JP2010004248A

JP2010004248A - 差動伝送線路

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Publication number: JP2010004248A
Application number: JP2008160446A
Authority: JP
Inventors: Hitomi Minegishi; 瞳嶺岸; Toru Yamada; 徹山田; Kazuhide Uryu; 一英瓜生; Susumu Sawada; 享澤田
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2008-06-19
Filing date: 2008-06-19
Publication date: 2010-01-07
Anticipated expiration: 2028-06-19
Also published as: KR20090132517A; US8040200B2; JP4958849B2; TW201010171A; US20090315649A1

Abstract

【課題】差動伝送線路で高速信号を送信する場合、曲げ領域や配線長さの違いにより同相モードが発生して伝送波形に歪が生じる。
【解決手段】差動伝送線路は、互いに実質的に平行なおもて面と裏面を有する平行平板の誘電体基板１０と、誘電体基板１０の裏面上に形成された接地導体１１と、接地導体１１上に形成された誘電体層１２と、誘電体層１２上に形成された接地導体１３と、誘電体基板１０のおもて面上に互いに平行となるように形成された１対の信号導体２ａ，２ｂとを備えて構成される。信号導体２ａと接地導体１１，１３とにより第１の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ａを構成し、信号導体２ｂと接地導体１１，１３とにより第２の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ｂを構成する。接地導体１１において、信号導体２ａ，２ｂの長手方向に対して実質的に直交しかつ立体的に交差するようにスロット１１ａ，１１ｂが形成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動伝送線路に関し、特に、マイクロ波帯、準ミリ波帯、若しくはミリ波帯のアナログ高周波信号又はデジタル信号を伝送する差動伝送線路に関する。

差動信号伝送システムは、従来用いられてきたシングルエンドの信号伝送システムに比べて輻射が少なく、ノイズにも強いため、高速信号伝送のために用いられつつある。

図１２は従来技術に係る差動伝送線路の上面図であり、図１３は図１２の差動伝送線路のＣ−Ｃ’線の縦断面図であって、奇モードの電界ベクトルＥｅを示す図であり、図１４は図１２の差動伝送線路のＣ−Ｃ’線の縦断面図であって、偶モードの電界ベクトルＥｏを示す図である。図１２乃至図１４において、誘電体基板１０の裏面に接地導体１１が形成され、誘電体基板１０のおもて面に互いに平行なストリップ形状の信号導体２ａ，２ｂが形成されている。２本の信号導体２ａ，２ｂには、互いに逆符号の差動高周波信号が印加され、当該線路は差動伝送線路として機能する。すなわち、誘電体基板１０を挟設する信号導体２ａ及び接地導体１０により第１のマイクロストリップ線路２０ａが構成され、誘電体基板１０を挟設する信号導体２ｂ及び接地導体１０により第２のマイクロストリップ線路２０ｂが構成される。ここで、差動伝送線路は、これら１対のマイクロストリップ線路２０ａ，２ｂによって構成されている。

図１２乃至図１４に示すごとく、２本のマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂを互いに平行にかつ互いに電磁的に結合するように近接して配置すると、これら２本のマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂに同じ向きの信号が伝送する偶モードと、逆向きの信号が伝送する奇モードの２つのモードが発生するが、差動伝送線路では、奇モードを利用することにより、差動信号を伝送する。

図１３では、奇モードでの電界ベクトルＥｅを矢印で模式的に示しており、図１４では、偶モードでの電界ベクトルＥｏの向きを矢印で模式的に示している。奇モードでは、図１３に示すように、電界ベクトルＥｅが一方の信号導体２ａから他方の信号導体２ｂに向かい、信号導体２ａから接地導体１１へと向かう電界ベクトルの大きさは小さい。すなわち、奇モードでの差動伝送では、２つの信号導体２ａ，２ｂの対称面に仮想的な接地面が形成される。

差動伝送線路を設計するとき、入力された差動信号を同相信号に変換させないような回路設計が不可欠となる。例えば、逆位相等振幅で入力された２つの信号が、その逆位相等振幅の関係を保つためには、それぞれの信号が伝送する２つのマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂの回路的な対称性を保つ必要がある。すなわち、差動伝送線路を構成する２つのマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂは、振幅特性も位相特性も等しい１対の伝送線路である必要がある。しかしながら、差動伝送線路の曲げ領域（すなわち、２本のマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂの曲線領域）においては、差動信号から同相信号への不要モード変換が発生しやすい。

従来例１に係る特許文献１は、差動伝送線路に重畳されてしまった不要な同相信号を除去する方策を開示している。図１５は従来例１に係る差動伝送線路２０Ａ，２０Ｂを示す上面図である。図１５を参照して、特許文献１が開示している差動伝送線路２０Ａ，２０Ｂの構成を以下に説明する。

図１５において、差動伝送線路２０Ａ，２０Ｂ直下の接地導体（図示せず。誘電体基板１０の裏面に形成された接地導体をいう。）に複数のスロット２１が形成されている。スロット２１は差動信号の伝送方向２５に直交する方向に延在している。このような構成を採用することにより、同相信号に対するインピーダンスを選択的に増大させ、同相信号を反射させる。差動モード伝送では、差動伝送線路２０Ａを構成する１対の信号導体２ａ，２ｂの間に仮想的な高周波接地面が形成されるため、接地導体に複数のスロット２１を形成しても伝送特性への影響は小さい。従って、特許文献１に示された従来例１に係る差動伝送線路２０Ａ，２０Ｂにおいては、差動モードの伝送特性には悪影響を与えず、同相信号通過強度を低減することが可能である。

特許文献１はさらに、差動伝送線路２０Ｂの曲げ領域において同相信号の除去を行う方法も開示している。すなわち、特許文献１は、差動伝送線路２０Ｂが曲げ形状を有している場合も直線形状の場合と同様に、信号の局所的な伝送方向２７に直交する方向にスロット２３を形成することが同相信号の除去に効果的であると記載している。また、非特許文献１は、接地導体にスロット２１，２３を形成して同相モードを除去できることの原理を開示している。

特開２００４−０４８７５０号公報 F. Gisin et al., "Routing differential I/O signals across split ground planes at the connector for EMI control", 2000 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility, Vol. 1, pp.2125, August 2000. M. Kirschning et al., "Measurement and computer-aided modeling of microstrip discontinuities by an improved resonator method", 1983 IEEE MTT-S International Micro wave Symposium Digest, Vol.83, pp.495-497, May 1983. A. W. Eisshaar et al., "Modeling of radial microstrip bends", 1990 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Vol.3, pp.1051-1054, May 1990.

しかしながら、上述の従来技術によれば、同相信号が入力された場合に差動伝送線路を通過する同相信号の強度を低減できるが、差動信号が入力された場合に同相信号が出力される不要モード変換強度について軽減することについては開示も示唆もない、

図１６は従来例２の非特許文献２に係る差動伝送線路２０Ｃを示す上面図である。非特許文献２は、図１６に示すように、シングルエンドのマイクロストリップ線路２０Ｃの曲げ領域において、信号導体２の角２９を除去することにより、通過特性が改善されることを開示している。一般に、マイクロストリップ線路２０Ｃの曲げ領域では、直線領域に比べ、信号導体２と接地導体との間で生じる接地キャパシタンスが増加する傾向にある。このため、曲げ領域において信号導体２の面積を低減すると、通過特性が改善される。この手法は、現在の高周波回路設計に広く利用されている。回路図からレイアウト図を作成するソフトウェアなどでも、信号導体の曲げ領域の角部除去を自動的に行う設定がなされていることが多い。

従来例３の非特許文献３は、シングルエンドのマイクロストリップ線路の曲げ領域における高周波帯での通過特性として良好な値を示す線路構造の高周波特性を報告している。なお、従来例２の構成では、伝送信号の反射が高い周波数帯で生じるおそれがあるが、従来例３の構成では、伝送線路の曲げ領域における曲率中心を仮定し、信号導体をなだらかに曲げて配置することにより、高周波特性を改善している。このような構成も、特に高い周波数の信号を伝送する高周波回路において一般的に使用されている。

図１７は従来例１の変形例に係る差動伝送線路２０Ｄを示す上面図である。従来例１の開示内容に基づいて、図１７に示す差動伝送線路の曲げ領域を実現することが可能である。図１７に示す曲げ領域の線路構造は、図１６に示す曲げ領域の線路構造から、スロット２３を除去したものに相当する。

図１８は従来例３の変形例に係る差動伝送線路２０Ｅを示す上面図である。従来例３の開示内容に基づいて、図１８に示す差動伝送線路の曲げ領域を実現することも可能である。この場合、曲げ領域において、曲率中心を仮定し、なだらかに曲げて配置した２本の信号導体２ａ，２ｂを互いに平行に並置している。

特許文献１や非特許文献１の構成では、曲げ領域や非対称な線路における差動信号（＝奇モードの伝送信号）から同相信号（＝偶モードの伝送信号）への不要モード変換を抑圧する効果は得られない。差動伝送線路の曲げ領域においては、伝送周波数が増すにつれ、不要モード変換が顕著に生じるようになるため、良好な差動モード伝送を実現することができない。また、非特許文献２、３がシングルエンド信号伝送における高周波特性を改善するために提案している構造を、それぞれ差動伝送線路の曲げ領域に適用しても、不要モード変換を充分に抑圧することはできない。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、曲げ領域や差動配線間の長さの差による不要モード変換が抑制される差動伝送線路を提供することにある。

本発明に係る差動伝送線路は、
互いに実質的に平行な第１の面と第２の面を有する基板と、
上記基板の第２の面上に形成された第１の接地導体と、
上記第１の接地導体上に形成された誘電体層と、
上記誘電体層上に形成された第２の接地導体と、
上記基板の第１の面上に互いに平行となるように形成された第１と第２の信号導体とを備え、
上記第１の信号導体と上記第１及び第２の接地導体とにより第１の伝送線路を構成し、上記第２の信号導体と上記第１及び第２の接地導体とにより第２の伝送線路を構成する差動伝送線路であって、
上記第１の接地導体において、上記第１と第２の信号導体の長手方向に対して実質的に直交しかつ立体的に交差するように形成されたスロットと、
上記第１の接地導体と上記第２の接地導体とを接続する接続導体とを備えたことを特徴とする。

上記差動伝送線路において、上記スロットは上記第１の接地導体の厚さ方向を貫通するように形成され、上記第１の接地導体は上記スロットにより完全に切断されるように２分されたことを特徴とする。

また、上記差動伝送線路において、上記スロットは、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体との間の位置において、屈曲部を有することを特徴とする。

さらに、上記差動伝送線路において、上記スロットは、上記第１の信号導体と交差しかつ第１の幅を有する第１のスロットと、上記第２の信号導体と交差しかつ上記第１の幅と異なる第２の幅を有する第２のスロットとを含むことを特徴とする。

またさらに、上記差動伝送線路において、上記第１の幅と上記第２の幅の差は、上記第１の信号導体の長さと上記第２の信号導体の長さの差以上であることを特徴とする。

またさらに、上記差動伝送線路において、複数の上記スロットが形成されたことを特徴とする。

本発明の差動伝送線路によれば、上記第１の接地導体において、上記第１と第２の信号導体の長手方向に対して実質的に直交しかつ立体的に交差するようにスロットを形成したので、従来の差動伝送線路の曲げ領域等で発生する差動配線間の配線長さにおいて差が生じることで発生する不要モード変換を抑圧することができ、不要輻射量の低減が可能となる。また、従来の差動伝送線路において、不要同相モード除去目的で挿入していた同相モード除去フィルタが不要となるため、コスト削減、回路占有面積の低減、同相モードフィルタ挿入により劣化していた差動モード通過信号強度改善が可能となる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。また、図面において、破線は見えない位置の構成要素を示す。

実施形態．
まず、図１乃至図４を参照して本発明の一実施形態に係る差動伝送線路について以下に説明する。図１は本発明の一実施形態に係る差動伝送線路の斜視図であり、図２は図１の差動伝送線路の上面図である。

図１及び図２において、本実施形態に係る差動伝送線路は、互いに実質的に平行なおもて面と裏面を有する平行平板の誘電体基板１０と、誘電体基板１０の裏面上に形成された接地導体１１と、接地導体１１上に形成された誘電体層１２と、誘電体層１２上に形成された接地導体１３と、誘電体基板１０のおもて面上に互いに平行となるように形成されたストリップ形状の１対の信号導体２ａ，２ｂとを備えて構成される。ここで、誘電体基板１０を挟設する信号導体２ａと接地導体１１，１３とにより第１の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ａを構成し、誘電体基板１０を挟設する信号導体２ｂと接地導体１１，１３とにより第２の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ｂを構成する。そして、１対のマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂにより差動伝送線路を構成する。

また、接地導体１１において、信号導体２ａ，２ｂの長手方向に対して実質的に直交しかつ立体的に交差するようにスロット１１ａ，１１ｂが形成される。スロット１１ａ，１１ｂは好ましくは接地導体１１の厚さ方向を貫通するように形成され、接地導体１１はスロット２ａ，２ｂにより完全に切断されるように２分されて形成される。スロット１１ａ，１１ｂは、信号導体２ａと信号導体２ｂとの間の位置において屈曲部１１ｃを有する。ここで、スロット１１ａは信号導体１ａと交差しかつ幅ｗ１を有し、スロット１１ｂは信号導体２ｂと交差しかつ幅ｗ１と異なる幅ｗ２を有するスロット１１ｂとからなり、好ましくは、詳細後述するように、次式のように設定される。

［数１］
｜ｗ１−ｗ２｜≧｜Ｌ１−Ｌ２｜

さらに、誘電体基板１０の四隅において、誘電体層１２を厚さ方向に貫通するビア内に充填された導体にてなり、接地導体１１と接地導体１３とを電気的に接続する接続導体であるビア導体１４が形成される。

なお、図１及び図２の実施形態では、２つのスロット１１ａ，１１ｂが連結されてなる１個のスロットが形成されているが、図１９の変形例に示すごとく、２個の又は複数のスロットを形成してもよい。また、誘電体基板１０は半導体基板であってもよい。さらに、接地導体１１，１３及び誘電体層１２は誘電体基板１０の内層に形成してもよく、ここで、誘電体基板１０の内層とは、誘電体基板１０自体の内層のみならず、誘電体基板１０の裏面に他の層が形成されている場合は、その層の表面を含むものとする。また、接地導体１１，１３は他の層によって覆われていてもよい。同様に、誘電体基板１０のおもて面とは、誘電体基板１０の自体のおもて面のみならず、誘電体基板１０のおもて面に他の層が形成されている場合は、その層の表面を含むものとする。また、信号導体２ａ，２ｂ及び接地導体１１，１２は他の層によって覆われていてもよい。

図１及び図２の差動伝送線路において、誘電体基板１０の構成上、１対の信号導体２ａ，２ｂが互いに平行に形成されているが、端子間距離が異なるため、信号導体２ａの長さＬ１と、信号導体２ｂの長さＬ２は異なっている（Ｌ１≠Ｌ２）。

本実施形態では、接地導体１１にスロット１１ａ，１１ｂを形成している。スロット１１ａ，１１ｂは、信号導体２ａ，２ｂの長手方向で伝搬する高周波伝送信号の局所的な伝送方向に対して直交する方向に細長く延在している。図１及び図２の実施形態では、スロット１１ａ，１１ｂの各一端において、ビア導体１４により接地導体１１と接地導体１３とが電気的に接続されているが、本発明の効果を得るには、スロット１１ａ，１１ｂにより分断されている接地導体１１のそれぞれが少なくとも１つのビア導体１４により接地導体１３に接続されていればよい。

本実施形態において、スロット１１ａ，１１ｂは、接地導体１１の一部を除去して得られる高周波回路要素である。このようなスロット１１ａ，１１ｂは、例えば、以下のようにして容易に形成され得る。すなわち、接地導体１１を誘電体基板１０の裏面全体に堆積形成した後、スロット１１ａ，１１ｂの形成パターンを規定する開口部を有するマスク（例えばレジストマスク）で接地導体１１の表面を覆う。次に、接地導体１１のうちマスクの開口部を介して露出している部分をウェットエッチング法によって除去すれば、接地導体１１の任意の位置に所望の形状を有するスロット１１ａ，１１ｂを形成することができる。なお、接地導体１１を形成する際に、リフトオフ法により、スロット１１ａ，１１ｂに相当する開口パターンを備える接地導体１１を形成してもよい。ここで、スロット１１ａ，１１ｂは、接地導体１１の一部をその厚さ方向に完全に除去した部分である。さらに、誘電体基板１０のおもて面に形成される信号導体２ａ，２ｂは、例えば、誘電体基板１０のおもて面全体に導体層を堆積した後、導体層の一部を選択的に除去することによって形成され得る。

図７は従来例１に係る差動伝送線路の斜視図であり、図８は図７の差動伝送線路の上面図である。すなわち、図７及び図８は、実施形態との比較のため、特許文献１に開示されているスロット６を差動伝送線路に形成した構造を示す。図７及び図８において、複数のスロット６がそれぞれ、それぞれ信号導体２ａ，２ｂを備えた１対のマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂにてなる差動伝送線路の局所的な信号伝送方向に対して直交して設けられているが、各スロット６は、接地導体１１の導体部分で互いに接続されている。

図７及び図８の従来例１と、図１及び図２の実施形態とを対比すると明らかなように、本実施形態におけるスロット１１ａ，１１ｂは、スロット１１ａ，１１ｂを有する接地導体１１では完全に切断され、他の層の接地導体１３で接続されている点で、図７及び図８の従来例１に係るスロット６とは大きく異なっている。

本実施形態では、第１の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ａの長さＬ１が、第２の伝送線路であるマイクロストリップ線路２０ｂの長さＬ２よりも短いため、高周波電流の経路長差に起因する電気長差が発生している。差動モードから同相モードへの不要モード変換を抑圧するには、差動伝送線路を形成する２つの伝送線路を回路的に対称化することが好ましく、電気長差を補償することが必要になる。

図７及び図８の従来例１に係る複数のスロット６には、伝送線路間の電気長差を補償する機能はない。これに対し、本実施形態に係るスロット１１ａ，１１ｂは、上記電気長差の補償に寄与することができる。以下、本実施形態において、電気長差がどのようにして補償され得るかを説明する。

図１及び図２に示す実施形態に係る構成と、図７及び図８に示す従来例１に係る構成のいずれにおいても、信号導体２ａ上のある１点８の直下の接地導体１１が、高周波伝送の接地導体として機能する。同様に、信号導体２ａ上の他の１点１２の直下の接地導体１１が、高周波伝送の接地導体として機能する。

図３は図１及び図２のＡ−Ａ’線の縦断面図であり、図４は図１及び図２のＢ−Ｂ’線の縦断面図である。すなわち、図３はマイクロストリップ線路２０ａの縦断面図であり、図４はマイクロストリップ線路２０ｂの縦断面図である。図３及び図４において、Ｉｓは信号電流の方向を示し、Ｉｆは帰路電流の方向を示す。

図３のマイクロストリップ線路２０ａの縦断面図において、高周波信号が信号導体２ａ上を点８から点１２へと移動する場合、この高周波信号伝送に対応した接地導体１１内の高周波電流の経路が、スロット１１ａにより、点８と点１２との間で遮断される。このため、信号伝送に対応した接地導体１１内の高周波電流は、図３の帰路電流Ｉｓの矢印で示すように、スロット１０６の縁部を辿った後に、接地導体１０４の裏面を伝わりながら迂回し、ビア導体１４を介してよりインピーダンスの低い第３層の接地導体１０５に流れることになる。また、同様に、図４のマイクロストリップ線路２０ｂの縦断面図において、スロット１１ｂにより高周波信号伝送に対応した接地導体１１の辺部から裏面に伝達され、ビア導体１４を介して接地導体１３に伝達される。

ここで、スロット１１ａ，１１ｂは、接地導体１１上の電流経路を遮断するため、接地導体層１１における高周波電流経路の迂回効果は、マイクロストリップ線路２０ｂよりもマイクロストリップ線路２０ａにおいて強くなる。その結果、電気長が相対的に短いマイクロストリップ線路１ａにおいて、接地導体１１で電気長が相対的に延長され、その分、信号導体２ａ，２ｂの間で発生する電気長差が補償される。

これに対して、図７及び図８の従来例１では、高周波信号が信号導体２ａ上を点８から点１２へと移動する際に、接地導体１１での高周波電流は直線的に点８から点１２へと進行することが禁じられてはいるものの、同じ距離の電流経路を辿る。よって、図３及び図４の矢印Ｉｆで示すように、電気長の短い経路を辿ることが可能である。この経路が禁止されないと、マイクロストリップ線路２０ａでは接地導体層１１における高周波電流の移動経路で迂回構造が実現されず、信号導体２ａ，２ｂ間で発生する電気長差を補償することができない。

本発明の目的を達成するには、スロット１１ａ，１１ｂを形成することだけでなく、好ましくは、マイクロストリップ線路２０ａとマイクロストリップ線路２０ｂ直下のスロット１１ａ，１１ｂの幅を１対の線路２０ａ，２０ｂ間の配線長さＬ１，Ｌ２の差を補償する幅にすることが必要になる。そのためには、次式のように設定される。

［数２］
｜ｗ１−ｗ２｜≧｜Ｌ１−Ｌ２｜

なお、スロット１１ａ，１１ｂの共振周波数は、伝送周波数よりも高い値に設定される必要がある。

以上説明したように、本実施形態によれば、差動伝送線路を構成する１対の線路２０ａ，２０ｂの曲げ領域における電気長差が低減されるため、不要モード変換が抑圧される。

配線構造の違いを直接的に考慮できる電磁界シミュレータを用いた比較実験の例を用いて本発明の実施形態の作用及び効果について以下に説明する。

誘電体基板１０及び誘電体層１２の誘電率を４．２とし、誘電体基板１０及び誘電体層１２の厚さを１００ミクロンとし、信号導体２ａ，２ｂ及び接地導体１１，１３の厚さを３０ミクロンとした３層構造の誘電体基板を回路基板として用い、本発明の実施形態に係る差動伝送線路の実施例１及び従来例３について解析を行った。ここで、配線は奇モードの特性インピーダンスが５０オームに相当する条件として、線路幅が６５ミクロンのマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂを使用し、線路間間隙幅７０ミクロンの設定で二本並列に配置して、それぞれを差動伝送線路の信号導体２ａ，２ｂとした。解析した線路構造は、信号導体２ａの長さＬ１を５ｍｍとし、信号導体２ｂの長さＬ２を７ｍｍとした。

本発明者らは、電磁界シミュレータによる解析により伝送特性の評価を行った。１０ＧＨｚまでの周波数帯域で４端子の散乱行列の解析結果を得た。得られた４端子の散乱行列を変換し、差動伝送の各モードにおける２端子散乱行列を求め、不要モード（同相モード電力）への変換信号の通過係数Ｓ_２１を計算した。なお、「同相モード電力」は、差動信号を差動ポートに入力した場合に、どれだけの強度の同相信号がもう一方の差動ポートから出力されるかを示している。これらの測定やデータ処理は、差動伝送特性を評価する際に行われている一般的な手法である。また、この解析結果を用いた回路解析による１ＧＨｚの伝送波形特性を求めた。

図５は比較例に係る差動伝送線路の斜視図であり、図６は図５の差動伝送線路の上面図である。図５及び図６において、比較例に係る差動伝送線路では、線路幅が６５ミクロンであるマイクロストリップ線路２０ａ，２０ｂを、線路間間隙幅７０ミクロンの設定で二本並列に配置して、それぞれを差動伝送線路の信号導体２ａ，２ｂとした。解析した線路構造は、信号導体２ａの長さＬ１を５ｍｍに設定し、信号導体２ｂの長さＬ２を７ｍｍに設定した。

図７は従来例１に係る差動伝送線路の斜視図であり、図８は図７の差動伝送線路の上面図である。図７及び図８において、従来例１に係る差動伝送線路では、比較例の差動伝送線路に加えて、接地導体１１に３本のスロット６を形成した。各スロット６は曲げ領域に等角度間隔で配置され、信号伝送方向にそれぞれ直交している。スロット幅を８０ミクロンとし、スロット長さを６００ミクロンとした。

１０ＧＨｚでの各例の特性を比較すると、比較例では−３１．２ｄＢ、従来例１では−３２．４ｄＢの不要モードへの変換信号が発生した。従って、比較例では、従来例１よりも不要モードへの変換信号が強く発生した。

次いで、本発明の実施例１を従来例１と比較して以下に説明する。実施例１として、図１及び図２に示す実施形態に係る差動伝送線路を試作した。実施例１では、スロット幅ｗ１を従来例１と等しい８０ミクロンに設定し、スロット幅ｗ２を１５０ミクロンに設定した。他の設定パラメータも従来例１と同一条件とした。

図９は、実施例１に係る差動伝送線路と、従来例１に係る差動伝送線路とにおける不要モードへの変換信号の通過係数Ｓ_２１の周波数特性を示す図である。実施例１では、１０ＧＨｚで−３５．５ｄＢの不要モードへの変換信号が発生した。他の周波数帯域も含めて、実施例１の特性は従来例１と比較して常に１ｄＢ以上の改善が見られ、本発明の実施形態についての有利な作用効果が証明された。

図１０は実施例１に係る３ＧＨｚの信号波形を示す図であり、図１１は従来例１に係る３ＧＨｚの信号波形を示す図である。すなわち、図１０及び図１１は実施例１及び従来例１に係る解析結果を用いた３ＧＨｚの伝送波形を示す。表示した波形は各信号導体２ａ，２ｂの端子における電圧の振幅を表示したものであるが、実施例１の方が信号導体２ａ，２ｂ間に印加される電圧振幅が揃っている様子が見られ、本発明の実施形態について有利な作用効果が証明された。

以上詳述したように、本発明の差動伝送線路によれば、従来の差動伝送線路の曲げ領域や配線の長さの違いで生じていた不要モード変換を抑圧することができるため、電子機器からの不要輻射量の低減が可能となる。従来の差動伝送線路において不要モード除去を目的として導入されていた同相モード除去フィルタが不要となるため、コスト削減、回路占有面積の低減、同相モードフィルタ挿入により劣化していた差動モード通過信号強度が改善するなどの効果が得られる。データ伝送だけでなく、フィルタ、アンテナ、移相器、スイッチ、発振器等の通信分野の機器、デバイスにおいて用いられる線路構造として広く応用でき、電力伝送やＲＦＩＤタグなどの無線技術を使用する各分野においても使用され得る。

本発明の一実施形態に係る差動伝送線路の斜視図である。図１の差動伝送線路の上面図である。図１及び図２のＡ−Ａ’線の縦断面図である。図１及び図２のＢ−Ｂ’線の縦断面図である。比較例に係る差動伝送線路の斜視図である。図５の差動伝送線路の上面図である。従来例１に係る差動伝送線路の斜視図である。図７の差動伝送線路の上面図である。実施例１に係る差動伝送線路と、従来例１に係る差動伝送線路とにおける不要モードへの変換信号の通過係数Ｓ_２１の周波数特性を示す図である。実施例１に係る３ＧＨｚの信号波形を示す図である。従来例１に係る３ＧＨｚの信号波形を示す図である。従来技術に係る差動伝送線路の上面図である。図１２の差動伝送線路のＣ−Ｃ’線の縦断面図であって、奇モードの電界ベクトルＥｅを示す図である。図１２の差動伝送線路のＣ−Ｃ’線の縦断面図であって、偶モードの電界ベクトルＥｏを示す図である。従来例１に係る差動伝送線路２０Ａ，２０Ｂを示す上面図である。従来例２に係る差動伝送線路２０Ｃを示す上面図である。従来例１の変形例に係る差動伝送線路２０Ｄを示す上面図である。従来例３の変形例に係る差動伝送線路２０Ｅを示す上面図である。本発明の変形例に係る差動伝送線路を示す上面図である。

符号の説明

２ａ，２ｂ…信号導体、
１０…誘電体基板、
１１，１３…接地導体、
１１ａ，１１ｂ…スロット、
１１ｃ…屈曲部、
１２…誘電体層、
１４…ビア導体、
２０ａ，２０ｂ…マイクロストリップ線路、
Ｉｓ…信号電流、
Ｉｆ…帰路電流、
Ｌ１…信号導体２ａの長さ、
Ｌ２…信号導体２ｂの長さ、
ｗ１…信号導体２ａの幅、
ｗ２…信号導体２ｂの幅。

Claims

互いに実質的に平行な第１の面と第２の面を有する基板と、
上記基板の第２の面上に形成された第１の接地導体と、
上記第１の接地導体上に形成された誘電体層と、
上記誘電体層上に形成された第２の接地導体と、
上記基板の第１の面上に互いに平行となるように形成された第１と第２の信号導体とを備え、
上記第１の信号導体と上記第１及び第２の接地導体とにより第１の伝送線路を構成し、上記第２の信号導体と上記第１及び第２の接地導体とにより第２の伝送線路を構成する差動伝送線路であって、
上記第１の接地導体において、上記第１と第２の信号導体の長手方向に対して実質的に直交しかつ立体的に交差するように形成されたスロットと、
上記第１の接地導体と上記第２の接地導体とを接続する接続導体とを備えたことを特徴とする差動伝送線路。
上記スロットは上記第１の接地導体の厚さ方向を貫通するように形成され、上記第１の接地導体は上記スロットにより完全に切断されるように２分されたことを特徴とする請求項１記載の差動伝送線路。
上記スロットは、上記第１の信号導体と上記第２の信号導体との間の位置において、屈曲部を有することを特徴とする請求項２記載の差動伝送線路。
上記スロットは、上記第１の信号導体と交差しかつ第１の幅を有する第１のスロットと、上記第２の信号導体と交差しかつ上記第１の幅と異なる第２の幅を有する第２のスロットとを含むことを特徴とする請求項３記載の差動伝送線路。
上記第１の幅と上記第２の幅の差は、上記第１の信号導体の長さと上記第２の信号導体の長さの差以上であることを特徴とする請求項４記載の差動伝送線路。
複数の上記スロットが形成されたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の差動伝送線路。