 36，使W相用串联电路的二极管35a、36a的彼此连接点与整流电路30的负侧输出端(-)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iw成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(6)：通过MOSFET 35，使W相用串联电路的二极管35a、36a的彼此连接点与整流电路30的正侧输出端(+)之间，在来自三相交流电源1的相电流Iw成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，且在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2。

单元(7)：将次数N1、N2设为N1＞N2，并根据输入功率检测部51的检测结果来切换该次数比率N1/N2，并且使该切换点在输入功率检测部51的检测结果的上升时与下降时不同，且将由零交叉点检测部52所检测的零交叉点作为基准来进行该切换。

另外，在相电流的正/负的状态下，前缘侧是指相电流的零交叉点到零交叉点为止的期间内的前侧，而且，后缘侧是指相电流的零交叉点到零交叉点为止的期间内的后侧。

在以下的实施方式的说明中，以将零交叉作为基准的电角度来表示前缘侧，在相电流的正/负的任一状态下均以电角度将所述前缘侧设为0°～60°，将后缘侧设为120°～180°。

顺带一提，若其以普通的正弦波的1周期作为基准，则在相电流为正的状态下，前缘侧以电角度计同为0°～60°，且后缘侧同为120°～180°，但在相电流为负的状态下，前缘侧以电角度计将以180°～240°表示，后缘侧以300°～360°表示。

作为次数N1、N2的一例，在高输入时及低输入时，将N1+N2的合计值均设为相同的数值即15次；对于次数N1、N2，在输入功率低的情况设为N1＝8、N2＝7，在输入功率高的情况下设为N1＝10、N2＝5。

此外，对于次数N1、N2的比率N1/N2，将低输入时设为“8/7”，高输入时设为“10/5”，使高输入时的比率大于低输入时的比率。换言之，对于比率N2/N1，将低输入时设为“7/8”，高输入时设为“5/10”，使高输入时的比率小于低输入时的比率。

另外，高输入时、低输入时的次数N1、N2的开关次数、从零交叉点算起直至进行短路动作为止的时序(timing)(期间)是全部存储在存储器53中，从控制部60适当地读出这些数据，在规定的时序对驱动部54发出指示，以对各MOSFET 31～36供给驱动/停止信号。

而且，若使合计短路次数N1+N2增多，则输入电流对正弦波的追随性提高，能够降低高次谐波，但用于短路的开关次数会增加，因MOSFET 31～36的开关造成的高频开关噪声会增加，因此，较为理想的是10次以上、30次以下。

接下来说明作用。

如图2的流程图所示，对来自三相交流电源1的相电流Iu、Iv、Iw进行检测(步骤101)。基于该相电流Iu、Iv、Iw，对来自三相交流电源1的输入功率进行检测(步骤102)。并且，对相电流Iu、Iv、Iw的零交叉点分别进行检测(步骤103)。

当相电流Iu的零交叉点到来时(步骤104)，若输入功率(输入电流)处于比图3的开关数据切换条件中的设定值80％低的状态(步骤105的“是(YES)”)，则选择存储器53内的低输入用的前缘侧开关数据及后缘侧开关数据(步骤106)。

并且，基于所选择的低输入用的开关数据，对MOSFET 31、32进行导通、断开驱动(高频开关)。此处，作为输入功率的基准，将负载2的最大消耗电力设为100％。

而且，图3的开关数据切换条件具有滞后性(hysteresis)。即，若前次的输入电流为低输入，则判断为低输入直至进行超过设定值80％的检测为止，当超过设定值80％时，则判断为高输入。

另一方面，若前次的输入电流为高输入，则判断为高输入直至检测到已下降至小于设定值60％为止，当检测到小于设定值60％时，则判断为低输入。

低输入用的前缘侧开关数据，如图4所示，包含：个数N1例如8个导通数据(导通时序与导通期间)P1、P2...P8，所述8个导通数据P1、P2...P8顺着以零交叉点为基准的时间经过而依序排列。这些导通数据P1、P2...P8分别具有导通期间t1、t2...t8。

低输入用的后缘侧开关数据，如图5所示，包含：个数N2例如7个导通数据(导通时序与导通期间)P9、P10...P15，所述7个导通数据P9、P10...P15顺着以零交叉点为基准的时间经过而依序排列。这些导通数据P9、P10...P15分别具有导通期间t9、t10...t15。

在图4、图5及后述的图8、图9中，表示出了三相交流电源的频率为50Hz时的例子，这些导通数据(导通时序与导通期间)P9、P10...P15是以时间为基准，因此，如果电源频率不同，则当然从存储器53读出不同的时序、不同的导通期间。

即，如图6所示，在输入功率低至30％、且相电流Iu成为正电平的半周期(cyc1e)的相位下，使位于U相用串联电路负侧的MOSFET 32在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通次数N1即8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通次数N2即7次。

当MOSFET 32导通时，U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的负侧输出端(-)之间为短路。由此，能够使相电流Iu正侧的半周期追随于实线所示的正弦波。实际的相电流Iu为锯齿状，其表示随着MOSFET 32的导通、断开而产生的电流变化。

该锯齿状的电流变化成为高频开关噪声的原因，因此，若使短路次数增加，则产生的高频开关噪声将会增加。另外，在除了前缘侧及后缘侧的中间期间(60°～120°区间)，易出现锯齿状的因短路引起的电流变化，但这是因用于使相电流Iv、Iw追随于正弦波的其他相的MOSFET的导通、断开而产生。

此处，本实施方式中，将短路次数设定为较少，因此，能够抑制高频开关噪声的产生。

假设将前缘侧的导通次数N1设定为例如10次、将后缘侧的导通次数N2设定为例如5次的情况下，图7将明确显示相电流Iu会变得如何。在该图7与图6中，若对电流波形对正弦波的追随性进行比较，则可知的是：前缘侧的电流与正弦波之差的大小几乎不变，但对于后缘侧的电流与正弦波之差的大小而言，图6中变小，图6中对于正弦波的追随性较高，功率因数较高。

同样，在输入功率低且相电流Iu成为负电平的半周期的相位下，使位于U相用串联电路正侧的MOSFET 31在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通7次。

当MOSFET 31导通时，U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的正侧输出端(+)之间为短路。由此，能够使相电流Iu的负侧的半周期追随于正弦波。

另一方面，当相电流Iu的零交叉点到来时(步骤104)，若输入功率处于图3的开关数据切换条件中的设为高输入的设定值80％以上的状态(步骤105的“否(NO)”)，则选择存储器53内的高输入用的前缘侧开关数据及后缘侧开关数据(步骤108)。

并且，基于所选择的高输入用的开关数据，对MOSFET 31、32进行导通、断开驱动(高频开关)。

高输入用的前缘侧开关数据，如图8所示，包含：个数N1例如10个导通数据P1、P2...P10，所述10个导通数据P1、P2...P10顺着以零交叉点为基准的时间经过而依序排列。这些导通数据P1、P2...P10分别具有导通期间t1、t2...t10。

高输入用的后缘侧开关数据，如图9所示，包含：个数N2例如5个导通数据P11、P12...P15，所述5个导通数据P11、P12...P15顺着以零交叉点为基准的时间经过而依序排列。这些导通数据P11、P12...P15分别具有导通期间t11、t12...t15。

即，如图10所示，在输入功率高至100％、且相电流Iu成为正电平的相位的半周期中，使位于U相用串联电路负侧的MOSFET 32在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通次数N1即10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通次数N2即5次。

当MOSFET 32导通时，U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的负侧输出端(-)为短路。由此，能够使相电流Iu正侧的半周期追随于实线所示的正弦波，而能够提高功率因数。

假设将前缘侧的导通次数N1设定为与低输入时相同的8次、将后缘侧的导通次数N2设定为与低输入时相同的7次的情况下，图11将明确相电流Iu会变得如何。

在该图11与图10中，若对电流波形对正弦波的追随性进行比较，则可知的是：前缘侧的电流与正弦波之差的大小几乎不变，但对于后缘侧的电流与正弦波之差的大小而言，图10中变小，图10中对于正弦波的追随性较高，提高了功率因数，高次谐波的抑制效果较高。

即，对于次数N1、N2的比率N1/N2的设定，使高输入时的比率大于低输入时的比率，由此，相对于各输入状态，对正弦波的追随性变好，能够提高功率因数，降低高次谐波。

同样，在输入功率高且相电流Iu成为负电平的半周期的相位下，使位于U相用串联电路正侧的MOSFET 31在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通5次。

当MOSFET 31导通时，U相用串联电路的二极管31a、32a的彼此连接点与整流电路30的正侧输出端(+)之间为短路。由此，能够使相电流Iu负侧的半周期追随于正弦波。

至此为止，对相电流Iu进行了叙述，而对于相电流Iv、Iw也进行同样的控制。

即，对于相电流Iv，在输入功率低、且成为正电平的半周期的相位下，使位于V相用串联电路负侧的MOSFET 34在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通7次。

同样，在输入功率低、且成为负电平的半周期的相位下，使位于V相用串联电路正侧的MOSFET 33在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通7次。

在输入功率高、且成为正电平的半周期的相位下，使位于V相用串联电路负侧的MOSFET 34在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通5次。

同样，在输入功率高、且成为负电平的半周期的相位下，使位于V相用串联电路正侧的MOSFET 33在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通5次。

对于相电流Iw，在输入功率低、且成为正电平的半周期的相位下，使位于W相用串联电路负侧的MOSFET 36在前缘侧的0°～60°期间、只内间断地导通8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通7次。

同样，在输入功率低、且成为负电平的半周期的相位下，使位于W相用串联电路正侧的MOSFET 35在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通8次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通7次。

在输入功率高、且成为正电平的半周期的相位下，使位于W相用串联电路负侧的MOSFET 36在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通5次。

同样，在输入功率高、且成为负电平的半周期的相位下，使位于W相用串联电路正侧的MOSFET 35在前缘侧的0°～60°期间内、只间断地导通10次，在后缘侧的120°～180°期间内、只间断地导通5次。

如上所述，将相电流的半周期中的前缘侧及后缘侧的短路次数N1、N2设为N1＞N2，且以高输入时小于低输入时的方式来切换该次数比率N1/N2，由此，既能获得通过设置电抗器21、22、23而带来的高次谐波降低效果，而且在低输入时及高输入时均能提高功率因数，降低相电流Iu、Iv、Iw中的高频开关噪声。

进而，能够构成三相有源滤波器，该三相有源滤波器采用小型且电流/电感(inductance)容量大的电抗器，来作为电抗器21、22、23。若电抗器21、22、23变得小型，则可实现搭载三相整流装置10的机器的小型化。

并且，图3的开关数据切换条件具有滞后特性，即：对于次数比率N1/N2的切换点，在输入功率的上升时设为设定值80％，在输入功率的下降时设为设定值60％，从而使该切换点不同。

通过采用该滞后特性，能够防止次数比率N1/N2伴随输入功率的变化而频繁地切换的问题。

另外，图4、图5是低输入时的数据，输入功率80％以上的区域有可能在过渡性的状态下发生，因此，虽未图示，但在现实中，该区域的数据几乎不会被用于控制。

同样地，图8、图9是高输入时的数据，输入功率小于60％的区域的数据几乎不会被用于控制。

MOSFET导通、断开的0°～60°期间及120°～180°期间是：1个相的导通、断开控制对另2个相的电流波形造成的影响少的期间。通过选定该期间，高频开关噪声的降低效果及高次谐波的降低效果变大。

而且，在本实施方式中，输入功率检测部51以三相交流电源1的电压稳定为前提，以由电流检测电路50所检测的相电流Iu、Iv、Iw来检测该输入功率，但如果必须进一步检测正确的电力，则也可对三相交流电源1的各相的电压进行检测，根据该电压与电流来算出输入功率。

进而，在本实施方式中，在由电流检测电路50所检测出的相电流Iu、Iv、Iw的零交叉点来检测各相的零交叉点，但由于相电流与相电压的相位大致一致，因此，也可设置对各相的电压进行检测的电压检测单元，并采用由该电压检测单元所检测的相电压的零交叉点。

另外，上述实施方式中，使用MOSFET的寄生二极管作为整流用的二极管，并直接使用该MOSFET作为短路用的开关，但并不限定于该结构，可进行各种变形。除此以外，上述实施方式及其变形例仅为例示，并不意图限定发明的范围。其新颖的实施方式及变形例能以其他的各种形态来实施，在不脱离发明的要旨的范围内，可进行各种省略、替换、变更。这些实施方式或变形包含在发明的范围或主旨内，并且包含在权利要求书所记载的发明及其均等的范围内。

Claims (4)

1.一种三相整流装置，其特征在于，包括：

整流电路，具有：U相用串联电路，将两个二极管串联连接、且所述两个二极管的彼此连接点连接于三相交流电源的U相；V相用串联电路，将两个二极管串联连接、且所述两个二极管的彼此连接点连接于所述三相交流电源的V相；及W相用串联电路，将两个二极管串联连接、且所述两个二极管的彼此连接点连接于所述三相交流电源的W相，所述整流电路将所述三相交流电源的电压转换为直流电压并输出；

多个开关元件，将所述整流电路的各二极管予以短路；

多个电抗器，分别设在所述三相交流电源的各相与所述整流电路的各串联电路的连接之间；

检测单元，检测来自所述三相交流电源的输入功率；以及

控制单元，控制所述开关元件，以使所述各串联电路的两个二极管的彼此连接点与所述整流电路的负侧输出端之间，在来自所述三相交流电源的输入电流成为正电平的相位的前缘侧、只间断地短路次数N1，并在相同相位的后缘侧、只间断地短路次数N2，且

所述控制单元控制所述开关元件，以使所述各串联电路的两个二极管的彼此连接点与所述整流电路的正侧输出端之间，在来自所述三相交流电源的输入电流成为负电平的相位的前缘侧、只间断地短路所述次数N1，并在相同相位的后缘侧间断地、只短路所述次数N2，并且

所述控制单元根据所述检测单元的检测结果，来切换所述次数N1、N2的比率N1/N2，

所述控制单元是：使与所述检测单元的检测结果相应的所述比率N1/N2的切换点，在所述检测单元的检测结果的上升时与下降时不同，将相电流的半周期中的前缘侧及后缘侧的短路次数N1、N2设为N1>N2，且以高输入时小于低输入时的方式来切换该次数比率N1/N2。

2.根据权利要求1所述的三相整流装置，其特征在于，还包括：

零交叉点检测单元，设置成检测所述三相交流电源的各相的零交叉点，

所述控制单元以所述零交叉点检测单元所检测的零交叉点为基准，来进行与所述检测单元的检测结果相应的所述比率N1/N2的切换。

3.根据权利要求1所述的三相整流装置，其特征在于，所述输入电流成为正电平的相位的前缘是：以所述各相的零交叉点作为基准而设为0°～60°的期间；

所述输入电流成为正电平的相位的后缘是：以所述零交叉点作为基准而设为120°～180°的期间。

4.根据权利要求1所述的三相整流装置，其特征在于，在所述控制单元中，所述次数N1、N2被设定为N1＞N2。