JP2009290952A - Inverter device for alternating-current motor and motor current control method therefor - Google Patents
Inverter device for alternating-current motor and motor current control method therefor Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009290952A JP2009290952A JP2008138931A JP2008138931A JP2009290952A JP 2009290952 A JP2009290952 A JP 2009290952A JP 2008138931 A JP2008138931 A JP 2008138931A JP 2008138931 A JP2008138931 A JP 2008138931A JP 2009290952 A JP2009290952 A JP 2009290952A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- coordinate system
- axis
- motor
- command
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、交流電動機を駆動するインバータ装置及びその電動機電流制御方法に関する。 The present invention relates to an inverter device for driving an AC motor and a motor current control method thereof.
近年、小型化やコスト低減の要求により、埋込型永久磁石モータ（ＩＰＭＭ）やリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）などの交流電動機は、車載用、工作機械用とその利用分野を広げている。これらの分野では、リラクタンストルクを積極的に利用して高効率に駆動するため、結果的に磁気飽和によりインダクタンスが無負荷時の半分程度やそれ以下にまで低下する電気的特性を持つモータが設計され、速度制御範囲の拡大の要求に対応するため、高速域で磁束を弱める界磁制御が行われている。
周知のように交流電動機のインダクタンス値は、電流の大きさでその値は可変するので、交流電動機のｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスは、運転中にダイナミックに変化することになり、これに対応できる電流制御が求められるようになってきた。
In recent years, AC motors such as embedded permanent magnet motors (IPMMs) and reluctance motors (SynRMs) have been widely used in in-vehicle and machine tools due to demands for miniaturization and cost reduction. In these fields, reluctance torque is actively used to drive with high efficiency, resulting in the design of motors with electrical characteristics that reduce the inductance to about half that of no load or less due to magnetic saturation. In order to meet the demand for expansion of the speed control range, field control is performed to weaken the magnetic flux in the high speed range.
As is well known, the inductance value of an AC motor varies depending on the magnitude of the current. Therefore, the d-axis inductance and q-axis inductance of the AC motor change dynamically during operation, and this can be accommodated. Current control has been required.
従来の電流制御方法は、制御対象である埋込型永久磁石モータのｄ軸インダクタンスＬｄ及びｄ軸抵抗Ｒｄに基づきｄ軸電流制御部のゲインを設定し、ｑ軸インダクタンスＬｑ及びｑ軸抵抗Ｒｑに基づきｑ軸電流制御部のゲインを設定し、ｄ軸、ｑ軸の電流応答を同一にしている（例えば、特許文献１参照）。また、速度センサレスのベクトル制御における磁極位置を推定する方法として、高周波電圧を印加し、高周波インピーダンスをｄ−ｑ座標系から４５°位相を遅らせたｄｍ−ｑｍ座標系で高周波インピーダンスＺdm、Ｚqmを検出し、磁極位置推定値が正しければ、ＺdmとＺqmとに差は生じないことを利用する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。 In the conventional current control method, the gain of the d-axis current control unit is set based on the d-axis inductance Ld and the d-axis resistance Rd of the embedded permanent magnet motor to be controlled, and the q-axis inductance Lq and the q-axis resistance Rq are set. Based on this, the gain of the q-axis current control unit is set so that the current responses of the d-axis and the q-axis are the same (see, for example, Patent Document 1). Further, as a method of estimating the magnetic pole position in the vector control without speed sensor, high frequency impedances Zdm, Zqm are applied in a d m -q m coordinate system in which a high frequency voltage is applied and the high frequency impedance is delayed by 45 ° from the dq coordinate system. Is detected, and if the estimated value of the magnetic pole position is correct, there is disclosed a technique that utilizes the fact that there is no difference between Zdm and Zqm (see, for example, Patent Document 2).
図７（ａ）は電流制御系のｄ軸電流、（ｂ）は電流制御系のｑ軸電流の構成を伝達関数で表現したブロック線図で、１２３、１２４は減算器、１２６はｄ軸電流ＰＩ制御部、１２８はｑ軸電流ＰＩ制御部、２５０ｄはｄ軸モータ・駆動回路系、２５０ｑはｑ軸モータ・駆動回路系である。ｄ軸モータ・駆動回路系２５０ｄの伝達関数Ｇｄｍ（ｓ）、ｑ軸モータ・駆動回路系２５０ｑの伝達関数Ｇｑｍ（ｓ）、ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６の伝達関数Ｇｄｐｉ（ｓ）、及びｑ軸電流ＰＩ制御部１２８の伝達関数Ｇｑｐｉ（ｓ）は、次式で表される。
Ｇｄｍ（ｓ）＝Ｋｍ／（Ｌｄ・ｓ＋Ｒｄ） …（１）
Ｇｑｍ（ｓ）＝Ｋｍ／（Ｌｑ・ｓ＋Ｒｑ） …（２）
Ｇｄｐｉ（ｓ）＝Ｋｄｐ＋Ｋｄｉ／ｓ …（３）
Ｇｑｐｉ（ｓ）＝Ｋｑｐ＋Ｋｑｉ／ｓ …（４）
ここで、Ｋｍは定数、Ｌｄ、Ｌｑは各軸のインダクタンス、Ｒｄ、Ｒｑは各軸の抵抗、Ｋｄｐ、Ｋｑｐは各軸の比例ゲイン、Ｋｄｉ、Ｋｑｉは各軸の積分ゲインを示す。
7A is a block diagram in which the configuration of the q-axis current of the current control system is represented by a transfer function, 123 and 124 are subtractors, and 126 is the d-axis current. PI control unit, 128 is a q-axis current PI control unit, 250d is a d-axis motor / drive circuit system, and 250q is a q-axis motor / drive circuit system. d-axis motor / drive circuit system 250d transfer function Gdm (s), q-axis motor / drive circuit system 250q transfer function Gqm (s), d-axis current PI controller 126 transfer function Gdpi (s), and q-axis Transfer function Gqpi (s) of current PI control unit 128 is expressed by the following equation.
Gdm (s) = Km / (Ld · s + Rd) (1)
Gqm (s) = Km / (Lq · s + Rq) (2)
Gdpi (s) = Kdp + Kdi / s (3)
Gqpi (s) = Kqp + Kqi / s (4)
Here, Km is a constant, Ld and Lq are inductances of each axis, Rd and Rq are resistances of each axis, Kdp and Kqp are proportional gains of each axis, and Kdi and Kqi are integral gains of each axis.
ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６の制御パラメータである上記の比例ゲインＫｄｐおよび積分ゲインＫｄｉは、Ｋ１を任意の係数として、上記のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｄ軸抵抗Ｒｄに基づき次のように設定される。
Ｋｄｐ＝Ｋ１・Ｌｄ …（５）
Ｋｄｉ＝Ｋ１・Ｒｄ …（６）
また、ｑ軸電流ＰＩ制御部１２８の制御パラメータである上記の比例ゲインＫｑｐおよび積分ゲインＫｑｉは、Ｋ２を任意の係数として、上記のｑ軸インダクタンスＬｑおよびｑ軸抵抗Ｒｑに基づき次のように設定される。
Ｋｑｐ＝Ｋ２・Ｌｑ …（７）
Ｋｑｉ＝Ｋ２・Ｒｑ …（８）
The proportional gain Kdp and the integral gain Kdi, which are control parameters of the d-axis current PI control unit 126, are set as follows based on the d-axis inductance Ld and the d-axis resistance Rd, with K1 being an arbitrary coefficient. .
Kdp = K1 · Ld (5)
Kdi = K1 · Rd (6)
The proportional gain Kqp and the integral gain Kqi, which are control parameters of the q-axis current PI control unit 128, are set as follows based on the q-axis inductance Lq and the q-axis resistance Rq, with K2 being an arbitrary coefficient. Is done.
Kqp = K2 · Lq (7)
Kqi = K2 · Rq (8)
上記のような電流制御系では、ｄ軸電流についての閉ループ伝達関数Ｇｄｃｌ（ｓ）は、図７（ａ）および式（１）（３）（５）（６）より、
Ｇｄｃｌ（ｓ）＝Ｇｄｐｉ（ｓ）・Ｇｄｍ（ｓ）／{１＋Ｇｄｐｉ（ｓ）・Ｇｄｍ（ｓ）}
＝Ｋ１・Ｋｍ／（ｓ＋Ｋ１・Ｋｍ） …（９）
となる。ここで、Ｋ１・Ｋｍ＝Ｒｄ／Ｌｄとおくと、
Ｇｄｃｌ（ｓ）＝Ｒｄ／（Ｌｄ・ｓ＋Ｒｄ） …（１０）
となる。上記式（１０）を式（１）と比較すればわかるように、この場合、電流制御系は、ｄ軸電流につきモータ・駆動回路系と同様の周波数特性を有する。
In the current control system as described above, the closed loop transfer function Gdcl (s) for the d-axis current is obtained from FIG. 7A and equations (1), (3), (5), and (6).
Gdcl (s) = Gdpi (s) · Gdm (s) / {1 + Gdpi (s) · Gdm (s)}
= K1 · Km / (s + K1 · Km) (9)
It becomes. Here, if K1 · Km = Rd / Ld,
Gdcl (s) = Rd / (Ld · s + Rd) (10)
It becomes. As can be seen by comparing the above equation (10) with equation (1), in this case, the current control system has the same frequency characteristics as the motor / drive circuit system with respect to the d-axis current.
同様に、ｑ軸電流についての閉ループ伝達関数Ｇｑｃｌ（ｓ）は、図７（ｂ）および式（２）（４）（６）（８）より、
Ｇｑｃｌ（ｓ）＝Ｇｑｐｉ（ｓ）・Ｇｑｍ（ｓ）／{１＋Ｇｑｐｉ（ｓ）・Ｇｑｍ（ｓ）}
＝Ｋ２・Ｋｍ／（ｓ＋Ｋ２・Ｋｍ） …（１１）
となる。ここで、Ｋ２・Ｋｍ＝Ｒｑ／Ｌｑとおくと、
Ｇｑｃｌ（ｓ）＝Ｒｑ／（Ｌｑ・ｓ＋Ｒｑ） …（１２）
となる。上記式（１２）を式（２）と比較すればわかるように、この場合、電流制御系は、ｑ軸電流につきモータ・駆動回路系と同様の周波数特性を有する。
なお、上記式（５）〜（８）に示す比例ゲインおよび積分ゲインにおける係数Ｋ１，Ｋ２は、Ｋ１＝Ｋ２となるように設定されるのが通常であり、この場合、式（９）（１１）より、Ｋ１，Ｋ２自体の値に拘わらず、ｄ軸電流についての閉ループ伝達関数Ｇｄｃｌ（ｓ）とｑ軸電流についての閉ループ伝達関数Ｇｑｃｌ（ｓ）とが等しくなり、両軸の電流についての応答性が一致する。
このように、従来の電流制御方法は、ｄ軸及びｑ軸で異なるインダクタンスおよび抵抗に応じ各軸の電流制御ゲインを個別に設定することで、ｄ軸、ｑ軸の電流応答性を同一とし、モータの性能を最大限に引き出すのである。
Gqcl (s) = Gqpi (s) · Gqm (s) / {1 + Gqpi (s) · Gqm (s)}
= K2 / Km / (s + K2 / Km) (11)
It becomes. Here, if K2 · Km = Rq / Lq,
Gqcl (s) = Rq / (Lq · s + Rq) (12)
It becomes. As can be seen by comparing the above equation (12) with equation (2), in this case, the current control system has the same frequency characteristic as the motor / drive circuit system with respect to the q-axis current.
The coefficients K1 and K2 in the proportional gain and the integral gain shown in the above formulas (5) to (8) are usually set so that K1 = K2, and in this case, formulas (9) and (11) ), The closed-loop transfer function Gdcl (s) for the d-axis current is equal to the closed-loop transfer function Gqcl (s) for the q-axis current regardless of the values of K1 and K2 itself, and the response for the currents of both axes Gender matches.
As described above, the conventional current control method sets the current control gain of each axis according to the inductance and resistance which are different between the d axis and the q axis, thereby making the current responsiveness of the d axis and the q axis the same, It maximizes the performance of the motor.
従来の交流電動機のインバータ装置及びその電動機電流制御方法は、既知でしかも固定値である電動機定数を用いて電流制御部のゲインを予め決定するようになっているので、運転中の電流の大きさや運転周波数といった運転条件によりインダクタンスが大きく変化すると、ｄ軸、ｑ軸の電流周波数応答を同一と出来ず、モータの性能を最大限に引き出せなくなるという問題があった。
なお、運転中にｑ軸インダクタンスは、埋込型永久磁石モータ（ＩＰＭＭ）では１／２、リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）にいたっては１／５以下になるものがあり、このような場合には、電流制御ループは不安定となり、発振に至ることさえあった。
The conventional inverter device for an AC motor and its motor current control method are such that the gain of the current control unit is determined in advance using a motor constant that is known and has a fixed value. If the inductance greatly changes depending on the operating condition such as the operating frequency, the current frequency response of the d-axis and the q-axis cannot be made the same, and there is a problem that the motor performance cannot be maximized.
During operation, the q-axis inductance is ½ for an embedded permanent magnet motor (IPMM) and １ ／ or less for a reluctance motor (SynRM). In such a case, The current control loop became unstable and even oscillated.
この対策として、運転中にインダクタンスを同定し、同定したインダクタンスに応じて電流制御部のゲインを変更する方法が考えられるが、電流制御部が制御している電流の大きさを用いて電流制御部のゲインを決定し、ゲインを変更することでまた電流の大きさが変化してしまうことになるので、運転状態によっては不安定になり、さらに、ｑ軸インダクタンスは、ｄ軸インダクタンスよりも電流依存性が強いために、やはり電流応答にアンバランスが生じ、電動機の性能が低下するばかりでなく電流制御ループが不安定になったりするという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、運転中に駆動している交流電動機のｄ軸、ｑ軸のインダクタンスの一方が大きく変化しても、ｄ軸、ｑ軸の電流応答性のアンバランスを解消した安定な電流制御を行う交流電動機のインバータ装置及びその電動機電流制御方法を提供することを目的とする。
As a countermeasure, a method of identifying the inductance during operation and changing the gain of the current control unit according to the identified inductance can be considered, but the current control unit is controlled by using the magnitude of the current controlled by the current control unit. If the gain is determined and the gain is changed, the magnitude of the current will also change, so it becomes unstable depending on the operating state, and the q-axis inductance is more dependent on the current than the d-axis inductance. Due to the strong nature, there is still a problem that the current response is unbalanced, and not only the performance of the motor is degraded, but also the current control loop becomes unstable.
The present invention has been made in view of such problems, and even if one of the d-axis and q-axis inductances of the AC motor driven during operation changes greatly, the d-axis and q-axis currents are changed. An object of the present invention is to provide an inverter device for an AC motor that performs stable current control in which an unbalance of responsiveness is eliminated, and a motor current control method thereof.
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、交流電動機に電圧を供給して駆動するインバータ部と、与えられたトルク指令を用いて電流指令を出力する電流指令演算器と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流指令と前記電流検出の偏差（電流偏差）がゼロになるように電圧指令を演算する電流制御器を備えたインバータ装置において、前記電流制御器は、前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°遅らせたｄｍ−ｑｍ座標系で演算し、前記ｄｍ−ｑｍ座標系での電圧指令を算出するようにしたものである。
In order to solve the above problem, the present invention is configured as follows.
According to the first aspect of the present invention, an inverter unit that supplies a voltage to an AC motor to drive the inverter, a current command calculator that outputs a current command using a given torque command, and a current that flows through the AC motor are detected. And a current controller that calculates a voltage command so that a deviation (current deviation) between the current command and the current detection becomes zero. The d m -q m coordinate system delayed by 45 ° with respect to the dq coordinate system in which the magnetic axis or the estimated magnetic axis is the d axis and the axis advanced by 90 ° from the d axis is the q axis, and the d m -Q The voltage command in the m coordinate system is calculated.
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記ｄ−ｑ座標系の電流指令を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換する座標変換器と、前記ｄ−ｑ座標系の電流検出を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換する第２の座標変換器と、前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換する座標逆変換器を備えるものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記電流偏差を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換する座標変換器と、前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換する座標逆変換器を備えるものである。
The invention of claim 2 is the invention according to claim 1, a coordinate converter for converting the current command of the d-q coordinate system to the d m -q m coordinate system, the d-q a second coordinate converter for converting the current detection of the coordinate system to the d m -q m coordinate system, the d m -q m coordinate inverse coordinate converter for converting a voltage command on the d-q coordinate system Is provided.
The invention of claim 3 is the invention according to claim 1, a coordinate converter for converting the current deviation in the d m -q m coordinate system, the d m -q m coordinate system voltage A coordinate inverse converter for converting the command into the dq coordinate system is provided.
また、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記交流電動機の速度及び前記電流検出を用いて、前記ｄ−ｑ座標間の干渉項を演算する非干渉化演算器を備え、前記電圧指令に前記干渉項を加算して、電圧指令を補償するものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記交流電動機の速度及び前記電流検出を用いて、前記ｄｍ−ｑｍ座標間の干渉項を演算する非干渉化演算器を備え、前記電圧指令に前記干渉項を加算して、電圧指令を補償するものである。
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, a non-interference computing unit that computes an interference term between the dq coordinates using the speed of the AC motor and the current detection. The interference term is added to the voltage command to compensate the voltage command.
The invention described in claim 5 is the non-interacting method according to claim 1, wherein the interference term between the d m -q m coordinates is calculated using the speed of the AC motor and the current detection. An arithmetic unit is provided to compensate the voltage command by adding the interference term to the voltage command.
また、請求項６に記載の発明は、請求項２または３に記載の発明において、前記交流電動機の速度と及び前記ｄ−ｑ座標系の電流検出を入力し、前記ｄ−ｑ座標間の干渉項を演算する非干渉化演算器を備え、前記ｄ−ｑ座標系の電圧指令に前記干渉項を加算して、前記ｄ−ｑ座標系の電圧指令を補償するものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項２または３に記載の発明において、前記交流電動機の速度と及び前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電流検出を入力し、前記ｄｍ−ｑｍ座標間の干渉項を演算する非干渉化演算器を備え、前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令に前記干渉項を加算して、前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を補償するものである。
According to a sixth aspect of the present invention, in the second or third aspect of the present invention, the speed of the AC motor and the current detection of the dq coordinate system are input, and the interference between the dq coordinates. A non-interference computing unit for computing a term, and adding the interference term to the voltage command of the dq coordinate system to compensate the voltage command of the dq coordinate system.
The invention described in Claim 7, enter in the invention described in claim 2 or 3, the speed of the AC motor and and the d m -q m coordinate-system current detection of the d m -q m comprising a non-interference calculator for calculating the interference term between the coordinates, said by adding the d m -q m coordinate system the interference term in the voltage command, to compensate for the voltage command of the d m -q m coordinate system Is.
また、請求項８に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記電流制御器の制御ゲインは、前記ｄｍ−ｑｍ座標系での前記交流電動機の回路定数を基に決定されているものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、記電流制御器の制御ゲインは、所定の負荷条件における前記ｄｍ−ｑｍ座標系での前記交流電動機の回路定数を基に決定されているものである。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の発明において、前記所定の負荷条件は、前記交流電動機の定格負荷状態とするものである。
また、請求項１１に記載の発明は、請求項１乃至１０のいずれかに記載の発明において、前記ｄｍ−ｑｍ座標系は、前記ｄ−ｑ座標系に対し４５°進ませたようにしたものである。
The invention described in Claim 8 is the invention according to claim 1, the control gain of the current controller is determined based on the circuit constant of the alternating-current motor in the d m -q m coordinate system It is what.
Further, the invention according to claim 9, in the invention described in claim 1, the control gain of the serial current controller, the circuit constant of the alternating-current motor in the d m -q m coordinate system at a predetermined load condition It is decided based on.
The invention according to claim 10 is the invention according to claim 9, wherein the predetermined load condition is a rated load state of the AC motor.
The invention described in Claim 11 is the invention according to any one of claims 1 to 10, wherein d m -q m coordinate system, as is advanced 45 ° with respect to the d-q coordinate system It is a thing.
さらに、上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１２に記載の発明は、交流電動機に電圧を供給して駆動するインバータ部と、与えられたトルク指令を用いて電流指令を出力する電流指令演算器と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流指令と前記電流検出の偏差（電流偏差）がゼロになるように電圧指令を演算する電流制御器を備えたインバータ装置の電動機電流制御方法において、前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°位相が異なるｄｍ−ｑｍ座標系を定義し、前記電流指令を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、前記電流検出を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流指令と前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流検出の偏差（電流偏差）を演算し、前記電流偏差がゼロになるように電流制御して電圧指令を演算し、前記電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換するという手順で処理するものである。
Furthermore, in order to solve the above problem, the present invention is as follows.
According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided an inverter unit for supplying a voltage to an AC motor for driving, a current command calculator for outputting a current command using a given torque command, and detecting a current flowing through the AC motor. And a current controller for calculating a voltage command such that a deviation (current deviation) between the current command and the current detection becomes zero. A d m -q m coordinate system having a 45 ° phase difference is defined with respect to a dq coordinate system in which an axis or an estimated magnetic axis is a d axis, and an axis advanced 90 ° from the d axis is a q axis. the d m -q m is converted into the coordinate system, and converts the current detection to the d m -q m coordinate system, the d m -q m the coordinate system is converted into a current command d m -q m Deviation of current detection converted to coordinate system (current Deviation) is calculated, a voltage command is calculated by controlling the current so that the current deviation becomes zero, and the voltage command is converted into the dq coordinate system.
また、請求項１３に記載の発明は、交流電動機に電圧を供給して駆動するインバータ部と、与えられたトルク指令を用いて電流指令を出力する電流指令演算器と、前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流指令と前記電流検出の偏差（電流偏差）がゼロになるように電圧指令を演算する電流制御器を備えたインバータ装置の電動機電流制御方法において、前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°位相が異なるｄｍ−ｑｍ座標系を定義し、前記電流偏差を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流偏差がゼロになるように電流制御して電圧指令を演算し、前記電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換するという手順で処理するものである。 According to a thirteenth aspect of the present invention, there is provided an inverter unit for supplying a voltage to an AC motor for driving, a current command calculator for outputting a current command using a given torque command, and a current flowing through the AC motor. In the motor current control method for an inverter device, comprising: a current detector that detects a current; and a current controller that calculates a voltage command so that a deviation (current deviation) between the current command and the current detection becomes zero. A d m -q m coordinate system having a 45 ° phase difference with respect to a dq coordinate system in which the d axis is the d axis and the q axis is the axis advanced 90 ° from the d axis. It converts the current deviation in the d m -q m coordinate system, the d m -q m current deviation which is converted into the coordinate system and the current control becomes zero calculates a voltage command, wherein said voltage command Hand to convert to dq coordinate system It processes in order.
本発明によると、交流電動機のｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスの変化に対し、電流応答への影響を軽減するとともに、ｄ軸、ｑ軸の電流応答を同じにすることで、電流制御の不安定性が解消でき、安定な電動機起動が実現できる。
特に、請求項４乃至７に記載の発明によると、ｄ−ｑ座標間あるいはｄｍ−ｑｍ座標間の干渉を抑制でき、速度に依存しない安定な電流制御が実現でき、請求項８乃至１０に記載の発明によると、電流制御ゲインを適正に、かつ容易に設定でき、さらに安定な電流制御が実現できる。
According to the present invention, the current control instability is reduced by reducing the influence on the current response to changes in the d-axis inductance and the q-axis inductance of the AC motor, and by making the current responses of the d-axis and q-axis the same. Can be solved, and stable motor start-up can be realized.
In particular, according to the invention described in claims 4 to 7, interference between dq coordinates or d m -q m coordinates can be suppressed, and stable current control independent of speed can be realized. According to the invention described in (1), the current control gain can be set appropriately and easily, and more stable current control can be realized.
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明の交流電動機を駆動するインバータ装置の制御ブロック図である。図において、１はインバータ制御装置で駆動される交流電動機、２は交流電動機１に取り付けられ交流電動機１の位置を検出する位置検出器、３は位置検出器２で検出された位置情報を基に検出速度ωを演算する微分演算器、１７は与えられた速度指令ω＊と検出速度ωの偏差（速度偏差）を演算する減算器、４は速度偏差がゼロになるように、例えば比例・積分制御してトルク指令τ＊を出力する速度制御器、５はトルク指令τ＊を入力とし、後述する演算により電流指令ベクトルｉｄｑ ＊（ｉｄ ＊、ｉｑ ＊）を出力する電流指令演算器である。
なお、電流指令ベクトルｉｄｑ ＊は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊の２つの要素を持つので、ベクトルと称している。また、後述される電流ベクトル、電圧指令ベクトルなどについても同様であり、図においては、ベクトル部分を太線で表示している。
FIG. 1 is a control block diagram of an inverter device for driving an AC motor of the present invention. In the figure, 1 is an AC motor driven by an inverter control device, 2 is a position detector attached to the AC motor 1 and detects the position of the AC motor 1, 3 is based on position information detected by the position detector 2 A differential calculator 17 for calculating the detected speed ω, a subtractor 17 for calculating a deviation (speed deviation) between the given speed command ω * and the detected speed ω, 4 for example proportional / integral so that the speed deviation becomes zero. controlled by speed controller for outputting a torque command tau *, 5 as an input the torque command tau *, the current command vector i dq by an operation described below * (i d *, i q *) the current command arithmetic unit for outputting a It is.
The current command vector i dq * is referred to as a vector because it has two elements, the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * . The same applies to a current vector, a voltage command vector, and the like, which will be described later. In the figure, the vector portion is indicated by a bold line.
さらに、６は４５°位相を遅らせる４５°座標変換器で、後述する変換行列Ｔ４５を用いてｄ−ｑ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑ ＊をｄｍ−ｑｍ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑｍ ＊（ｉｄｍ ＊、ｉｑｍ ＊）に変換する。なお、ｄｍ−ｑｍ座標系はｄ−ｑ座標系に対し４５°遅れた位相関係にある。１８は減算器で、ｄｍ−ｑｍ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑｍ ＊、および後述する電流ベクトルｉｄｑｍ（ｉｄｍ、ｉｑｍ）の偏差（電流偏差）を演算し、７は電流制御器で、電流偏差がゼロになるように、例えば比例・積分制御を用いて、ｄｍ、ｑｍ軸独立に制御し電圧指令ベクトルΔｄｑｍ（Δｄｍ、Δｑｍ）を算出する。８は４５°位相を進ませる４５°座標逆変換器で、後述する変換行列Ｔ４５ −１用いてｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令ベクトルｖｄｑｍ ＊（ｖｄｍ ＊、ｖｑｍ ＊）をｄ−ｑ座標系の電圧指令ベクトルｖｄｑ ＊（ｖｄ ＊、ｖｑ ＊）に変換する。９はベクトル制御回路で、電圧指令ベクトルｖｄｑ ＊を３相の電圧指令ベクトルｖｕｖｗ ＊（ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊）に変換する。１０はインバータ回路で、電圧指令ベクトルｖｕｖｗ ＊に基づく電圧を印加して交流電動機１を駆動する。 Furthermore, in 45 ° coordinate converter delaying the 45 ° phase 6, the current command vector i dq in the dq coordinate system using the transformation matrix T 45 to be described later * d m -q m coordinate system of the current command vector i Convert to dqm * (i dm * , i qm * ). Incidentally, d m -q m coordinate system lies in the 45 ° phase delayed relationship to d-q coordinate system. 18 is a subtracter, d m -q m coordinate system of the current command vector i dqm *, and calculates a deviation (electric current deviation) described later current vector i dqm (i dm, i qm ), 7 is a current controller in, so that the current deviation becomes zero, for example, using a proportional-integral control, d m, q m-axis independently controlled voltage vector Δ dqm (Δ dm, Δ qm ) is calculated. 8 is a 45 ° coordinate inverse transformer to advance the 45 ° phase, d m -q m coordinates of the voltage command vector v dqm using the transformation matrix T 45 -1 to be described later * (v dm *, v qm *) the It is converted into a voltage command vector v dq * (v d * , v q * ) in the dq coordinate system. A vector control circuit 9 converts the voltage command vector v dq * into a three-phase voltage command vector v uvw * (v u * , v v * , v w * ). Reference numeral 10 denotes an inverter circuit that drives the AC motor 1 by applying a voltage based on the voltage command vector v uvw * .
さらに、１１は非干渉化演算器で、後述する演算により電圧指令Δｖｄｑｍ ＊を出力し、１２は電流検出器で、交流電動機１の相電流ベクトルｉｕｖｗ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を検出し、１３は交流電動機１の固定子巻線のＵ相をα軸とし、α軸に対し９０°だけ進んだ位相をβ軸とするα−β座標系に変換する固定座標変換器で、相電流ベクトルｉｕｖｗを固定座標系電流ベクトルｉαβ（ｉα、ｉβ）に変換する。１４は回転座標変換器で、位置検出器２より得られる位置情報を基に算出された位相θを用いて、固定座標電流ベクトルｉαβをｄ−ｑ座標系の回転座標系電流ベクトルｉｄｑ（ｉｄ、ｉｑ）に変換する。なお、ｄ−ｑ座標系は、回転子の磁極軸方向をｄ軸、ｄ軸に９０°だけ進んだ位相をｑ軸とするものである。１６は６と同様の動作をする４５°座標変換器で、ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルｉｄｑをｄｍ−ｑｍ座標系の電流ベクトルｉｄｑｍに変換する。 Further, 11 is a non-interacting computing unit that outputs a voltage command Δv dqm * by a computation described later, and 12 is a current detector, which is a phase current vector i uvw (i u , i v , i w ) of the AC motor 1. 13 is a fixed coordinate converter for converting into an α-β coordinate system in which the U phase of the stator winding of the AC motor 1 is the α axis and the phase advanced by 90 ° relative to the α axis is the β axis. The phase current vector i uvw is converted into a fixed coordinate system current vector i αβ (i α , i β ). Reference numeral 14 denotes a rotating coordinate converter, which uses the phase θ calculated based on the position information obtained from the position detector 2, and converts the fixed coordinate current vector i αβ to the rotating coordinate system current vector i dq ( dq coordinate system). i d , i q ). In the dq coordinate system, the magnetic pole axis direction of the rotor is the d axis, and the phase advanced by 90 ° to the d axis is the q axis. 16 is a 45 ° coordinate converter for the same operation as 6 converts the current vector i dq in the dq coordinate system in the current vector i dqm of d m -q m coordinate system.
本発明が従来技術と異なる部分は、４５°座標変換器６及び１６と４５°座標逆変換器８と備え、電流制御器７及び非干渉化演算器１１においてｄｍ−ｑｍ座標における電流制御系を構築している部分である。 Moiety present invention differs from the prior art, comprises 45 ° coordinate converter 6 and 16 and 45 ° coordinate inverse transformer 8, the current control in d m -q m coordinate at a current controller 7, and non-interference calculator 11 This is the part that builds the system.
本発明の動作説明の前に、動作原理について説明する。
従来技術でも説明したように、従来のｄ−ｑ座標系で行われる電流制御では、ｄ軸電流制御ゲインはｄ軸インダクタンスと巻線抵抗に、ｑ軸電流制御ゲインはｑ軸インダクタンスと巻線抵抗に依存する。つまり、ｄ−ｑ座標系で電流制御を行う際の電流応答は、ｄ軸インダクタンスの変化はｄ軸の電流応答に、ｑ軸インダクタンスの変化はｑ軸の電流応答に影響を与える。さらに、非干渉制御が精度よく行われていなければ、特に高速度領域において、インダクタンスの変化はｄ軸電流によるｑ軸電圧への、ｑ軸電流によるｄ軸電圧への影響を与えることになる。
これに対し、ｄｍ−ｑｍ座標系で電流制御を行うと、ｄｍ軸、ｑｍ軸ともに、ｄ軸インダクタンス変化、ｑ軸インダクタンス変化に対し、それぞれの影響を１／√２（<１）にでき、しかも同じ大きさの影響とすることができる。
このように、ｄｍ−ｑｍ座標系で電流制御を行うことで、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスの変化に対し、電流応答への影響を軽減するとともに、ｄ軸、ｑ軸の電流応答を同じにすることができる。
Before describing the operation of the present invention, the operation principle will be described.
As described in the prior art, in the current control performed in the conventional dq coordinate system, the d-axis current control gain is d-axis inductance and winding resistance, and the q-axis current control gain is q-axis inductance and winding resistance. Depends on. That is, as for the current response when performing current control in the dq coordinate system, a change in d-axis inductance affects the d-axis current response, and a change in q-axis inductance affects the q-axis current response. Furthermore, if non-interference control is not performed with high accuracy, the change in inductance particularly affects the q-axis voltage due to the d-axis current and the d-axis voltage due to the q-axis current, particularly in the high speed region.
In contrast, when the current control is d m -q m coordinate system, d m-axis, both q m-axis, d-axis inductance change with respect to the q-axis inductance changes, the effect of each of the 1 / √2 (<1 ), And can be of the same magnitude.
In this way, by controlling the current in the d m -q m coordinate system, d-axis inductance, to changes in the q-axis inductance, as well as reduce the impact on the current response, d-axis, the current response of the q-axis Can be the same.
次に、本発明の動作について説明する。ここでは、交流電動機１が埋め込み型永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の場合を例にして電流指令演算器５の動作を説明する。
交流電動機１が埋め込み型永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）の場合、トルクτと電流ベクトルｉｄｑの関係は、（１３）式で与えられる。
Next, the operation of the present invention will be described. Here, the operation of the current command calculator 5 will be described by taking the case where the AC motor 1 is an embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM) as an example.
When AC motor 1 is an embedded permanent magnet synchronous motor (IPMSM), the relationship between torque τ and current vector i dq is given by equation (13).
所定のトルクを最小の電流で得るようにする条件を（１３）式に与えると、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑの関係は（１４）式として求まる。 Given the conditions so as to obtain a predetermined torque with minimum current (13), the relationship between the d-axis current i d and the q-axis current i q is obtained as (14).
電流指令演算器５では、（１３）式を変形した（１５）式にｄ軸電流ｉｄの前回値を代入してｑ軸電流指令ｉｑ＊を算出し、さらに、算出したｑ軸電流指令ｉｑ＊を（１４）式に代入してｄ軸電流指令（今回値）ｉｄ＊を算出する。 The current command calculator 5 calculates the q-axis current command iq * by substituting the previous value of the d- axis current id into the equation (15) obtained by modifying the equation (13), and further calculates the calculated q-axis current command iq. Substituting * into the equation (14) to calculate the d-axis current command (current value) id * .
このようにして、電流指令演算器５は、トルク指令τ＊を入力とし、電流指令ベクトルｉｄｑ ＊を演算して出力する。 In this way, the current command calculator 5 receives as input the torque command tau *, calculates and outputs the current command vector i dq *.
次に、４５°座標変換器６、１６の動作を説明する。
４５°座標変換器６は、ｄ−ｑ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑ ＊を（１６）式で表される変換行列Ｔ４５を用いて、ｄｍ−ｑｍ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑｍ ＊に変換し、４５°座標変換器１６は、ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルｉｄｑをｄｍ−ｑｍ座標系の電流ベクトルｉｄｑｍに変換する。
Next, the operation of the 45 ° coordinate converters 6 and 16 will be described.
The 45 ° coordinate converter 6 uses the current matrix vector i dqm in the d m -q m coordinate system by using the transformation matrix T 45 expressed by the equation (16) for the current command vector i dq * in the dq coordinate system. converted * into, 45 ° coordinate converter 16 converts the current vector i dq in the dq coordinate system in the current vector i dqm of d m -q m coordinate system.
次に、４５°座標逆変換器８の動作を説明する。
４５°座標逆変換器８は、ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令ベクトルｖｄｑ ＊を（１７）式で表される変換行列Ｔ４５ -1を用いて、ｄ−ｑ座標系の電圧ベクトルに変換（逆変換）する。
Next, the operation of the 45 ° coordinate inverse converter 8 will be described.
The 45 ° coordinate inverse converter 8 uses the conversion matrix T 45 −1 represented by the expression (17) for the voltage command vector v dq * in the d m -q m coordinate system, and the voltage vector in the dq coordinate system. Convert to (reverse).
次に、電流制御器３１、３２及び非干渉化演算器１１の動作を説明する。
図２は、ｄｍ−ｑｍ座標における電流制御系の伝達関数表示したブロック図である。図において、１１は非干渉化演算器（ｄｍ−ｑｍ座標系）、３１はｄｍ軸電流制御器、３２はｑｍ軸電流制御器、３３はｄｍ軸モータ巻線、３４はｑｍ軸モータ巻線であり、非干渉化演算器１１は、駆動する交流電動機１のｄｍ−ｑｍ座標系での回路定数を基に決定されたインダクタンス設定値３５、インダクタンス設定値３６及び誘起電圧設定値３７により構成されている。なお、図２及び後述の図４におけるｓはラプラス変換子を示している。
Next, operations of the current controllers 31 and 32 and the non-interacting calculator 11 will be described.
Figure 2 is a block diagram displaying the transfer function of the current control system in the d m -q m coordinates. In the figure, 11 is non-interference calculator (d m -q m coordinate system), 31 d m-axis current controller, 32 q m-axis current controller, 33 d m-axis motor windings, 34 q The non-interference computing unit 11 is an m- axis motor winding, and the non-interference computing unit 11 includes an inductance setting value 35, an inductance setting value 36, and an induction determined based on circuit constants in the d m -q m coordinate system of the AC motor 1 to be driven. The voltage set value 37 is used. Note that s in FIG. 2 and FIG. 4 described later indicates a Laplace transformer.
非干渉化演算器１１では、入力される検出速度ω、ｄｍ軸電流ｉｄｍ、及びｑｍ軸電流ｉｑｍを用い、（１８）式に従って干渉項、つまりｄｍ軸電流ｉｄｍがｑｍ軸電圧指令ｖｑｍ ＊に影響する項あるいはｑｍ軸電流ｉｑｍがｄｍ軸電圧指令ｖｄｍ ＊に影響する項、及び交流電動機１の誘起電圧に関する項ω・ｋＥ＊が演算され、ｄｍ軸電流制御器３１の出力電圧Δｄｍ、及びｑｍ軸電流制御器３２の出力電圧Δｑｍに、それぞれ加算あるいは減算され、ｄｍ軸電圧指令ｖｄｍ ＊、ｑｍ軸電圧指令ｖｑｍ ＊が演算される。 In non-interference calculator 11, the detection speed input omega, d m-axis current i dm, and q using the m-axis current i qm, (18) interference terms in accordance with formula, i.e. d m-axis current i dm is q m -axis voltage v qm * claim or q m-axis current i qm is d m-axis voltage affecting command v dm claim affecting *, and claim omega · about induced voltage of the AC motor 1 kE * is calculated, d m output voltage [Delta] d m axis current controller 31, and the q m-axis output voltage [Delta] q m of the current controller 32 are respectively added or subtracted, d m-axis voltage command v dm *, the q m-axis voltage command v qm * Calculated.
なお、ｄｍ軸上のインダクタンスＬｄｍ及びｑｍ軸上のインダクタンスＬｑｍとの間には（１９）式の関係がある。 Between the inductance L qm on inductance L dm and q m-axis on the d m-axis (19) relationship with.
このようにして演算されたｄｍ軸電圧指令ｖｄｍ ＊及びｑｍ軸電圧指令ｖｑｍ ＊は、ベクトル制御回路９、インバータ回路１０を介し、ｄｍ軸モータ巻線３３、ｑｍ軸モータ巻線３４へ出力される。これにより、モータの巻線抵抗Ｒ、及びｄｑ軸インダクタンスより決定される（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２Ｒを時定数とした一次遅れの応答としてｄｍ軸電流ｉｄｍ及びｑｍ軸電流ｉｑｍが流れ、この電流が検出されてフィードバック制御で電流制御される。
厳密には、ｄｍ軸電流ｉｄｍ及びｑｍ軸電流ｉｑｍは、電流検出器１２により検出された交流電動機１の相電流ベクトルｉｕｖｗが固定座標変換器１４、回転座標変換器１５、４５°座標変換器１６で順次座標変換されて算出される。
さらに、ｄｍ軸電流ｉｄｍ及びｑｍ軸電流ｉｑｍは、ｄｍ軸電流指令ｉｄｍ ＊及びｑｍ軸電流指令ｉｑｍ ＊との偏差が求められてｄｍ軸電流制御器３１及びｑｍ軸電流制御器３２へ入力されると共に、非干渉化演算器１１にも入力される。
Thus d m-axis voltage command computed by v dm * and q m-axis voltage command v qm * is through a vector control circuit 9, the inverter circuit 10, d m-axis motor windings 33, q m-axis motor windings Output to line 34. Thus, the winding resistance R of the motor, and the dq-axis are determined from the inductance (L d + L q) / 2R d m -axis current i dm and q m-axis current i qm response of the primary delay was time constant This current is detected and the current is controlled by feedback control.
Strictly speaking, d m-axis current i dm and q m-axis current i qm, the current detector 12 the phase current vector i uvw is fixed coordinate converter 14 of the AC motor 1 detected by the rotational coordinate converter 15, 45 The coordinate is converted by the coordinate converter 16 and calculated.
Further, d m-axis current i dm and q m-axis current i qm is, d m-axis current command i dm * and the q m-axis current command i qm * a deviation sought of d m-axis current controller 31 and q It is input to the m- axis current controller 32 and also input to the non-interacting calculator 11.
ｄｍ軸電流制御器３１及びｑｍ軸電流制御器３２は、比例・積分制御で構成され、ｄｍ軸、ｑｍ軸の各電流制御器の伝達関数Ｇｏｉｄｍ（ｓ）、Ｇｏｉｑｍ（ｓ）はそれぞれ、（２０）式、（２１）式で与えられる。なお、Ｋｐｄｍはｄｍ軸の比例ゲイン、Ｋｉｄｍはｄｍ軸の積分ゲイン、Ｋｐｑｍはｑｍ軸の比例ゲイン、Ｋｉｑｍはｑｍ軸の積分ゲインを示す。 d m-axis current controller 31 and the q m-axis current controller 32 is constituted by a proportional-integral control, d m-axis, the transfer function of the current controller of the q m-axis G o i dm (s), G o i qm (s) is given by equation (20) and equation (21), respectively. Incidentally, Kp dm is a proportional gain of the d m-axis, Ki dm is an integral gain of the d m-axis, Kp qm is a proportional gain of the q m-axis, Ki qm represents the integral gain of the q m-axis.
（２２）式を満足するようにｄｍ軸、ｑｍ軸の比例ゲイン、積分ゲインを同じ値に設定すれば、(２０)式、（２１）式の伝達関数が同じになるので、ｄｍ軸、ｑｍ軸の電流応答を等しくすることが可能になる。 (22) d m-axis so as to satisfy the equation, the proportional gain of the q m-axis, setting the integration gain to the same value, (20), since the same transfer function of equation (21), d m axis, it is possible to equalize the current response of the q m-axis.
このように、電流制御をｄｍ−ｑｍ座標系上で実施し、ｄｍ軸とｑｍ軸の電流制御器に同一の制御ゲインを設定すれば、ｄｍ軸とｑｍ軸の電流応答を等しくできるので、ｄ軸とｑ軸の電流応答も等しくすることができる。
さらに、所定の電流応答になるように電流制御ゲインを設定する際には、ωｃを電流制御系のカットオフ周波数とし、（２３）式に従いｄｍ軸電流制御器３１の比例ゲインＫｐｄｍ、及びｑｍ軸電流制御器３２の比例ゲインＫｐｑｍを、（２４）式に従いｄｍ軸電流制御器３１の積分ゲインＫｉｄｍ、及びｑｍ軸電流制御器３２の積分ゲインＫｉｑｍを設定すればよい。
Thus, implementing the current control on the d m -q m coordinate system, by setting the same control gain to the current controller of the d m-axis and the q m-axis, the current response of the d m-axis and the q m-axis Can be made equal, so that the current responses of the d-axis and the q-axis can also be made equal.
Further, when setting the current control gain to a predetermined current response, omega c is the cutoff frequency of the current control system, and proportional gain Kp dm of d m-axis current controller 31 in accordance with equation (23), and the proportional gain Kp qm of q m-axis current controller 32, by setting the integral gain Ki qm integral gain Ki dm, and q m-axis current controller 32 of the d m-axis current controller 31 in accordance with equation (24) Good.
一般に、インダクタンスは、電流が大きくなる程インダクタンスの値は小さくなる電流特性を持つので、上記（２３）式で用いるｄ軸インダクタンス設定値Ｌｄ ＊及びｑ軸インダクタンス設定値Ｌｑ ＊は、交流電動機１の定格電流時のインダクタンス値、あるいは事前に負荷状況がわかっている場合においてはその負荷時におけるインダクタンス値を用いると、本発明をより効果的に実施できる。 In general, since the inductance has a current characteristic that the inductance value decreases as the current increases, the d-axis inductance setting value L d * and the q-axis inductance setting value L q * used in the above equation (23) are AC motors. The present invention can be more effectively implemented by using the inductance value at the rated current of 1 or the inductance value at the load when the load condition is known in advance.
なお、上記説明では、ｄ−ｑ座標系に対し４５°だけ遅れた位相をｄｍ−ｑｍ座標系と設定したが、４５°だけ進んだ位相をｄｍ−ｑｍ座標系と設定してもよい。この場合は、４５°座標変換器６、１６で用いる変換行列Ｔ４５である（１６）式と４５°座標逆変換器８で用いる変換行列Ｔ４５ -1である（１７）式を入れ替えるだけで実現できる。 In the above description, the d-q coordinate system by 45 ° relative phase delayed has been set as d m -q m coordinate system, a phase advanced by 45 ° by setting the d m -q m coordinate system Also good. In this case, it is only necessary to replace the equation (16) which is the transformation matrix T 45 used in the 45 ° coordinate converters 6 and 16 and the equation (17) which is the transformation matrix T 45 −1 used in the 45 ° coordinate inverse transformer 8. realizable.
図３は第２実施例のインバータ装置における電圧指令演算部２２の詳細制御ブロック図である。第１実施例におけるインバータ装置と異なる部分は、電圧指令演算部２１を電圧指令演算部２２に置き換えた部分だけであるので、インバータ装置の全体図は省略している。
図において、５は電流指令演算器、６は４５°座標変換器、７は電流制御器、８は４５°座標逆変換器、１６は４５°座標変換器、１２は非干渉化演算器（ｄ−ｑ座標系）、１９は加算器であり、図３の電圧指令演算部２２が、第１実施例の図１の電圧指令演算部２１と異なる部分は、非干渉化演算器１１に代えて非干渉化演算器１２を用い、非干渉化演算器１２に入力する電流信号をｄｍ軸電流ｉｄｍ、ｑｍ軸電流ｉｑｍからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに変換し、加算器１９が電流制御器７の出力電圧Δｄｍ、Δｑｍと非干渉化演算器１１の出力の加算から、４５°座標逆変換器８の出力信号と非干渉化演算器１２の出力信号と加算するようにした点である。実施例１と同じ符号であるものは、動作は同じであるので、ここでは説明は省略する。
この構成により、第１実施例における非干渉化演算器１１がｄｍ−ｑｍ座標系で演算されているのに対し、第２実施例における非干渉化演算器１２はｄ−ｑ座標系で演算され、４５°座標逆変換器８は、電流制御器７の出力電圧Δｄｍ、Δｑｍをｄ−ｑ座標系の出力電圧Δｄ、Δｑに変換している。
FIG. 3 is a detailed control block diagram of the voltage command calculation unit 22 in the inverter device of the second embodiment. The only difference from the inverter device in the first embodiment is that the voltage command calculation unit 21 is replaced with the voltage command calculation unit 22, and therefore the overall view of the inverter device is omitted.
In the figure, 5 is a current command calculator, 6 is a 45 ° coordinate converter, 7 is a current controller, 8 is a 45 ° coordinate inverse converter, 16 is a 45 ° coordinate converter, and 12 is a non-interacting calculator (d −q coordinate system), 19 is an adder, and the voltage command calculation unit 22 in FIG. 3 differs from the voltage command calculation unit 21 in FIG. 1 of the first embodiment in place of the non-interference calculation unit 11. using non-interference calculator 12, converts the current signal to be input to the non-interference calculator 12 d m-axis current i dm, from q m-axis current i qm d-axis current i d, the q-axis current i q, The adder 19 adds the output voltages Δd m and Δq m of the current controller 7 and the output of the non-interacting calculator 11, and outputs the output signal of the 45 ° coordinate inverse converter 8 and the output signal of the non-interacting calculator 12. This is the point to add. The same reference numerals as those in the first embodiment are the same in operation, and thus the description thereof is omitted here.
This configuration, while the non-interference calculator 11 in the first embodiment is calculated by d m -q m coordinate system, with non-interference calculator 12 d-q coordinate system in the second embodiment Calculated, the 45 ° coordinate inverse converter 8 converts the output voltages Δd m and Δq m of the current controller 7 into output voltages Δd and Δq of the dq coordinate system.
次に、非干渉化演算器１２の構成を図４を用いて説明する。図において、４３はｑ軸インダクタンス設定値Ｌｑ *、４４はｄ軸インダクタンス設定値Ｌｄ *、４５は誘起電圧設定値ｋＥ*であり、駆動する交流電動機１の回路定数を基に決定されている。
非干渉化演算器１２には、検出速度ω、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが入力され、ω・Ｌｑ *・ｉｑ、ω・Ｌｄ *・ｉｄ＋ω・ｋ・Ｅ*が演算され出力される。
非干渉化演算器１２の出力ω・Ｌｑ *・ｉｑ、ω・Ｌｄ *・ｉｄ＋ω・ｋ・Ｅ*は、それぞれ電流制御器７の出力Δｄ、Δｑと、（２５）、（２６）式に従い加減算され、ｄ軸電圧指令ｖｄ ＊、ｑ軸電圧指令ｖｑ ＊は求められ、ベクトル制御器９へ出力される。
Next, the configuration of the non-interacting calculator 12 will be described with reference to FIG. In the figure, 43 is a q-axis inductance set value L q * , 44 is a d-axis inductance set value L d * , and 45 is an induced voltage set value kE * , which are determined based on the circuit constants of the AC motor 1 to be driven. Yes.
A detection speed ω, a d-axis current i d, and a q-axis current i q are input to the non-interference computing unit 12, and ω · L q * · i q , ω · L d * · id + ω · k · E * Is calculated and output.
The outputs ω · L q * · i q and ω · L d * · id + ω · k · E * of the non-interacting computing unit 12 are the outputs Δd and Δq of the current controller 7 and (25), ( 26) The d-axis voltage command v d * and the q-axis voltage command v q * are determined and output to the vector controller 9.
このように、電流制御のみをｄｍ−ｑｍ座標系で行い、非干渉化演算器１２は、従来通りｄ−ｑ座標系に構築し、それらの出力を座標変換後に加算するという構成としてもよい。 Thus, performs only the current control by d m -q m coordinate system, non-interference calculator 12 builds conventionally d-q coordinate system, even those output as configuration in which added after coordinate transformation Good.
図５は第３実施例のインバータ装置における電圧指令演算部２３の詳細制御ブロック図である。第１実施例におけるインバータ装置と異なる部分は、電圧指令演算部２１を電圧指令演算部２３に置き換えた部分だけであるので、インバータ装置の全体図は省略している。
図において、５は電流指令演算器、６は４５°座標変換器、７は電流制御器、８は４５°座標逆変換器、１２は非干渉化演算器（ｄ−ｑ座標系）、１９は加算器であり、図５の電圧指令演算部２３が、図３の電圧指令演算部２２と異なる部分は、電流指令演算器５が出力する電流指令ベクトルｉｄｑ ＊は、ｄ―ｑ座標系の電流ベクトルｉｄｑと減算器１８に入力され、それらの偏差は４５°座標変換器６に入力されｄｍ−ｑｍ座標系の電流偏差に変換され、電流制御器７に入力するようにした点である。実施例２と同じ符号であるものは、その動作は同じであるので、ここでは説明は省略する。
上記構成により、第３実施例で行われる電流制御は、ｄｍ−ｑｍ座標系で実施される。
FIG. 5 is a detailed control block diagram of the voltage command calculation unit 23 in the inverter device of the third embodiment. The only difference from the inverter device in the first embodiment is that the voltage command calculating unit 21 is replaced with the voltage command calculating unit 23, and therefore the overall view of the inverter device is omitted.
In the figure, 5 is a current command calculator, 6 is a 45 ° coordinate converter, 7 is a current controller, 8 is a 45 ° coordinate inverse converter, 12 is a non-interacting calculator (dq coordinate system), 19 is The voltage command calculation unit 23 in FIG. 5 is different from the voltage command calculation unit 22 in FIG. 3 in that the current command vector i dq * output from the current command calculation unit 5 is expressed in the dq coordinate system. is input to the current vector i dq a subtractor 18, their deviations are converted into the input to the 45 ° coordinate converter 6 d m -q m coordinate-system current deviation, point to be input to the current controller 7 It is. Since the operation of the same reference numerals as those in the second embodiment is the same, the description thereof is omitted here.
With the above configuration, the current control performed in the third embodiment is carried out in the d m -q m coordinate system.
このように、ｄ−ｑ座標系で電流指令ベクトルｉｄｑ ＊と電流ベクトルｉｄｑの偏差を算出した後、ｄｍ−ｑｍ座標系への座標変換し、電流制御を行う構成としてもよい。 Thus, after calculating the current command vector i dq * and the current vector i dq deviation at the dq coordinate system, coordinate conversion to d m -q m coordinate system may be configured to perform the current control.
図６は第４実施例のインバータ装置における電圧指令演算部２４の詳細制御ブロック図である。第１実施例におけるインバータ装置と異なる部分は、電圧指令演算部２１を電圧指令演算部２４に置き換えた部分だけであるので、インバータ装置の全体図は省略している。
図において、５は電流指令演算器、６は４５°座標変換器、７は電流制御器、８は４５°座標逆変換器、１１は非干渉化演算器、１６は４５°座標変換器、１９は加算器であり、図６の電圧指令演算部２４が、図５の電圧指令演算部２２と異なる部分は、４５°座標変換器１６を追加し、非干渉化演算器１１を非干渉化演算器１２に代え、電流制御器７の出力電圧Δｄｍ、Δｑｍと非干渉化演算器１１の出力を加算器１９で加算後、４５°座標逆変換器８に出力するようにし、非干渉化演算器１２の入力を４５°座標変換器１６の出力にした点である。なお、４５°座標変換器１６は、図１と同様、ｄ−ｑ座標系の電流ｉｄｑをｄｍ−ｑｍ座標系の電流ｉｄｑｍに変換している。実施例３と同じ符号であるものは、その動作は同じであるので、ここでは説明は省略する。
上記構成により、第４実施例は、第３実施例の電流制御器と第１実施例の非干渉化演算器を組み合わせた構成としている。
FIG. 6 is a detailed control block diagram of the voltage command calculation unit 24 in the inverter device of the fourth embodiment. The only difference from the inverter device in the first embodiment is that the voltage command calculation unit 21 is replaced with the voltage command calculation unit 24, and therefore the overall view of the inverter device is omitted.
In the figure, 5 is a current command calculator, 6 is a 45 ° coordinate converter, 7 is a current controller, 8 is a 45 ° coordinate inverse converter, 11 is a non-interacting calculator, 16 is a 45 ° coordinate converter, 19 Is an adder, and the voltage command calculation unit 24 in FIG. 6 is different from the voltage command calculation unit 22 in FIG. 5 by adding a 45 ° coordinate converter 16 and performing the non-interference calculation unit 11 as a non-interference calculation. The output voltage Δd m , Δq m of the current controller 7 and the output of the non-interacting computing unit 11 are added by the adder 19 and output to the 45 ° coordinate inverse converter 8 instead of the current controller 7 to make the non-interacting This is the point where the input of the arithmetic unit 12 is the output of the 45 ° coordinate converter 16. Incidentally, 45 ° coordinate converter 16, similarly to FIG. 1, which converts the current i dq in the dq coordinate system in the current i dqm of d m -q m coordinate system. The same reference numerals as those in the third embodiment are the same in operation, and the description thereof is omitted here.
With the above configuration, the fourth embodiment is configured by combining the current controller of the third embodiment and the non-interacting computing unit of the first embodiment.
このような構成により、電流制御をｄｍ−ｑｍ座標系で実施するようにしてもよい。 This configuration may be a current control as performed in d m -q m coordinate system.
実施例１から実施例４において説明してきたように、本発明では、ｄｍ−ｑｍ座標系で電流制御を実施するような構成をしているので、モータパラメータの誤設定や負荷変動・電圧飽和領域弱め界磁制御・最適効率制御等により、ｄ−ｑ座標系におけるインダクタンスＬｄもしくはＬｑが偏って変化するような運転状態においても、ｄ軸、ｑ軸の電流制御応答は、アンバランスを発生することが無いため、同一の応答で安定に動作することができる。
また、インダクタンス設定値を固定値としているので、運転中に変化するインダクタンスの同定や、電流制御器の制御ゲインの変更を不要とできるので、制御構成の簡素化と安定した駆動を実現できる。
また、制御する２軸（ｄｍ軸、ｑｍ軸）における電流制御ゲインを同じ値として設定できるので、設計を容易にする効果もある。
As described in Example 4 from Example 1, in the present invention, d m -q because m has a configuration to implement a current control in the coordinate system, erroneous setting or load change-voltage motor parameters The current control response of the d-axis and q-axis generates an imbalance even in an operating state where the inductance L d or L q in the dq coordinate system is biased and changed by saturation field weakening field control / optimum efficiency control, etc. Therefore, it can operate stably with the same response.
In addition, since the inductance setting value is a fixed value, it is not necessary to identify the inductance that changes during operation and to change the control gain of the current controller, so that the control configuration can be simplified and stable driving can be realized.
The control biaxially (d m-axis, q m-axis) since the current control gain in can be set as the same value, there is also an effect of facilitating the design.
次に、第５実施例として、本発明を適用した交流電動機の電流制御方法について説明する。
本発明を適用した交流電動機の電流制御方法は、下記の手順で行われる。
まず、電流指令演算器５は、与えられたトルク指令を用いてｄ−ｑ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑ ＊を演算する。
次に、電流検出器１３は、交流電動機１に流れる電流を検出し、検出した相電流ベクトルｉｕｖｗ（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を固定座標変換器１４、及び回転座標変換器１５を用いて、ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルｉｄｑを演算する。
次に、４５°座標変換器６は、上述した変換行列Ｔ４５を用いてｄ−ｑ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑ ＊をｄｍ−ｑｍ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑｍ ＊に変換する。
次に、４５°座標変換器１６は、４５°座標変換器６と同じく変換行列Ｔ４５を用いてｄ−ｑ座標系の電流ベクトルｉｄｑをｄｍ−ｑｍ座標系の電流ベクトルｉｄｑｍに変換する。
次に、減算器１８は、ｄｍ−ｑｍ座標系の電流指令ベクトルｉｄｑｍ ＊、および電流ベクトルｉｄｑｍ（ｉｄｍ、ｉｑｍ）の偏差（電流偏差）を演算する。
次に、電流制御器７は、電流偏差がゼロになるように、例えば比例・積分制御を用いて、ｄｍ、ｑｍ軸独立に制御し電圧指令ベクトルΔｄｑｍ（Δｄｍ、Δｑｍ）を算出する。
次に、４５°座標逆変換器１６は、上述した変換行列Ｔ４５ −１用いてｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令ベクトルΔｄｑｍ（Δｄｍ、Δｑｍ）をｄ−ｑ座標系の電圧指令ベクトルΔｄｑ ＊（Δｄ ＊、Δｑ ＊）に変換する。
次に、ベクトル制御回路９は、電圧指令ベクトルΔｄｑ ＊を３相の電圧指令ベクトルｖｕｖｗ ＊（ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊）に変換する。
次に、インバータ回路１０は、電圧指令ベクトルｖｕｖｗ ＊に基づく電圧を印加して交流電動機１を駆動する。
Next, a current control method for an AC motor to which the present invention is applied will be described as a fifth embodiment.
The AC motor current control method to which the present invention is applied is performed in the following procedure.
First, the current command calculator 5 calculates a current command vector i dq * in the dq coordinate system using the given torque command.
Next, the current detector 13 detects the current flowing through the AC motor 1, and uses the detected phase current vector i uvw (i u , i v , i w ) as a fixed coordinate converter 14 and a rotary coordinate converter 15. To calculate the current vector i dq in the dq coordinate system.
Next, 45 ° coordinate converter 6 converts the current command vector i dq * of the dq coordinate system d m -q m coordinate system of the current command vector i dqm * using the transformation matrix T 45 described above .
Next, 45 ° coordinate converter 16, a current vector i dq in the dq coordinate system using a 45 ° coordinate converter 6 Like transformation matrix T 45 to the current vector i dqm of d m -q m coordinate system Convert.
Then, subtractor 18, d m -q m coordinate system of the current command vector i dqm *, and current vector i dqm (i dm, i qm ) calculates a deviation (electric current deviation) of.
Then, the current controller 7, so that the current deviation becomes zero, for example, using a proportional-integral control, d m, by controlling the q m-axis independent voltage command vector Δ dqm (Δ dm, Δ qm ) a calculate.
Next, the 45 ° coordinate inverse transformer 16 converts the voltage command vector Δ dqm (Δ dm , Δ qm ) of the d m -q m coordinate system to the voltage of the dq coordinate system using the above-described transformation matrix T 45 −1. The command vector Δ dq * (Δ d * , Δ q * ) is converted.
Next, the vector control circuit 9 converts the voltage command vector Δ dq * into a three-phase voltage command vector v uvw * (v u * , v v * , v w * ).
Next, the inverter circuit 10 drives the AC motor 1 by applying a voltage based on the voltage command vector v uvw * .
このようにして、交流電動機１の電流制御方法は行われるが、上記電流制御方法において、電流偏差の演算までｄ−ｑ座標系で行った後に、４５°座標変換器６を用いて、電流偏差をｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、電流制御器７の動作を行う手順としてもよい。 In this way, the current control method of the AC motor 1 is performed. In the current control method, the current deviation calculation is performed in the dq coordinate system, and then the current deviation is calculated using the 45 ° coordinate converter 6. was converted to the d m -q m coordinate system may be a procedure to perform the operation of the current controller 7.
さらに、実施例１で説明した動作をする非干渉制御器１１あるいは実施例２で説明した動作をする非干渉制御器１２を用いて、干渉項や交流電動機１の誘起電圧に関する項を演算して、演算結果を電圧指令ベクトルΔｄｑｍ（Δｄｍ、Δｑｍ）あるいはΔｄｑ（Δｄ、Δｑ）に加算し、この加算結果をベクトル制御回路９で電圧指令ベクトルｖｕｖｗ ＊（ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊）に変換するようにしてもよい。 Further, using the non-interference controller 11 that operates as described in the first embodiment or the non-interference controller 12 that operates as described in the second embodiment, an interference term and a term related to the induced voltage of the AC motor 1 are calculated. The operation result is added to the voltage command vector Δ dqm (Δ dm , Δ qm ) or Δ dq (Δ d , Δ q ), and the addition result is added to the voltage command vector v uvw * (v u * , (v v * , v w * ).
１ 交流電動機
２ 位置検出器
３ 微分演算器
４ 速度制御器
５ 電流指令演算器
６、１６ ４５°座標変換器
７ 電流制御器
８ ４５°座標逆変換器
９ ベクトル制御回路
１０ インバータ回路
１１ 非干渉化演算器（ｄｍ−ｑｍ座標系）
１２ 非干渉化演算器（ｄ−ｑ座標系）
１３ 電流検出器
１４ 固定座標変換器
１５ 回転座標変換器
１７、１８ 減算器
１９ 加算器
２１、２２、２３、２４ 電圧指令演算部
３１ ｄｍ軸電流制御器
３２ ｑｍ軸電流制御器
３３ ｄｍ軸モータ巻線
３４ ｑｍ軸モータ巻線
３５、３６、４３、４４ インダクタンス設定値
３７、４５ 誘起電圧設定値
４１ ｄ軸モータ巻線
４２ ｑ軸モータ巻線
１２３、１２４ 減算器
１２６ ｄ軸電流ＰＩ制御部
１２８ ｑ軸電流ＰＩ制御部
２５０ｄ ｄ軸モータ・駆動回路系
２５０ｑ ｑ軸モータ・駆動回路系
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC motor 2 Position detector 3 Differentiation calculator 4 Speed controller 5 Current command calculator 6, 16 45 degree coordinate converter 7 Current controller 8 45 degree coordinate inverse converter 9 Vector control circuit 10 Inverter circuit 11 Decoupling Calculator (d m -q m coordinate system)
12 Deinteracting calculator (dq coordinate system)
13 Current detector 14 Fixed coordinate converter 15 Rotating coordinate converter 17, 18 Subtractor 19 Adder 21, 22, 23, 24 Voltage command calculation unit 31 d m- axis current controller 32 q m- axis current controller 33 d m Axis motor winding 34 q m- axis motor windings 35, 36, 43, 44 Inductance setting values 37, 45 Induced voltage setting value 41 d-axis motor winding 42 q-axis motor windings 123, 124 Subtractor 126 d-axis current PI Control unit 128 q-axis current PI control unit 250d d-axis motor / drive circuit system 250q q-axis motor / drive circuit system
Claims (13)
前記電流制御器は、前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°遅らせたｄｍ−ｑｍ座標系で演算し、前記ｄｍ−ｑｍ座標系での電圧指令を算出するようにしたことを特徴とするインバータ装置。 An inverter unit for supplying a voltage to the AC motor for driving, a current command calculator for outputting a current command using a given torque command, a current detector for detecting a current flowing through the AC motor, and the current command And an inverter device including a current controller that calculates a voltage command so that a deviation (current deviation) of the current detection becomes zero,
The current controller has a d m -q delayed by 45 ° with respect to a dq coordinate system in which the magnetic axis or estimated magnetic axis of the AC motor is the d axis and the axis that is 90 ° advanced from the d axis is the q axis. calculated in m coordinate system, the inverter apparatus is characterized in that to calculate the voltage command in the d m -q m coordinate system.
前記ｄ−ｑ座標系の電流検出を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換する第２の座標変換器と、
前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換する座標逆変換器を備えることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 A coordinate converter for converting the current command of the d-q coordinate system to the d m -q m coordinate system,
A second coordinate converter for converting the d-q coordinate system current detection of the d m -q m coordinate system,
The inverter apparatus according to claim 1, further comprising a coordinate inverse converter that converts a voltage command of the d m -q m coordinate system into the dq coordinate system.
前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換する座標逆変換器を備えることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 A coordinate converter for converting the current deviation to the d m -q m coordinate system,
The inverter apparatus according to claim 1, further comprising a coordinate inverse converter that converts a voltage command of the d m -q m coordinate system into the dq coordinate system.
前記電圧指令に前記干渉項を加算して、電圧指令を補償するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 A non-interference computing unit that computes an interference term between the dq coordinates using the speed of the AC motor and the current detection;
2. The inverter apparatus according to claim 1, wherein the voltage command is compensated by adding the interference term to the voltage command.
前記電圧指令に前記干渉項を加算して、電圧指令を補償するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 Using the velocity and the current detection of the AC motor, comprising a non-interference calculator for calculating the interference term between the d m -q m coordinates,
2. The inverter apparatus according to claim 1, wherein the voltage command is compensated by adding the interference term to the voltage command.
前記ｄ−ｑ座標系の電圧指令に前記干渉項を加算して、前記ｄ−ｑ座標系の電圧指令を補償するようにしたことを特徴とする請求項２または３に記載のインバータ装置。 A non-interference computing unit that inputs the speed of the AC motor and the current detection of the dq coordinate system and calculates an interference term between the dq coordinates,
4. The inverter device according to claim 2, wherein the interference term is added to the voltage command of the dq coordinate system to compensate the voltage command of the dq coordinate system. 5.
前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令に前記干渉項を加算して、前記ｄｍ−ｑｍ座標系の電圧指令を補償するようにしたことを特徴とする請求項２または３に記載のインバータ装置。 The type speed of the AC motor and and the d m -q m coordinate-system current detection, comprising a non-interference calculator for calculating the interference term between the d m -q m coordinates,
Wherein by adding the interference terms to the voltage command of the d m -q m coordinate system, according to claim 2 or 3, characterized in that so as to compensate for the voltage command of the d m -q m coordinate system Inverter device.
前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°位相が異なるｄｍ−ｑｍ座標系を定義し、
前記電流指令を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、
前記電流検出を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、
前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流指令と前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流検出の偏差（電流偏差）を演算し、
前記電流偏差がゼロになるように電流制御して電圧指令を演算し、
前記電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換するようにしたことを特徴とするインバータ装置の電動機電流制御方法。 An inverter unit for supplying a voltage to the AC motor for driving, a current command calculator for outputting a current command using a given torque command, a current detector for detecting a current flowing through the AC motor, and the current command And an electric current control method for an inverter device including a current controller that calculates a voltage command so that a deviation (current deviation) of the current detection becomes zero,
Define a d m -q m coordinate system with a 45 ° phase difference with respect to a dq coordinate system in which the magnetic axis or estimated magnetic axis of the AC motor is the d axis and the axis advanced 90 ° from the d axis is the q axis. And
Converting the current command to the d m -q m coordinate system,
Converting the current detection to the d m -q m coordinate system,
Calculates the d m -q m the coordinate system is converted into a current command d m -q m coordinate system are converted into current detected deviation (current deviation),
Calculate the voltage command by controlling the current so that the current deviation becomes zero,
An inverter motor current control method, wherein the voltage command is converted into the dq coordinate system.
前記交流電動機の磁軸あるいは推定磁軸をｄ軸、該ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸としたｄ−ｑ座標系に対し、４５°位相が異なるｄｍ−ｑｍ座標系を定義し、
前記電流偏差を前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換し、
前記ｄｍ−ｑｍ座標系に変換された電流偏差がゼロになるように電流制御して電圧指令を演算し、
前記電圧指令を前記ｄ−ｑ座標系に変換するようにしたことを特徴とするインバータ装置の電動機電流制御方法。 An inverter unit for supplying a voltage to the AC motor for driving, a current command calculator for outputting a current command using a given torque command, a current detector for detecting a current flowing through the AC motor, and the current command And an electric current control method for an inverter device including a current controller that calculates a voltage command so that a deviation (current deviation) of the current detection becomes zero,
Define a d m -q m coordinate system with a 45 ° phase difference with respect to a dq coordinate system in which the magnetic axis or estimated magnetic axis of the AC motor is the d axis and the axis advanced 90 ° from the d axis is the q axis. And
Converting said current deviation to said d m -q m coordinate system,
Wherein d m -q m current deviation which is converted into the coordinate system and the current control becomes zero calculates a voltage command,
An inverter motor current control method, wherein the voltage command is converted into the dq coordinate system.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008138931A JP5228629B2 (en) | 2008-05-28 | 2008-05-28 | AC motor inverter device and motor current control method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008138931A JP5228629B2 (en) | 2008-05-28 | 2008-05-28 | AC motor inverter device and motor current control method thereof |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009290952A true JP2009290952A (en) | 2009-12-10 |
| JP2009290952A5 JP2009290952A5 (en) | 2012-01-26 |
| JP5228629B2 JP5228629B2 (en) | 2013-07-03 |
Family
ID=41459584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008138931A Active JP5228629B2 (en) | 2008-05-28 | 2008-05-28 | AC motor inverter device and motor current control method thereof |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5228629B2 (en) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001069799A (en) * | 1999-08-25 | 2001-03-16 | Yaskawa Electric Corp | Vector controller for induction motor |
-
2008
- 2008-05-28 JP JP2008138931A patent/JP5228629B2/en active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001069799A (en) * | 1999-08-25 | 2001-03-16 | Yaskawa Electric Corp | Vector controller for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5228629B2 (en) | 2013-07-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN104052361B (en) | Electric machine control system to compensate torque pulsation | |
| JP5104239B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
| JP3411878B2 (en) | Method for estimating rotor position of synchronous motor, control method without position sensor, and control device | |
| JP4881635B2 (en) | Vector controller for permanent magnet motor | |
| JP2010011564A (en) | Controller for permanent magnet synchronous motor and motor control system | |
| US9602035B2 (en) | Driving apparatus for electric motor | |
| JP5277724B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor | |
| JP2001186799A (en) | Controller for alternating-current motor | |
| JP5276688B2 (en) | Synchronous machine controller | |
| JPH11299297A (en) | Controller for permanent magnet synchronous motor | |
| CN113646204B (en) | Driving device of permanent magnet synchronous motor, torque compensation method of permanent magnet synchronous motor and electric vehicle | |
| EP3128668B1 (en) | Electric apparatus drive device | |
| JP2009060688A (en) | Controller for synchronous motors | |
| JP2007135345A (en) | Magnet motor controller | |
| JP6261396B2 (en) | Permanent magnet type synchronous motor vector control device and magnet magnetic flux estimation device | |
| JP2005027386A (en) | Current sensorless controller of synchronous motor | |
| JP5050387B2 (en) | Motor control device | |
| JP6626309B2 (en) | Control device for compensating iron loss of AC motor | |
| JP2006158046A (en) | Sensorless control method and apparatus of ac electric motor | |
| JP5228629B2 (en) | AC motor inverter device and motor current control method thereof | |
| JP2005304175A (en) | Speed controller of motor | |
| JP2009280318A (en) | Control device for elevator | |
| JP2007082380A (en) | Synchronous motor control device | |
| JP3266790B2 (en) | Induction motor control device | |
| JP5040605B2 (en) | Control device for permanent magnet type synchronous motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110208 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111206 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20120216 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120815 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20121016 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20121113 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130219 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130304 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160329 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5228629 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |