JP2009500247A - 自動車用接近監視装置 - Google Patents

Abstract

本発明は自動車用接近監視装置に関する。この監視装置は、自動車に設けられる少なくとも１つのマイクロコンピュータ装置を介して制御される少なくとも１つの受信装置を含んでいる。受信装置はＵＨＦ信号の受信に役立ち、送信装置は低周波の長波信号を送信するのに役立つ。更に錠装置が存在し、マイクロコンピュータ装置を介して始動され、一致する符号が存在すると、錠装置が自動車への立入りを許す。送信装置は２つの結合されるＬＣ帯域フィルタを持ち、第１の帯域フィルタは前置フィルタとして、第１のコイルと少なくとも１つのコンデンサを含む第１のコンデンサ群から成り、第２の帯域フィルタは、インダクタンスとしてのＬＦアンテナと少なくとも１つのコンデンサを含む第２のコンデンサ群から成っている。なるべく第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの間にマルチプレクサが設けられ、このマルチプレクサを介してアンテナが順次多重法で送信装置と接続される。

Description

本発明は、請求項１の上位概念に記載の自動車用接近監視装置に関する。

ドイツ連邦共和国特許出願公開第１０２３６３０５号明細書から、自動車用の上述した接近監視装置が公知である。この装置は、自動車に設けられて低周波の長波信号を送信する少なくとも１つの送信装置と、自動車の露出する個所に設けられる複数の付属するＬＦアンテナとを持っている。更に利用者側で携行可能な２つ又はそれ以上のＩＤ発信器、車両側に存在する少なくとも１つの車両外部空間用送／受信装置、及びＩＤ発信器と無線で認証通信を行うため車両内部空間用送／受信装置が設けられ、ＩＤ発信器の認証が成功すると、１つ又は複数の安全装置が解錠又は鎖錠される。

ドイツ連邦共和国特許出願公開第１００１３５４２号明細書には、自動車用接近安全装置用の別の監視装置が開示されている。この装置は、建物保護の分野でチップカードに基く確実な接近装置を実現するのに特に適しているが、自動車にも使用可能である。この技術は、データ媒体となるべく車両に設けられている基地局との間の相対方向又は位置についての信号が得られ、この信号により確実な確認が行われるという点で、すぐれている。

本発明の課題は、特に電磁協調性及び接近装置の対応及び位置検査に関して使用可能な自動車用接近監視装置を提供することである。

この課題は請求項１の特徴によって解決される。本発明の有利な構成は、従属請求項、以下の説明及び図面により明らかになる。

そのため送信装置が２つの結合されるＬＣ帯域フィルタを持ち、第１の帯域フィルタが前置フィルタとして、第１のコイルと少なくとも１つのコンデンサから成る第１のコンデンサ群とから構成され、第２の帯域フィルタが、インダクタンスとしてＬＦアンテナと、少なくとも１つのコンデンサから成る第２のコンデンサ群とから構成されている。この結合される帯域フィルタ組織は、高調波の著しい減少従って電磁的協調性の著しい改善を、方形波又は台形波励起の場合にも可能にするが、これは接近監視装置において今まで可能でなかった。

第１の帯域フィルタが、すべてのアンテナに対して共通なコイルを持っているのがよく、それにより多数のアンテナを別々に始動する場合にも、前置フィルタの費用が限界内に保たれる。各アンテナに対して固有のコンデンサが前置フィルタ段に設けられている。

好ましい展開では、マルチプレクサが設けられ、このマルチプレクサを介してアンテナが順次に多重法で送信装置に接続され、マルチプレクサが第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの間に設けられている。その結果２つの帯域フィルタにより始めて、マルチプレクサをその間に接続し、既にアンテナの給電導線上で著しく高調波のない信号を伝送することが可能である。

マルチプレクサが分路マルチプレクサであり、この分路マルチプレクサにおいて、それぞれ動作しないアンテナに対して第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの回路接続点が、制御可能なトランジスタを介してアース電位に接続され、この回路接続点が、動作するアンテナに対してアース電位に接続されず、従って信号が送信装置から第１の帯域フィルタを介して動作するアンテナへ達するのがよい。

動作しないアンテナの回路接続点をアース電位に接続することにより、これらの動作しないアンテナのコンデンサが、動作するアンテナのコンデンサに交流電圧に関して並列接続され、従ってコンデンサのこの並列接続が第１のコンデンサ群を生じるのがよい。

接近監視装置は一般に更に、なるべく鍵又は接近権限確認装置に存在する接近装置を持っている。

自動車になるべく設けられる制御装置は、なるべく１２５ｋＨｚの範囲で動作する。低い送信周波数を持つ少なくとも１つの送信機（以下ＬＦ送信機と称される）、制御装置及び少なくとも１つのＵＨＦ受信機を備えている。

接近装置は、マイクロコンピュータ装置、自動車にあるＬＦ送信機に対応するＬＦ受信機、及び自動車にあるＵＨＦ受信機に対応する少なくとも１つのＵＨＦ送信機を含んでいる。

自動車に設けられる制御器は制御装置として構成され、制御装置はＬＦ送信機にアクセスし、この送信機に付属する個々のアンテナはなるべく自動車の扉取っ手に統合されている。更に少なくとも１つのアンテナが、自動車の内部空間、後部及び前部バンパに設けられている。ＬＦ送信機のアンテナを車両の７つの個所でそれぞれ露出する個所に設けると、特に有利なことがわかった。

特に可動確認装置として構成されている接近装置は、少なくとも１つのＬＦ受信機、マイクロコンピュータ装置、及び特にＵＨＦ送信モジュールとして構成される少なくとも１つのＵＨＦ送信モジュールを含んでいる。

装置はなるべく次のように動作する。使用者が自動車の扉取っ手又は他の部分を操作すると、まずスリープ解除信号がＬＦ送信機を介して接近装置へ送信される。接近装置は、使用しない場合接近装置のエネルギ消費をできるだけ少なくするため、不動作状態いわゆるスリープモードにあるので、スリープ解除信号が必要である。接近装置のＬＦ受信機により受信されたスリープ解除信号により、今や接近装置がスリープ解除され、ＵＨＦ送信機を介してその特有な確認符号を送信する。

この符号が自動車の制御器に記憶されている符号と一致しない場合、自動車の扉は鎖錠されたままである。しかし確認符号が認識されると、自動車の錠又は自動車の扉錠が解錠され、利用者は車両を開くことができる。

ＬＦ送信機を始動する制御器は、既に述べたようになるべくマイクロコンピュータ装置と接続され、このマイクロコンピュータ装置が、ＬＦ送信機に合わされて、低周波信号用送信アンテナの作動用励振回路と共に動作する。しかし特にＵＨＦ信号の受信後及び認証の受領後に初めて自動車への少なくとも１つの立入り開口の解錠が行われるので、マイクロコンピュータ装置は同時にＵＨＦ受信機も制御する。マイクロコンピュータ装置とＬＦ送信機及びＬＦアンテナ用励振回路は、１２５ｋＨｚの定格周波数を持つ長波範囲にある高周波搬送波から成る送信信号を発生する。高周波搬送波は振幅変調される。これにより生じるＡＭ振幅は、接近装置へ始動信号を送信するためのビットレート伝送を含んでいる。理想的な伝送の場合、方形波信号が高周波搬送波の振幅に変調される。このような信号を長波を介して伝送するために、特に周波数スペクトルに関して、種々の手段が必要である。なぜならば、側波帯が搬送波の高周波成分のように、無線規定の無線許容に基く所定の値を超過してはならないからである。

ＬＦ送信機は更にパルス幅変調器、励振器、前置フィルタ、少なくとも１つのＬＦ送信アンテナ、及び帰還範囲にある整流兼制御フィルタ回路と共同動作する。アンテナの周りのＬＦ信号の１．５ｍの到達距離において１．４１Ａのアンテナ電流を有効に使用すると有利なことがわかった。この電流を自動車の動作電圧及び他の妨害要因に関係なく得るために、マイクロコンピュータ装置から供給される変調信号がパルス幅変調装置によりパルス幅範囲を変化されて、アンテナ振動回路が増幅回路を介して、ちょうど上記の必要なアンテナ電流が流れるのとちょうど同じエネルギを供給されるようにする。幅広いパルスによりエネルギ供給が高まり、電流が増大し、狭いパルスではエネルギ供給が減少し、電流が減少する。目標電流値に達していると、目標電流を維持するために、アンテナに僅かなエネルギを供給しさえすればよい。パルス幅変調される信号は、増幅回路及び変成器として動作する二重π型帯域フィルタを介してアンテナへ供給される。波高値整流器を介して、帯域フィルタを通る電流が求められる。得られる電圧は送信アンテナ電流に比例している。今や連続アンテナ電流を保証するため、マイクロコンピュータ装置を介して、信号の供給されるパルス幅変調幅が増分するように合わされる。増分適合は１：Ｎの比で行われ、Ｎは継続する変調増大の数である。それぞれ少なくとも４つのパルスを不変に保つと有利なことがわかった。帰還及び再測定の際アンテナにおける所望の通電が行われると、所望の値へのマイクロコンピュータ装置の増分制御が固定される。

有害な高調波なしの送信信号を発生するため、送信アンテナに対して前置フィルタが使用される。この前置フィルタは二重回路前置フィルタとして構成され、第１の回路で既に第３高調波が４５ｄＢだけ弱められる。こうして送信アンテナへの制御器の接続部が、不必要な高調波を印加されない。第２の送信回路は、インダクタンス及び容量から成っている。この直列共振回路は、送信周波数である１２５ｋＨｚの共振周波数に合わされている。

本発明が実施例及び図により更に説明される。

すべての図において同じ部材又は群に対して同じ符号が使用される。これは説明の一層容易な理解に役立つ。

図１に示す接近監視装置は、２つの主要な装置１，７から成り、第１の装置１は自動車に設けられ、第２の装置７は接近装置としてなるべく鍵又は自動車用接近権限確認装置に設けられるか又は統合されている。

なるべく自動車に設けられる装置１は制御器２であり、低い送信周波数を持つ少なくとも１つのＬＦ送信機４、なるべく１２５ｋＨｚの範囲で動作するいわゆるＬＦ送信機、マイクロコンピュータ装置５、及び少なくとも１つのＵＨＦ受信機６を備えている。ＬＦ送信機４はなるべく自動車の各扉取っ手３に設けられている。

接近装置７は、マイクロコンピュータ装置１０、自動車にあるＬＦ送信機４に対する少なくとも１つのＬＦ受信機９、及び今は説明されないが例えば送信信号の符号化に役立つ装置８を含んでいる。ＬＦ受信機９はＬＦ送信機４の送信特性に合わせて最適化され、ＵＨＦ受信機６はＵＨＦ送信機１１の送信特性に合わせて最適化されている。

接近装置７には当然エネルギ供給装置が存在して、装置及び電気部品に必要なエネルギを供給する。このエネルギ供給装置は、自動車の始動過程毎に、その電源回路例えば装置８を介して充電される。

更に装置１には、自動車の内部空間と自動車の後部及び前部バンパにある少なくとも１つの別のＬＦアンテナが付属している。アンテナ４を車両の７個所でそれぞれ露出する所に設けると、特に有利なことがわかった。

使用者が自動車にある扉取っ手３又は他の部分を操作すると、まずスリープ解除信号が、順次に始動されるすべてのＬＦ送信機４を介して、接近装置７へ送信される。スリープ解除信号は必要である。なぜならば、接近装置７は、使用しない場合不動作状態いわゆるスリープモードにあって、接近装置７のエネルギ消費をできるだけ少なく保つからである。接近装置７のＬＦ受信機９により受信されたスリープ解除信号により、接近装置７にあるマイクロコンピュータ装置１０がスリープ解除され、この接近装置７がＵＨＦ送信機１１を介して特別な確認符号を制御器２へ送信する。この符号が制御器２に記憶されている符号と一致しないと、自動車の扉は鎖錠されたままである。しかし確認符号が認識されると、自動車の錠又は自動車の扉錠が解錠され、利用者は車両を開くことができる。

図２により、制御器２の動作原理が詳細に説明される。マイクロコンピュータ装置５を介してＬＦ送信機４を始動する制御器２は、ＬＦ送信アンテナ１３を動作させる励振回路１２を持ち、図２には、わかり易くするため１つのアンテナだけが示され、低周波信号のためにＬＦ送信機４に合わされている。別のＬＦ送信アンテナ１３が、図２に示される送信アンテナに並列接続され、マルチプレクサを介して順次に始動される。しかしＵＨＦ信号の受信及び認証の受信後に初めて自動車への少なくとも１つの立入り開口の解錠が行われるので、マイクロコンピュータ装置５は同時にＵＨＦ受信機６も制御する。ＵＨＦ受信機６はＵＨＦ信号を受信するＵＨＦ受信アンテナ１４を持っている。マイクロコンピュータ装置５とＬＦ送信機４及びＬＦアンテナ１３用励振回路１２は、長波範囲にある１２５ｋＨｚの定格周波数を持つ高周波搬送波から成る送信信号を発生する。高周波搬送波は振幅変調される。これにより生じるＡＭ信号は、接近装置７へスリープ解除信号を送信するためのビットレート伝送を含んでいる。理想的な伝送の場合、方形波信号が高周波搬送波の振幅に変調される。長波を介してこのような信号を伝送するために、周波数スペクトルに関して種々の手段を必要とする。なぜならば、側波帯は、搬送波の高周波成分のように、無線規定の無線許容に基く所定の値を超過してはならないからである。ＬＦ送信機は、更にパルス幅変調器、前置フィルタ、及び帰還範囲にある整流兼制御フィルタ回路と接続されている。

これが図３に詳細に示されている。アンテナ１３の周りにおけるＬＦ信号の１．５ｍの到達距離において、１．４１Ａのアンテナ電流を有効に使用すると有利なことがわかった。今やこの電流をエネルギ供給装置１９、自動車の蓄電池電圧及び他の妨害要因に関係なく得るために、マイクロコンピュータ装置５から供給される変調信号が、パルス幅変調装置１５によりパルス幅範囲を変化されて、アンテナ振動回路１３が、増幅回路を介して、前記の必要なアンテナ電流が流れるようにするだけのエネルキを供給される。幅広いパルスにより供給エネルギ及び電流が増大し、幅の狭いパルスでは供給エネルギ及び電流が減少する。目標電流値に達すると、目標電流を維持するために、アンテナ１３に僅かなエネルギを供給しさえすればよい。パルス幅変調される信号は、励振器１２及び変成器として動作する二重π帯域フィルタ（Ｌ１，Ｃ１，Ｌａｎｔ，Ｃ２）を介してＬＦ送信アンテナ１３へ供給される。波高値整流器１７を介して、帯域フィルタを通る電流が検出される。得られる電流は送信アンテナ電流に比例している。今や連続的なアンテナ電流を保証するため、マイクロコンピュータ装置５を介して、信号の供給されるパルス幅変調幅が増分するように適合される。増分適合は１：Ｎの比で行われ、ここでＮは連続する変調増大の数である。それぞれ少なくとも４つのパルスを不変に維持すると有利なことがわかった。帰還及び再測定の際アンテナにおける所望の電流の流れが設定されていると、所望の値へのマイクロコンピュータ装置５の増分制御が固定される。

ＬＦ送信アンテナ１３は長波アンテナとして設計されている。全送信装置は中央増幅器の形の増幅装置を含み、その動作電圧はエネルギ供給装置１９へ供給される。増幅器の出力端にはＬＦ送信アンテナ１３が直接接続されている。ＬＦ送信アンテナ１３は、図３には示してないが、マルチプレクサ装置又はマルチプレクサにより個々に動作せしめられ、その際特定の順序及び時間順序で接続され、従って順次に動作せしめられる。

図２には示してないマルチプレクサのアース分枝には、電流を測定する抵抗、特に電流制御装置の一部である分路が接続されている。電流制御装置は過電流比較器の形の電流検出器を含んでいる。この比較器は、ＬＦ送信アンテナ１３及びマルチプレクサを経て導かれる送信電流を測定する。

装置１の動作の際、入力端側で低周波トリガ信号により始動される励振器１２は出力端側に方形波電圧を発生し、この電圧が増幅器出力端を介してＬＦ送信アンテナ１３の一緒の始動に直接役立つ。その際ＬＦ送信アンテナ１３はマルチプレクサにより所定の時間順序で順次励振器１２に接続される。それにより特に損失の少ない始動が行われる。有利なように励振器１２はプッシュプル回路として構成されている。そのつど動作するＬＦ送信アンテナ１３を経て導かれる送信電流は、上述したように測定される。過電流比較器は送信電流を所定の基準値と比較する。基準値を上回ると、電流制御装置により、電流制御の目標値である所定の基準値への送信電流の電流制御が行われる。このため過電流比較器は出力端側に制御信号又はトリガ信号を発生し、この信号が最終段の出力電力を制御するため励振器１２の入力端へ供給される。それにより送信電流の実際値が目標値に合わされる。

各ＬＦ送信アンテナ１３は送信コイルＬａｎｔとして構成され、この送信コイルが、これと直列接続されるコンデンサＣ２により直列共振するように同調されている。

簡単でエネルギを節約する始動のために、パルス幅変調始動信号が、パルス幅変調器１５から励振器１２へ供給される。有害な高調波なしの送信信号を発生するため、前置フィルタ１６が使用される。この二重回路フィルタにより、第１の回路において第３高調波が４５ｄＢ未満だけ弱められるようにすることができる。

第１の回路及び第２の回路から、（特にＬ１，Ｃ１を持つ前置回路及びＬＡｎｔ，Ｃ２を持つ第２のフィルタ回路から成る）二重π帯域フィルタが生じる。

従って整流器１７の入力端に、直列抵抗Ｒにわたる交流電圧が生じる。この交流電圧は、ＬＦ送信アンテナ１３を介して流れる電流の再現である。整流器１７を介してこの電圧が整流される。整流された電圧は整流器１７の出力端に現れ、制御フィルタ１８の入力信号として役立つ。

時間軸発生器は、周期的な１２５ｋＨｚの方形波ディジタル信号を発生する。この信号の正の辺を介してランプが発生されて、比較器の反転入力端へ与えられる。この比較器の非反転入力端は、制御フィルタ１８から、アンテナ電流の振幅に関係する電圧を受ける。

アンテナ電流の目標値又は電界強度は、測定点Ｍを介して規定されている。演算増幅器は制御フィルタとして役立つ。アンテナ電流が増大するものと仮定すると、整流器１７の入力端における交流電圧が上昇する。従って整流器１５の出力端の直流電圧が比例して大きくなる。それにより制御フィルタ１８にある演算増幅器の反転入力端が、非反転入力端にかかる測定点Ｍの電圧目標値より正の電圧をとる。この電圧差が積分される。従って制御フィルタ１８の出力電圧が低下する。制御フィルタ１８の出力電圧はパルス幅変調器１５へ供給される。二重π帯域フィルタのエネルギが小さくなっているので、それにより正のパルスの幅が狭くなる。その結果整流器１７の入力端の電圧が小さくなる。実際値と目標値との差が小さくなるので、正しい値への制御が行われる。

図４の流れ図により、制御の経過が詳細に説明される。新たな始動の際又は不定の作動状態において、例えば特定の送信時間後実際値Ｕ＿ｋｏｒｒｅｋｔｕｒができるだけ速く指令量に設定されるようにするため、段階Ｐ１中に積分フィルタが大まかな値Ｕ０に予備設定される。これは、信号ＬＦ＿ＤＣ＿ＦＩＬＴ＿ＶＡＬ＿ＵＰＯ（図３参照）により、ＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＴＵＰ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷになるまで行われる。

予備設定の終了及びＰＷＭの動作開始のため、許可後信号ＬＦ＿ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ＿ＵＰＯ及びＬＦ＿ＦＩＬＴ＿ＳＥＴＵＰ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨにより導通が行われ（ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＬＯＷ）、即ち段階Ｐ２における制御動作が上述したように能動的になる。

従って段階Ｐ２．１において、搬送波信号が変調されずに送信され（ＰＷＭｏｕｔ）、アンテナを通る電流（Ｉ＿Ａｎｔｅｎｎｅ）が検出され、Ｕ＿ｋｏｒｒｅｋｔｕｒの変動により認められるように再制御される。

続く送信段階Ｐ３．１において、データ伝送サイクルが終了するまで、信号ＦＩＬＴ＿ＯＵＴ＿ＶＡＬ＿ＨＬＤ＿ＵＰＯ＝ＨＩＧＨ、従ってＰＷＭ比率が保持される。この時点に搬送波の１００％変調を越えるデータビットを伝送することができる。この搬送波のオン又はオフは搬送波時定数よりずっと上にあるので、前の手段及びデ＾タ伝送サイクルの適当に設定される持続時間によって、Ｕ＿ｋｏｒｒｅｋｔｕｒ従って搬送波振幅の浮動が起こるのが回避される。データ伝送サイクルの所定の期間Ｐ３後、制御回路が再び動作せしめられる。

動作電圧の広い範囲にわたって送信回路を少ない損失で動作させるため、所定のクロック周波数のパルス幅変調される信号を発生するＰＷＭ信号発生器が設けられ、ＰＷＭ−（基本）信号のクロック周波数は、ディジタル信号の周波数より大きく、なるべく数倍である。ディジタル信号を伝送するため、ディジタル信号がＰＷＭ信号に重畳され、即ちＰＷＭ基本信号上で適当な低周波数の振幅変調が行われる。ＰＷＭ信号はスイッチング動作で半導体スイッチを制御し、その際送信アンテナの前に帯域フィルタが接続されている。

図５及び６には別の実施例が示され、本発明特に装置１の要素の大部分が、ディジタル制御装置及び電子ディジタルモジュールに代えられている。計算装置５＿１及び付属する周辺装置５＿２から成るマイクロコンピュータ装置５が、制御をディジタルに引受ける。

ＬＦ送信機は８つの送信アンテナＡｎｔ１〜Ａｎｔ８で示されている。パルス幅変調の始動は、直接マイクロコンピュータ５により、その出力ポートＱＰＷＭの１つを介して行われる。マイクロコンピュータ５を介して、パルス幅変調がディジタルに制御されるか、又はパラメータを知ると直接計算され、直接調節される。出力ポートＣＬＫを介してクロック信号が出力され、このクロック信号が全周辺回路用の時間パルスを供給する。図５では、ＬＦ送信アンテナＡｎｔ１〜Ａｎｔ８の各々のアンテナ電流が、デマルチプレクサ２１を介して導線へ導かれ、比較器を介して目標アンテナ電流と比較される。比較の結果は、入力ポートＣＯＭＰを介してマイクロコンピュータ装置５へ供給される。マルチプレクサ２０及びデマルチプレクサ２１は、マイクロコンピュータ装置５により並列に制御される。更に８つのデコーダ２１＿１のＢｉｎ ｔｏ１が設けられている。図６ではデマルチプレクサがそれぞれ１つのダイオードＤ１〜Ｄ８に安価に代えられている。

ディジタル制御は、入力ポートＣＯＭＰにかかる入力値を介して行われる。そこで実際のアンテナ電流と予め設定された目標値との比較が行われる。この結果に応じて、マイクロコンピュータ装置５が、出力ポートＱＰＷＭを介して励振器１２を始動し、従ってパルス幅を制御する。

それぞれの値を前もって計算することによって、既に述べた制御を回避することもできる。

これは式に基いて次にように計算される。
ＬＦ送信アンテナ１３の電流の実効値は次にように計算される。

ここでＰＷＭ＿ｎＳハパルス幅の持続時間の値（ｎｓｅｃ）、
Ｌｉｎｅａｒ＿Ｆａｋｔはアンテナ電流の２乗とアンテナの電気抵抗との積、
Ｕ＿Ｂａｔｔは供給電圧である。

これに反しアンテナ電流の実効値がわかっているか、又はこれを設定しようとすれば、パルス幅（ｎｓｅｃ）が次にように計算される。

従って所望の値をディジタルに計算し、直接設定することができる。

図７には、本発明の構成が３つのアンテナを持つ実施例により示されている。マイクロコントローラ５＿１は、アンテナＡｎｔ＿０１〜Ａｎｔ＿０３へ適当な信号を出力し、その際信号は、励振器１２を介して、分路マルチプレクサとして構成されているマルチプレクサ２０へ供給される。図７によるこの配置、配線及び構成によって、特に簡単なやり方で直流電圧が得られる。この電圧はアンテナの電流の写しであり、従ってアンテナの理想的な始動及びアンテナ電流の最適化を可能にする。図７において選ばれた構成によって、共振コンデンサＣ＿Ａｎｔ＿０１〜Ｃ＿Ａｎｔ＿０３及びコンデンサＣ１＿ＶＫ〜Ｃ３＿ＶＫを１つの印刷回路板に有利に設け、アンテナのみを露出した状態で設けることができる。これは、アンテナ電流の写しである電圧Ｕ＿ＤＣを得るのも可能にする。

図７による構成によって、電圧Ｕ＿ＤＣを得るために、金のかかる電子構造はなく、費用もかからない。今やコンデンサＣ１＿ＶＫ及びＣ＿Ａｎｔ＿０１が同じであるようにこれらのコンデンサを選ぶと、これらのコンデンサにかかる電圧に対して、１８０°の位相角回転が行われる。これは、高周波が避けられるという利点を持っている。

２つの結合されるＬＣ帯域フィルタ及びその間に接続される分路マルチプレクサ２０から成る送信装置の特に好ましい構成が、図８により再度説明される。

第１の帯域フィルタは、第１のコイルＬ１と第１のコンデンサ群から成る前置フィルタを形成している。１つのアンテナＡｎｔ＿０１は動作し、他の２つのアンテナＡｎｔ＿０２及びＡｎｔ＿０３は動作していない。

マルチプレクサ２０は分路マルチプレクサとして構成されているので、それぞれ不動作アンテナＡｎｔ＿０２及びＡｎｔ＿０３用の第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの接続点は、制御可能なトランジスタを介してアース電位に接続されている。その際トランジスタとしてなるべくＣＭＯＳ半導体が使用され、送信アンテナの非常に速い切換えを可能にし、特に４００μｓより小さい切換え時間を可能にする。機械的なスイッチングリレーとは異なり、半導体のみを使用するので、付加的な利点は、マルチプレクサ装置のほぼ無限な寿命及び信頼性である。

動作しないアンテナＡｎｔ＿０２，Ａｎｔ＿０３のそれぞれの接続点をスイッチＳ２，Ｓ３によりアース電位に接続することにより、これらの動作しないアンテナのコンデンサＣ２＿ＶＫ，Ｃ３＿ＶＫが動作するアンテナＡｎｔ＿０１のコンデンサＣ１＿ＶＫに交流電圧に関し並列接続され、従ってコンデンサＣ１＿ＶＫ，Ｃ２＿ＶＫ，Ｃ３＿ＶＫのこの並列回路が第１のコンデンサ群を生じる。従って直接直列接続されるコンデンサＣ１＿ＶＫを著しく小さく設計することができ、それにより特に多数の別個のアンテナを持つ装置では費用の著しい節約が行われる。

第２の帯域フィルタは、インダクタンスとしてのＬＦアンテナＡｎｔ＿０１と、少なくとも１つのコンデンサＣ＿Ａｎｔ＿０１を含む第２のコンデンサ群とから成っている。

従って第１の帯域フィルタは、Ｌ１と現在使用されないアンテナＡｎｔ＿０２，Ａｎｔ＿０３の結合コンデンサＣ２＿ＶＫ，Ｃ３＿ＶＫとにより形成される。

動作しないアンテナは、それぞれ付属するＲｓ＿Ａｎｔ＿ｘｘ，Ｌ＿Ａｎｔ＿ｘｘＸ及びＣ＿Ａｎｔ＿ｘｘから成っている。動作しないアンテナのインピーダンスは式１ｂ及び１ｃで表わされる。

動作しない第３のアンテナインピーダンス評価の記号、Ｚ＿Ａｎｔ＿０３＿Ａｕｓｇｅｓｃｈａｌｔｅｔ

第２の帯域フィルタは動作するアンテナである（図８のＡｎｔ＿０１）。このアンテナは送信周波数に同調されており、インピーダンスはＲＳ＿Ａｎｔ＿０１，Ｃ＿Ａｎｔ＿０１及びＣ１＿ＶＫにより決定される。この動作するアンテナのインピーダンス計算は次式１ａで表わされる。
動作する第１のアンテナのインピーダンス評価の記号、Ｚ＿Ａｎｔ＿０１＿Ａｋｔｉｖ

半導体マルチプレクサは接続された状態で理論的０Ωではなく、ｍΩを持っているので、コンデンサＣ２＿ＶＫ及びＣ３＿ＶＫを通る皮相電流により、マルチプレクサに２〜３ｍＶの残留電圧が生じる。動作しない両方のアンテナでは、両方の同調コンデンサがマルチプレクサにより並列接続されているので、これらの動作しないアンテナの同調コンデンサの容量は２倍になる。

それにより両方の動作しないアンテナは、送信周波数に対して著しく離調されており、従って送信周波数における直列インピーダンス（上記の式１ｂ又は１ｃ参照）の増大による漏話が防止される。

漏話抑制の式は次式１ｅに示されている。
動作しないアンテナのインピーダンス離調によるＵ＿Ｕｅｂｅｒｓｐｒｅｃｈｕｎｇ抑制Ｃ１＿ＶＫ＝Ｃ２＿ＶＫ＝Ｃ３＿ＶＫ及びＣ＿Ａｎｔ＿０１＝Ｃ＿Ａｎｔ＿０２＝Ｃ＿Ａｎｔ＿０３であると完全な式

動作しないアンテナの実際の漏話電流は式１ｆ及び１ｇで示される。
動作しないアンテナ２Ｉ＿Ｕｅｂｅｒｓｐｒｅｃｈｕｎｇ＿Ｕｂａｊｔｕｖ＿Ａｎｔ＿０２ Ｕ＿Ｕｅｂｅｒｓｐｒｅｃｈｕｎｇ＝３０．１０−３ Ｕ＿Ｕｅｂｅｒｓｐｒｅｃｈｕｎｇ：導通するマルチプレクサの電圧

実際の測定の結果、０．０５％より小さい程度の漏話は−６６ｄＢであり、即ち動作するアンテナにおける２０００ｍＡの送信電流が動作しないアンテナにおいて１ｍＡより小さい漏話電流を生じることがわかった。

動作するアンテナをＡｎｔ＿０２又はＡｎｔ＿０３に代える場合、計算原理は変わらない。

接近監視装置の主要な要素の概略構成を示す。 接近関し装置の制御器の概略構成を示す。 制御器の別の概略構成を示す。 パルス幅変調制御の動作の概略図を示す。 ディジタルモジュールの集積を持つ制御器の別の概略構成を示す。 ディジタルモジュールの集積を持つ制御器の別の概略構成を示す。 ディジタルモジュールの集積を持つ制御器の別の簡単化された概略構成を示す。 結合された帯域フィルタ及び分路マルチプレクサの動作を示す。

符号の説明

１，８ 装置
２ 制御器
３ 扉取っ手
４ ＬＦ送信機
５，１０，２０ マイクロコンピュータ装置
６ 接近装置
９ ＬＦ受信機
１１ ＵＨＦ送信機
１２ 励振器
１３ ＬＦ送信アンテナ
１４ ＵＨＦ受信アンテナ
１５ パルス幅変調器
１６ 前置フィルタ
１７ 整流器
１８ 制御フィルタ
１９ エネルギ供給装置
２１ デマルチプレクサ
２２ アース（基準）
５＿１ 計算装置
５＿２ 周辺装置
２１＿１ ８つのデコーダのＢｉｎ ｔｏ１
ＲＭ１〜ＲＭ８ 抵抗
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ａｎｔ１〜Ａｎｔ８ ＬＦ送信アンテナ
Ａｎｔ＿０１〜Ａｎｔ＿０３ ＬＦ送信アンテナ
Ｃ１＿ＶＫ〜Ｃ３＿ＶＫ コンデンサ
Ｃ＿Ａｎｔ＿０１〜Ｃ＿Ａｎｔ＿０３ コンデンサ
ＵＤＣ 電圧
ＣＬＫ クロック
ＣＯＭＰ，ＣＯＭＰ１ 入力ポート
ＱＰＷＭ 出力ポート

Claims (13)

1. 自動車用接近監視装置であって、自動車に設けられて低周波の長波信号を送信する少なくとも１つの送信装置（４）と、車両の露出する個所に設けられる複数の付属するＬＦアンテナ（１３）とを含んでいるものにおいて、
   送信装置（４）が２つの結合されるＬＣ帯域フィルタを持ち、
   第１の帯域フィルタが前置フィルタとして、第１のコイル（Ｌ１）と少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ１ＶＫ，Ｃ２ＶＫ，Ｃ３ＶＫ．．．）から成る第１のコンデンサ群とから構成され、
   第２の帯域フィルタが、インダクタンスとしてＬＦアンテナ（Ｌａｎｔ）と、少なくとも１つのコンデンサ（Ｃ２，ＣＡｎｔ０１，ＣＡｎ０２，．．．）から成る第２のコンデンサ群とから構成されている
   ことを特徴とする、接近監視装置。
2. 第１の帯域フィルタが、すべてのアンテナに対して共通なコイル（Ｌ１）と各アンテナに対して固有のコンデンサ（Ｃ１ＶＫ，Ｃ２ＶＫ．．．）とを持っていることを特徴とする、請求項１に記載の接近監視装置。
3. マルチプレクサ（２０）が設けられ、このマルチプレクサ（２０）を介してアンテナ（１３）が順次に多重法で送信装置（４）に接続され、マルチプレクサ（２０）が第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの間に設けられていることを特徴とする、請求項１に記載の接近監視装置。
4. マルチプレクサ（２０）が分路マルチプレクサであり、この分路マルチプレクサにおいて、それぞれ動作しないアンテナに対して第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとの回路接続点が、制御可能なトランジスタを介してアース電位に接続され、この回路接続点が、動作するアンテナに対してアース電位に接続されず、従って信号が送信装置から第１の帯域フィルタを介して動作するアンテナへ達することを特徴とする、請求項３に記載の接近監視装置。
5. 第１の帯域フィルタが、すべてのアンテナに対して共通なコイル（Ｌ１）と各アンテナに対して固有のコンデンサ（Ｃ１ＶＫ，Ｃ２ＶＫ，Ｃ３ＶＫ）を持ち、動作しないアンテナ（Ａｎｔ＿０２，Ａｎｔ＿０３）の回路接続点をアース電位に接続（Ｓ２，Ｓ３）することにより、これらの動作しないアンテナのコンデンサ（Ｃ２ＶＫ，Ｃ３ＶＫ）が、動作するアンテナ（Ａｎｔ＿０１）のコンデンサ（Ｃ１ＶＫ）に交流電圧に関して並列接続され、従ってコンデンサ（Ｃ１ＶＫ，Ｃ２ＶＫ，Ｃ３ＶＫ）のこの並列接続が第１のコンデンサ群を生じることを特徴とする、請求項４に記載の接近監視装置。
6. 送信装置（４）が１２５ｋＨｚの搬送周波数で動作することを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
7. アンテナ（１３）におけるアンテナ電流の制御がパルス幅変調を介して行われることを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
8. マイクロコンピュータ装置（５）が、小さすぎる電流の場合パルスの幅を広くし、アンテナ電流が所望の値を超過する場合パルスの幅を狭くすることによって、このマイクロコンピュータ装置が、アンテナ電流に関係してパルス幅変調器（１５）のパルス幅を制御することを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
9. マイクロコンピュータ装置（５）がパルス幅を増分するように変化することを特徴とする、請求項８に記載の接近監視装置。
10. マイクロコンピュータ装置（５）が帯域フィルタを介してアンテナ電流を検出することを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
11. マイクロコンピュータ装置（５）が、ＬＦ送信アンテナ（１３）の電流を次式に従って計算し、
    

    

    ここでＰＷＭ＿ｎＳはパルス幅の持続時間の値（ｎｓｅｃ．）、
    Ｌｉｎｅａｒ＿Ｆａｋｔはアンテナ電流の２乗とアンテナの電気抵抗との積、
    Ｕ＿Ｂａｔｔは供給電圧、
    Ｉ＿Ａｎｔ＿ｅｆｆはアンテナ電流の実効値である
    ことを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
12. アンテナ電流の所望の実効値を確認すると、マイクロコンピュータ装置（５）が、パルス幅変調器（１５）のパルスの幅を次式に従って計算し、
    

    

    ここでＰＷＭ＿ｎＳはパルス幅の持続時間の値（ｎｓｅｃ．）、
    Ｌｉｎｅａｒ＿Ｆａｋｔはアンテナ電流の２乗とアンテナの電気抵抗との積、
    Ｕ＿Ｂａｔｔは供給電圧、
    Ｉ＿Ａｎｔ＿ｅｆｆはアンテナ電流の実効値である
    ことを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の接近監視装置。
13. 自動車に設けられる少なくとも１つの送信装置（４）のほかに少なくとも１つの受信装置（６）が設けられ、少なくとも１つのマイクロコンピュータ装置（５）を介して制御され、受信装置（４）が低周波の長波信号を送信するように設計され、マイクロコンピュータ装置（５）を介して始動される錠装置が設けられ、可動装置（７）に、自動車に設けられる送信装置（４）の低周波の長波信号を受信する低周波の長波信号受信機（９）及びＵＨＦ送信機（１１）が設けられ、装置の自動車への接近及び／又は操作の際、送信装置（４）がマイクロコンピュータ装置（５）により発生されるスリープ解除信号を送信し、可動装置（７）に設けられるマイクロコンピュータ装置（１９）が、スリープ解除信号の受信後にスリープ解除され、可動装置（７）が、ＵＨＦ送信機（１１）を介して識別信号を放射し、識別信号と自動車のマイクロコンピュータ装置（５）に存在する識別信号との一致の際、錠装置を釈放することを特徴とする、接近監視装置。

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