JP2010004463A - 半導体集積回路および無線通信端末 - Google Patents

Abstract

【課題】回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることが可能な半導体集積回路を提供する。
【解決手段】半導体集積回路は、第１の入力端子を介してベースバンド信号が入力され、この入力されたベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、第２の入力端子を介して局部発振信号が入力され、この入力された局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、逓倍信号と第１のアンプ回路が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、第２のアンプ回路が出力した信号と第２の入力端子を介して入力された局部発振信号とを乗算し得られた信号を変調信号として出力端子に出力するミキサと、を備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、ミキサを備えた半導体集積回路、および、この半導体集積回路を備えた無線通信端末に関する。

ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｏｒ Ｍｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）送信機やＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）送信機では、非常にレベルの低い受信帯域雑音の仕様を満たし、かつ、低歪みを達成して送信スペクトラムを規定スペクトルマスク内に入れなければならない。

そこで、従来、一般的に、送信スペクトラムが規定スペクトルマスク内に入るように送信機を設計する。さらに、送信機出力にＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタ等を挿入して受信帯域雑音レベルを落とす。これにより、上記要求に対応している。

しかし、将来的に、送信機では、競争力強化を目的とした実装面積・コスト削減のために、チップ外部品、特に、ＳＡＷフィルタを削減することが主流となってくる。

つまり、今後は、これまで以上に、厳しい受信帯域雑音の仕様が適用されることになる。現に、学会発表等では、ＳＡＷフィルタを削減することを目的としたＷＣＤＭＡ送信機に関する報告が成され始めている（例えば、非特許文献１参照）。

送信機の受信帯域雑音を低減するためには、送信機の利得を上げて対応するのが一般的である。

しかし、利得を上げると、送信機で発生するスプリアスが大きくなる。これにより、送信スペクトラムが規定スペクトルマスク内に入らなくなってしまう。

つまり、雑音と歪みとがトレードオフの関係になり、低雑音・低歪みの両者を同時に実現することは難しい。
A. Mirzaei, H. Darabi, "A Low-Power ＷＣＤＭＡ Transmitter with an Integrated Notch Filter," ISSCC Dig. Tech. Papers, session.10.7, 2008

本発明は、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることが可能な半導体集積回路を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る実施例に従った半導体集積回路は、
ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
変調信号を出力するための出力端子と、
前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
前記逓倍信号と前記第１のアンプ回路が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を備えることを特徴とする。

本発明の他の態様に係る実施例に従った半導体集積回路は、
ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
変調信号を出力するための出力端子と、
前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
前記逓倍信号が入力され、この入力された前記逓倍信号を増幅した信号を出力し、その利得が可変である可変利得アンプ回路と、
前記第１のアンプ回路が出力した信号と前記可変利得アンプ回路が出力した信号を加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を備えることを特徴とする。

本発明の一態様に係る実施例に従った無線通信端末は、
無線送信アンテナを有する無線送信機と、
無線受信アンテナを有する無線受信機と、を備え、
前記無線送信機は、
ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
変調信号を出力するための出力端子と、
前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
前記逓倍信号と前記第１のアンプ回路が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を有することを特徴とする。

本発明の半導体集積回路によれば、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることができる。

（比較例）
無線送信機で、特に問題となる不要スプリアスは、直行変調器（ミキサ回路）で発生する歪みに起因している。

図１は、比較例の直行変調器の構成の一例を示す図である。

図１に示すように、比較例の直行変調器１００ａは、ＢＢ（Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ：ベースバンド）信号ＢＢ＿Ｉｃｈ（同相成分）、ＢＢ＿Ｑｃｈ（直交成分）が入力される入力端子１ａ、１ｂと、ＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌａｔｉｏｎ：局部発振）信号ＬＯ＿Ｉｃｈ（同相成分）、ＬＯ＿Ｑｃｈ（直交成分）が入力される入力端子２ａ、２ｂと、変調信号を出力するための出力端子３ａと、を備える。

さらに、直行変調器１００ａは、入力端子１ａを介してベースバンド信号ＢＢ＿Ｉｃｈが入力され、このベースバンド信号ＢＢ＿Ｉｃｈを増幅した信号を出力するアンプ回路４ａと、入力端子１ｂを介してベースバンド信号ＢＢ＿Ｑｃｈが入力され、このベースバンド信号ＢＢ＿Ｑｃｈを増幅した信号を出力するアンプ回路４ｂと、を備える。

さらに、直行変調器１００ａは、アンプ回路４ａが出力した信号と入力端子２ａを介して入力された局部発振信号とを乗算し得られた信号を出力するミキサ５ａと、アンプ回路４ｂが出力した信号と入力端子２ｂを介して入力された局部発振信号とを乗算し得られた信号を出力するミキサ５ｂと、アンプ回路４ａが出力した信号とアンプ回路４ｂが出力した信号とを演算し、得られた信号を出力する加算器６ａと、を備える。

ここで、図２は、図１に示す直交変調器１００ａから出力される信号の一例を示す図である。

以下、図２に示すように、ＢＢ信号の周波数はｆ_ＢＢ、ＬＯ信号の周波数はｆ_０として議論を進める。

図２において、周波数ｆ_０＋ｆ_ＢＢの信号は所望波であり、周波数ｆ_０の信号はキャリアリーク、周波数ｆ_０−ｆ_ＢＢの信号はイメージリークである。また、周波数ｆ_０−２ｆ_ＢＢの信号は、ベースバンドアンプの２次歪みにより発生した成分がＬＯ信号でアップコンバージョンされたスプリアスである。また、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢの信号は、ベースバンドアンプの３次歪みにより発生した成分がＬＯ信号でアップコンバージョンされたスプリアスである。

ここで、従来、キャリアリークやイメージリークを小さくする方法は、種々提案されており、問題とならない場合が多い。また、周波数ｆ_０−２ｆ_ＢＢのスプリアスは、ベースバンドアンプの２次歪みが良好（差動構成）であれば、非常に小さくなる。このため、この周波数ｆ_０−２ｆ_ＢＢのスプリアスについても問題とならない場合が多い。

しかし、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスは、ベースバンドアンプの３次歪みに起因しており、前述の雑音と歪みのトレードオフの関係に陥っている。このため、容易にはこの周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスを小さくすることはできない。

そこで、前述の雑音と歪みのトレードオフの関係から脱却するために、ミキサ回路（直交変調器）での歪みキャンセル・低減手法が提案されている。

以下では、簡単のため、Ｉｃｈ・Ｑｃｈ（同相成分・直交成分）を備える直交変調器ではなく、ＩｃｈまたはＱｃｈの片方のみのミキサに対して議論を進める。なお、Ｉｃｈ・Ｑｃｈ（同相成分・直交成分）の関係を適切に選択すれば、簡単に直交変調器に帰着可能である。

ここで、図３は、歪みキャンセルする比較例のミキサ回路を示す図である。

図３に示すように、ミキサ回路１００ａ１は、入力端子１ａ、２ａと、出力端子３ａ１と、メインアンプ回路４ａ１と、サブアンプ回路４ａ２と、メインミキサ５ａ１と、サブミキサ５ａ２と、加算器６ａ１と、を備える。

すなわち、ミキサ回路１００ａ１は、図１に示したような一般的なミキサ回路の経路であるメインアンプ−メインミキサ経路と歪みキャンセルをするためのサブアンプ−サブミキサ経路から成る。

ここで、サブアンプ回路４ａ２の利得は、メインアンプ回路４ａ１に比べて小さい。しかし、サブアンプ回路４ａ２で発生する３次歪みのレベルは、メインアンプ回路４ａ１と同等であることが重要である。

つまり、メインアンプ回路４ａ１で発生した３次歪みに起因する周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスとサブアンプ回路４ａ２で発生した３次歪みに起因する周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスを逆位相で足し合わせる。これにより、最終的にミキサ回路１００ａ１から出力される周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスをキャンセル・低減することができる。

しかし、この図３に示すミキサ回路１００ａ１の場合、所望波成分も同時に足し合わされる。このため、サブアンプ−サブミキサ経路で生じる所望波レベルの分だけ、所望波のレベルも変化してしまう。

さらに、サブアンプ回路４ａ２を使用しているため雑音特性も劣化する。すなわち、雑音と歪みのトレードオフの関係が依然として存在する。このように、上記比較例によっても低雑音・低歪みの両者を同時に実現することは難しい。

そこで、本発明に係る実施形態では、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスをキャンセルする新たな手法を提案する。

以下、本発明に係る各実施例について図面に基づいて説明する。

図４は、本発明の一態様である実施例１に係る無線通信端末１０００の要部の構成を示す図である。

図４に示すように、無線通信端末１０００は、無線送信機１００１と、無線受信機１００３と、を備える。この無線通信端末１０００は、例えば、携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄａｔａ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）等である。

無線受信機１００３は、受信アンテナ１００４により信号を受信し、この信号を信号処理し、内部回路（図示せず）に出力するようになっている。

無線送信機１００は、該内部回路から出力された信号に応じたＢＢ（ベースバンド）信号とＬＯ（局部発振）信号とを混合し、変調信号（所望波）を出力する半導体集積回路１００を有する。この変調信号に応じた信号は、送信アンテナ１００２から送信されるようになっている。

図５は、図４に示す半導体集積回路１００の要部の構成を示す図である。

図５に示すように、半導体集積回路１００は、第１の入力端子１と、第２の入力端子２と、出力端子３と、第１のアンプ回路４と、２逓倍回路５と、加算器６と、第２のアンプ回路７と、ミキサ８と、を備える。

なお、第１のアンプ回路４、加算器６、および第２のアンプ回路７により、アンプ装置９が構成される。

第１の入力端子１は、ＢＢ（ベースバンド）信号が入力されるようになっている。

第２の入力端子２は、ＬＯ（局部発振）信号が入力されるようになっている。

出力端子３は、変調信号が出力されるようになっている。

第１のアンプ回路４は、第１の入力端子１を介してベースバンド信号が入力され、この入力されたベースバンド信号を増幅した信号を出力するようになっている。

２逓倍回路５は、第２の入力端子１を介して局部発振信号が入力され、この入力された局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力するようになっている。なお、本実施例１では、２逓倍回路５により信号レベルがＡ倍に増幅されるものとする。

加算器６は、逓倍信号と第１のアンプ回路４が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力するようになっている。

第２のアンプ回路７は、加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力するようになっている。

ミキサ８は、第２のアンプ回路７が出力した信号と、第２の入力端子２を介して入力された局部発振信号と、を乗算し得られた信号を変調信号として出力端子３に出力するようになっている。

以上のように、半導体集積回路１００の信号経路は、アンプ、ミキサから構成されている。

以上のような構成を有する半導体集積回路１００は、後述のように、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのキャンセルが可能である。

このため、本実施例１に係る半導体集積回路１００によれば、図３に示す比較例のミキサ回路のように信号レベルが変化し、また、雑音特性が劣化しない特性を有する。

以下では、これら特性を示すために、一例として、アンプ（３次歪みまでを考慮）や入力信号を定式化して議論を進める。

第１のアンプ回路４の伝達関数Ａｍｐ１（ｘ）は、第１のアンプ回路４において２次歪みが発生しないものとすると、式（１）のように近似されて表される。なお、式（１）において、α_３は、実数である。

また、第２のアンプ回路７の伝達関数Ａｍｐ２（ｘ）は、第２のアンプ回路７において２次歪みが発生しないものとすると、式（２）のように近似されて表される。なお、式（２）において、β_３は、実数である。

また、ＢＢ信号ＢＢ（ｔ）は、例えば、式（３）のように表される。

また、ＬＯ信号ＬＯ（ｔ）は、例えば、式（４）のように表される。なお、式（４）において、ω０は、ＬＯ信号ＬＯ（ｔ）の角速度である。

したがって、２逓倍回路５の逓倍信号ＬＯ２（ｔ）は、式（５）のように表される。なお、式（５）において、Ａは、既述のように、実施例１では、２逓倍回路５の利得である。この利得Ａは、実数である。

なお、Ａｍｐ１（x）＋Ａｍｐ２（x）の伝達関数は、図１に示すような通常のミキサ回路のアンプの伝達関数と同等にとなっているとし、すべて差動回路構成を想定して２次歪みは発生しないものとする。

このとき、ミキサ８の出力信号Ｏｕｔ（ｔ）は、例えば、式（６）のように表される。

ここで、式（６）に式（１）から（５）を適用して展開する。そして、着目している所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）成分Ｃ１、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ 成分Ｃ２を展開した式（６）から抽出する。この所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）成分Ｃ１は、式（７）のように表され、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ 成分Ｃ２は、式（８）のように表される。

そして、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ成分Ｃ２＝０とすると、Ａ^２は、式（９）のように表される。すなわち、式（９）の条件が満たされるとき周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのキャンセルが可能であることがわかる。

ただし、利得Ａは実数であるので、Ａ^２>０の条件を満たすように、α_３、 β_３が設定される必要がある。この条件を満たす場合、式（９）を式（７）に代入すると、所望波成分Ｃ１は、式（１０）のように表される。

ここで、一例として、α_３、 β_３に具体的に数値を入れて考える。

例えば、α_３=−０．０２、β_３=−０．０２の場合、まず、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスをキャンセルしない場合（利得Ａ=０）の所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ成分を計算すると、以下のようになる。

所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）成分Ｃ１（キャンセル無し）： −６．２８ [dB]
周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ成分Ｃ２（キャンセル無し）： −４０．０７ [dBc]

一方、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスをキャンセルするために、利得Ａ=８.１２とした場合には、以下のようになる。

所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）成分Ｃ１（キャンセル有り）： −６．２２ [dB]
周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ成分（キャンセル有り）： −７１．５９ [dBc]

したがって、本実施例１に係る半導体集積回路１００によれば、２逓倍回路５の利得Ａを上述のように設定することにより、所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）成分Ｃ１には影響を与えずに、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスを３０dB程度低減可能である。

また、半導体集積回路１００は、ＳＡＷフィルタを適用していないため、回路面積を削減することができる。

以上のように、本実施例に係る半導体集積回路によれば、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることができる。

実施例１では、回路面積を削減しつつ、スプリアスを低減可能な半導体集積回路の構成の一例について述べた。

本実施例２では、特に、半導体集積回路において、利得Ａを調整するための構成の一例について述べる。なお、本実施例２に係る半導体集積回路２００も、実施例１に係る半導体集積回路１００と同様に、無線通信端末１０００の無線送信機１００１に適用される。

図６は、本発明の一態様である実施例２に係る半導体集積回路２００の要部の構成を示す図である。なお、図６において、図５と同じ符号を付された構成は、実施例１と同様の構成を示す。

図６に示すように、半導体集積回路２００は、実施例１の半導体集積回路１００と比較して、可変利得アンプ回路１０、をさらに備える。なお、半導体集積回路２００のその他の構成は、実施例１の半導体集積回路１００と同様である。

実施例１と同様に、第１のアンプ回路４は、第１の入力端子１を介してベースバンド信号が入力され、この入力されたベースバンド信号を増幅した信号を出力するようになっている。

２逓倍回路５は、第２の入力端子１を介して局部発振信号が入力され、この入力された局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力するようになっている。なお、本実施例２では、２逓倍回路５の利得は１とする。

可変利得アンプ回路１０は、２逓倍回路５から逓倍信号が入力され、この入力された逓倍信号を増幅した信号を出力するようになっている。この可変利得アンプ回路１０の利得Ａは、可変である。

なお、本実施例では、２逓倍回路５の利得を１としているので、２逓倍回路５の逓倍信号ＬＯ２（ｔ）は、式（５Ａ）のように表される。

また、加算器６は、第１のアンプ回路４が出力した信号と可変利得アンプ回路１０が出力した信号を加算し、得られた加算信号を出力するようになっている。

そして、第２のアンプ回路７は、該加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力するようになっている。

そして、ミキサ８は、第２のアンプ回路７が出力した信号と第２の入力端子２を介して入力されたＬＯ（局部発振）信号とを乗算し得られた信号を変調信号として出力端子３に出力するようになっている。

以上のように、実施例２に係る半導体集積回路２００では、２逓倍回路５の出力信号レベルを調整するための可変利得アンプ回路１０が２逓倍回路の後段に配置されている。

ここで、ミキサ８の出力信号Ｏｕｔ（ｔ）は、例えば、式（６Ａ）のように表される。なお、式（６Ａ）において、Ａは、既述のように、実施例１では、２逓倍回路５の利得である。この利得Ａは、実数である。また、この式（６Ａ）は、式（６）と等価である。したがって、この式（６Ａ）に式（１）から（４）、（５Ａ）を適用することにより、実施例１と同様に、式（７）から式（１０）が導き出される。

実施例１では、利得Ａの値が、式（８）に示す周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ 成分Ｃ２＝０となる条件を満たすときに、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスがキャンセルされることを示した。

しかし、式（８）において、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢ 成分Ｃ２は、利得Ａの２次関数となっている。すなわち、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのキャンセル度合いが利得Ａの値によって変化することがわかる。

そこで、例えば、実施例１で検討したα_３=−０．０２、β_３=−０．０２の場合について、利得Ａを変化させた場合の所望波とｆ_０−３ｆ_ＢＢスプリアスのレベルの関係について検討した。

図７は、所望波のレベルおよび周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルと、可変利得アンプ回路１０の利得Ａと、の関係を示す図である。

図７に示すように、可変利得アンプ回路１０の利得Ａを調整することによって、所望波のレベルとｆ_０−３ｆ_ＢＢスプリアスのレベルを調整することが可能である。

また、半導体集積回路２００は、実施例１と同様に、ＳＡＷフィルタを適用していないため、回路面積を削減することができる。

以上のように、本実施例に係る半導体集積回路によれば、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることができる。

実施例２では、特に、利得Ａを調整するため可変利得アンプ回路を備えた構成の一例について述べた。

本実施例３では、可変利得アンプ回路を制御するための構成の一例について述べる。なお、本実施例３に係る半導体集積回路３００も、実施例２に係る半導体集積回路２００と同様に、無線通信端末１０００の無線送信機１００１に適用される。

図８は、本発明の一態様である実施例３に係る半導体集積回路３００の要部の構成を示す図である。なお、図８において、図６と同じ符号を付された構成は、実施例２と同様の構成を示す。

図８に示すように、半導体集積回路３００は、実施例２の半導体集積回路２００と比較して、制御回路１１、をさらに備える。なお、半導体集積回路３００のその他の構成は、実施例２の半導体集積回路２００と同様である。

制御回路１１は、出力端子３から出力された変調信号に含まれ３次歪により発生した信号ｆ_０―３ｆ_ＢＢの振幅（レベル）を検知するようになっている。そして、制御回路１１は、その振幅（レベル）に応じて、可変利得アンプ回路１０の利得Ａを、制御信号Ｓ１により制御するようになっている。

この制御回路１１は、例えば、無線送信機１００１と同じチップに搭載されている無線受信機１００３を用いて該変調信号を検知する機能を実現できる。

以上のような構成を有する半導体集積回路３００は、制御回路１１により、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルを検出して、そのレベルがより低くなるように、可変利得アンプ回路１０の利得Ａを自動調整することが可能である。

また、半導体集積回路３００は、実施例２と同様に、ＳＡＷフィルタを適用していないため、回路面積を削減することができる。

以上のように、本実施例に係る半導体集積回路によれば、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることができる。

既述の実施例３の構成の場合、利得Ａを調整することで周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルを調整することは可能である。

しかし、利得Ａの値を調整することによって所望波のレベルも変化してしまう。

そこで、本実施例４では、この所望波のレベルの変化を制御するための構成について説明する。なお、本実施例４に係る半導体集積回路４００も、実施例３に係る半導体集積回路３００と同様に、無線通信端末１０００の無線送信機１００１に適用される。

図９は、本発明の一態様である実施例４に係る半導体集積回路４００の要部の構成を示す図である。なお、図９において、図６と同じ符号を付された構成は、実施例２と同様の構成を示す。

図９に示すように、半導体集積回路４００において、第１のアンプ回路４０４および第２のアンプ回路４０７は、その利得が可変であり、この点で、実施例３の半導体集積回路３００の第１のアンプ回路４および第２のアンプ回路７と異なる。

また、半導体集積回路４００は、制御回路４１１を備える。

この制御回路４１１は、実施例３の制御回路１１と同様に、出力端子３から出力された変調信号に含まれ３次歪により発生した信号ｆ_０―３ｆ_ＢＢの振幅（レベル）を検知するようになっている。そして、制御回路４１１は、その振幅（レベル）に応じて、可変利得アンプ回路１０の利得Ａを、制御信号Ｓ１により制御するようになっている。

さらに、制御回路４１１は、変調信号に含まれる所望波（ｆ_０＋ｆ_ＢＢ）の振幅を検知し、その振幅に応じて、第１のアンプ回路４０４の利得、および、第２のアンプ回路４０７の利得を、制御信号Ｓ２、Ｓ３により制御するようになっている。

この制御回路４１１は、例えば、無線送信機１００１と同じチップに搭載されている無線受信機１００３を用いて該変調信号を検知する機能を実現できる。

なお、半導体集積回路４００のその他の構成は、実施例３の半導体集積回路３００と同様である。

以上のような構成を有する半導体集積回路４００は、実施例３と同様に、制御回路４１１により、周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルを検出して、そのレベルがより低くなるように、可変利得アンプ回路１０の利得Ａを自動調整することが可能である。

さらに、半導体集積回路４００では、制御回路４１１で所望波のレベルも検出し、その信号レベルに応じて第１、第２のアンプ回路４０４、４０７に制御信号Ｓ２、Ｓ３をフィードバックする。

第１、第２のアンプ回路４０４、４０７の利得が変化すると出力される周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルも変化する。しかし、これは実施例３で示したフィードバック機構によって、ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルを最適値に保持可能である。

つまり、実施例４の半導体集積回路４００によって、所望波レベルおよび周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルを同時に最適値に自動調整することが可能となる。

また、半導体集積回路４００は、実施例３と同様に、ＳＡＷフィルタを適用していないため、回路面積を削減することができる。

以上のように、本実施例に係る半導体集積回路によれば、回路面積を削減しつつ、スプリアスの低減を図ることができる。

なお、実施例４では、第１、第２のアンプ回路４０４、４０７の利得を制御する構成となっているが、どちらか一方のみの利得を制御するようにしてもよい。

比較例の直行変調器の構成の一例を示す図である。 図１に示す直交変調器１００ａから出力される信号の一例を示す図である。 歪みキャンセルする比較例のミキサ回路を示す図である。 本発明の一態様である実施例１に係る無線通信端末１０００の要部の構成を示す図である。 図４に示す半導体集積回路１００の要部の構成を示す図である。 本発明の一態様である実施例２に係る半導体集積回路２００の要部の構成を示す図である。 所望波のレベルおよび周波数ｆ_０−３ｆ_ＢＢのスプリアスのレベルと、可変利得アンプ回路１０の利得Ａと、の関係を示す図である。 本発明の一態様である実施例３に係る半導体集積回路３００の要部の構成を示す図である。 本発明の一態様である実施例４に係る半導体集積回路４００の要部の構成を示す図である。

符号の説明

１ 第１の入力端子
２ 第２の入力端子
３ 出力端子
４、４０４ 第１のアンプ回路
５ ２逓倍回路
６ 加算器
７、４０７ 第２のアンプ回路
８ ミキサ
９ アンプ装置
１０ 可変利得アンプ回路
１１、４１１ 制御回路
１００、２００、３００、４００ 半導体集積回路
１０００ 無線通信端末
１００１ 無線送信機
１００２ 送信アンテナ
１００３ 無線受信機
１００４ 受信アンテナ

Claims (5)

1. ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
   局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
   変調信号を出力するための出力端子と、
   前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
   前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
   前記逓倍信号と前記第１のアンプ回路が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
   前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
   前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を備える
   ことを特徴とする半導体集積回路。
2. ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
   局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
   変調信号を出力するための出力端子と、
   前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
   前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
   前記逓倍信号が入力され、この入力された前記逓倍信号を増幅した信号を出力し、その利得が可変である可変利得アンプ回路と、
   前記第１のアンプ回路が出力した信号と前記可変利得アンプ回路が出力した信号を加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
   前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
   前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を備える
   ことを特徴とする半導体集積回路。
3. 前記変調信号に含まれ３次歪により発生した信号の振幅を検知し、その振幅に応じて、前記可変利得アンプ回路の利得を制御する制御回路をさらに備える
   ことを特徴とする請求項２に記載の半導体集積回路。
4. 前記制御回路は、前記変調信号に含まれる所望波の振幅を検知し、その振幅に応じて、前記第１のアンプ回路の利得、または、前記第２のアンプ回路の利得を制御する
   ことを特徴とする請求項３に記載の半導体集積回路。
5. 無線送信アンテナを有する無線送信機と、
   無線受信アンテナを有する無線受信機と、を備え、
   前記無線送信機は、
   ベースバンド信号が入力される第１の入力端子と、
   局部発振信号が入力される第２の入力端子と、
   変調信号を出力するための出力端子と、
   前記第１の入力端子を介して前記ベースバンド信号が入力され、この入力された前記ベースバンド信号を増幅した信号を出力する第１のアンプ回路と、
   前記第２の入力端子を介して前記局部発振信号が入力され、この入力された前記局部発振信号の周波数を２倍にした逓倍信号を出力する２逓倍回路と、
   前記逓倍信号と前記第１のアンプ回路が出力した信号とを加算し、得られた加算信号を出力する加算器と、
   前記加算信号が入力され、この入力された加算信号を増幅した信号を出力する第２のアンプ回路と、
   前記第２のアンプ回路が出力した信号と前記第２の入力端子を介して入力された前記局部発振信号とを乗算し得られた信号を前記変調信号として前記出力端子に出力するミキサと、を有する
   ことを特徴とする無線通信端末。

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