JP2009278725A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズ発生を最小限に低減したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】直流モータＭ、電流平滑用コイルＬ３、及びダイオードＤ６の直列接続を含んで構成された閉回路と、前記閉回路とグランドラインの間に配置されたパワーＭＯＳＦＥＴとを有し、パワーＭＯＳＦＥＴを、所望のデューティ比に設定された駆動パルスＤＶでＯＮ／ＯＦＦ制御するモータ制御装置ＣＴＬである。パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子の間に、抵抗Ｒ２４とコンデンサＣ１２とで構成された遅延回路を設け、パワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ遷移動作とＯＦＦ遷移動作を遅延させることで高周波ノイズの発生を抑制する。
【選択図】図２

Description

本発明は、内燃機関のモータ制御装置に関し、特に、ノイズ発生を最小限に低減したモータ制御装置に関する。

自動車エンジンなどの内燃機関では、燃料タンクの燃料が、燃料ポンプによって燃料噴射弁に圧送され、吸気管に噴射されることで混合気が形成される。また、圧送された燃料の一部は、プレッシャレギュレータを介して燃料タンクに戻されることで、燃料圧力が所定値に調節されている。そして、燃料の噴射量は、燃料噴射弁の開放時間によって制御されている。

燃料ポンプは、一般に、ブラシモータやブラシレスモータによるＤＣモータで構成されており、モータ制御装置によって、ＤＣモータの電流が制御されることで、必要な燃料が圧送されている。

ところで、このような内燃機関におけるモータ制御装置としては、例えば、特許文献１に記載の発明が知られている。
特開２００７−２３１９０７号公報

特許文献１に記載のモータ制御装置では、圧力センサによって燃料圧力を測定し、これが目標圧力に近づくよう燃料ポンプの駆動信号を制御することで、燃料ポンプの吐出圧を調整している。このような構成を採るので、引用文献１のモータ制御装置は、ＥＣＵ(Engine Control Unit)からの制御を受けることなく独自動作が可能となる。

しかしながら、上記の構成では、原則として、ＥＣＵが関与しない圧力センサのみに依存した一面的な制御であるので、必ずしも、最適な制御が実現できない。すなわち、内燃機関の動作を統括的に制御しているＥＣＵからの指令信号に基づいて、最適なモータ制御を実現する方が好ましいと考えられる。

但し、この場合には、特に、ＥＣＵとモータ制御装置との信号伝送路に重畳するノイズが問題となり、万一、指令信号がビット化けすると、重大な誤動作を発生させることになる。また、このノイズの問題は、単に、指令信号のビット化けに限らず、モータ制御装置を構成するコンピュータ回路を暴走させたり、或いは、コンピュータ回路から出力された正常な駆動パルスを変質させるおそれもある。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、ノイズ発生を最小限に低減したモータ制御装置を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明は、直流モータ、電流平滑用コイル、及びダイオードの直列接続を含んで構成された閉回路と、前記閉回路とグランドラインの間に配置されたスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子を、所望のデューティ比に設定された駆動パルスでＯＮ／ＯＦＦ制御するモータ制御装置であって、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子の間に、コンデンサを含んだ遅延回路を設け、前記スイッチング素子のＯＮ遷移動作とＯＦＦ遷移動作を遅延させることで高周波ノイズの発生を抑制している。

遅延回路は、典型的には、コンデンサと抵抗による充電回路で実現される。但し、実施例のように、必ずしも、スイッチング素子の入力端子と出力端子の間に、抵抗（Ｒ２４）及びコンデンサ（Ｃ１２）を直列接続する必要はない。例えば、コンデンサの充電路に位置する抵抗を、スイッチング素子の入力端子の上流側や、スイッチング素子の出力端子の下流側に配置しても良い。

本発明によれば、スイッチング素子のＯＮ遷移動作とＯＦＦ遷移動作を遅延させることで高周波ノイズの発生を抑制しているので、例えば、ＥＣＵから受ける指令信号がビット化けすることがない。また、モータ制御装置を構成するコンピュータ回路が誤動作することも有効に回避される。また、ノイズ発生が抑制されるので、ノイズ対策用のフィルタ回路を小型化することができ、装置全体を安価小型化することもできる。

以下、実施例に基づいて本発明を更に詳細に説明する。図１は、実施例のモータ制御装置ＣＴＬを含んだ燃料供給装置ＥＱＵの全体構成を示すブロック図である。

図示の燃料供給装置ＥＱＵは、燃料タンクＴＮに貯留された燃料を吸引する燃料ポンプＦＰと、燃料ポンプＦＰから圧送される燃料を通過させるフィルタＦｉと、フィルタＦｉを経由して圧送された燃料を受けるデリバリパイプＤＰと、デリバリパイプＤＰの燃料圧が所定値を超えると燃料タンクＴＮに燃料を還流させて燃料圧を調整するプレッシャレギュレータＰＲと、燃料ポンプＦＰの動作を制御するモータ制御装置ＣＴＬと、モータ制御装置ＣＴＬの動作を制御するエンジン制御装置ＥＣＵ（以下、ＥＣＵと略す）と、ＤＣ１２Ｖ程度のバッテリＢＴと、を有して構成されている。

実施例の内燃機関は、ガソリンエンジンであり、複数の気筒を有するシリンダブロックのシリンダヘッドに、デリバリパイプＤＰから燃料を受ける燃料噴射弁ＥＪが配置されている。そして、燃料噴射弁ＥＪが、吸気ポートに燃料を噴射することで混合気が形成され、シリンダヘッドに配置された点火プラグＰＧによって混合気が着火されるよう構成されている。なお、燃料噴射弁ＥＪや点火プラグＰＧの動作は、ＥＣＵによって制御されている。

実施例の燃料ポンプＦＰは、ブラシモータＭによって構成されている。そして、モータ制御装置ＣＴＬから供給される駆動パルスＤＶのデューティ比が適宜に変化することで、ブラシモータＭの平均電流が変化して、燃料の圧送量が制御されるようになっている。

駆動パルスＤＶのデューティ比は、ＥＣＵからモータ制御装置ＣＴＬに伝送される指令信号ＳＧに基づいて決定される。指令信号ＳＧは、この実施例では１ビット信号であり、指令信号ＳＧのパルス幅に基づいて、モータ制御装置ＣＴＬに設けられた制御テーブルＴＢＬが参照されるようになっている。モータ制御装置ＣＴＬの制御テーブルＴＢＬは、ＥＣＵから受けた指令信号ＳＧのパルス幅と、ブラシモータＭに出力すべき駆動パルスＤＶのデューティ比との関係を一義的に規定している。

本実施例では、制御テーブルＴＢＬに基づいて駆動パルスＤＶのデューティ比を決定するので、指令信号ＳＧのパルス幅と、駆動パルスＤＶのデューティ比との関係を、最適に設定することができる。すなわち、指令信号ＳＧのパルス幅の変化幅が同じでも、必要に応じて、駆動パルスＤＶのデューティ比の変化幅を微細に変化させることができる。また、ＥＣＵは、内燃機関の各部に配置したセンサからの信号に基づいて内燃機関の運転状態を把握して、最適な燃料圧送量となるよう指令信号ＳＧを出力するので、最適な制御を実現することができる。

図示の通り、モータ制御装置ＣＴＬは、ＥＣＵに対して、異常信号ＥＲを出力するよう構成されている。異常信号ＥＲは、駆動パルスＤＶを出力するスイッチング素子に異常が検出された場合、又は、バッテリＢＴの電圧異常を検知した場合に出力される。この実施例では、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使用するが、具体的には、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間の電圧異常と、過大なドレイン電流と、バッテリの電圧異常とが検出される。

そして、何れかの異常が検出されると、ポンプ制御回路ＣＴＬからＥＣＵに異常信号ＥＲが出力されるが、検出された異常内容は、異常信号ＥＲのパルス幅や、異常信号ＥＲによるシリアル２進データによって特定されるようになっている。

以上の通り、ＥＣＵとポンプ制御回路ＣＴＬとは、各々１ビット長である指令信号ＳＧと異常信号ＥＲとで一方向に通信している。したがって、ノイズなどによって、正確なパルス幅が維持できない場合には、ポンプ制御回路ＣＴＬの誤動作や、ＥＣＵの誤認が生じるので、特に耐ノイズ性に優れた回路構成が必要となる。

図２は、以上の要請に基づいて構成されたポンプ制御回路ＣＴＬの回路図である。図示のポンプ制御回路ＣＴＬは、複数のアナログ入力端子ＡＮｉとデジタル入出力端子ＩＮｉ，ＯＵＴｉとを有するワンチップマイコンＭＩＣ（以下マイコンと略す）と、パワーＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のＯＮ／ＯＦＦ動作によって駆動されるモータ駆動部ＭＯＴとを中心に構成されている。以下、パワーＭＯＳＦＥＴを、単にＦＥＴと称することがある。

先に説明した通り、燃料ポンプＦＰは、ブラシモータＭで構成されているので、モータ駆動部ＳＷは、単一のスイッチング素子たるＦＥＴを有する極めてシンプルな回路構成で足りる。すなわち、ブラシモータＭでは、整流子とブラシとを摺動接触させてロータを回転させるので、ブラスレスモータの場合のように、ロータの回転角に応じてコイル電流の向きを変える切換え制御が不要となる。また、ブラシレスモータに比較してエネルギー変換効率を向上させることもできる。

図２の回路図について、その全体構成を概説すると、図示のポンプ制御回路ＣＴＬは、１２Ｖ程度のバッテリ電圧ＢＴを降圧させて制御回路の電源電圧Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）を生成する電源部１と、ＥＣＵから受ける指令信号ＳＧをマイコンＭＩＣのデジタル入力端子ＩＮ１に伝える信号入力部２と、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ１から出力される駆動パルスＤＶを受けるバッファ回路３と、ＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖ_Ｄを監視する電圧監視部４と、ＦＥＴのドレイン電流Ｉ_Ｄを監視する電流監視部５と、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ２に出力される異常信号ＥＲをＥＣＵに伝える信号出力部６と、ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作によって制御されるモータ駆動部ＭＯＴと、マイコンＭＩＣと、を有して構成されている。

＜電源部１＞
電源部１は、コイルＬ１と２つの電解コンデンサＣ１，Ｃ２とがπ型接続されたノイズ阻止フィルタを有して構成されており、バッテリ電圧ＢＴの供給ラインに重畳するノイズをキャンセルしてＤＣ電圧Ｂ１を生成している。なお、電解コンデンサＣ２は、電解コンデンサＣ１より大容量のものが選択される。

一方、バッテリ電圧ＢＴの直流レベルは、内燃機関の運転状態に応じて変動するので、この直流変動が、電流制限抵抗Ｒ１とツェナーダイオートＺＤ１において吸収された後、三端子レギュレータなどの安定化電源回路ＲＧで降圧されて、ＤＣ５Ｖの電源電圧Ｖｃｃが生成される。なお、安定化電源回路ＲＧには、保護用ダイオードＤ１と、電圧安定化用のコンデンサＣ３，Ｃ４とが接続されている。

また、ＤＣ電圧Ｂ１は、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３によって分圧された後、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ７によるローパスフィルタ回路を経由して、マイコンＭＩＣのアナログ入力端子ＡＮ１に供給されている。アナログ入力端子ＡＮ１は、マイコンに内蔵されたＡ／Ｄコンバータに接続されており、マイコンＭＩＣでは、定期的（例えば数ｍＳ毎）にＡ／Ｄコンバータを動作させることで、ＤＣ電圧Ｂ１のレベル異常を検知するようになっている。

したがって、何らかの理由でＤＣ電圧Ｂ１の電圧レベルが異常に上昇した場合には、マイコンＭＩＣは、直ちにその異常を検知して、ＥＣＵに対して異常信号ＥＲを出力することになる。また、燃料ポンプＦＰの異常動作を回避するフェイルセーフ動作を実行することもできる。例えば、制御テーブルＴＢＬから算出されるデューティ比を下方修正してブラシモータＭの平均電流を降下させる。

＜信号入力部２＞
信号入力部２は、ＥＣＵから指令信号ＳＧを受けるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１の出力電圧をレベル変換させる分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９と、単一電源Ｖｃｃで動作するＯＰアンプＡＰ１によるコンパレータと、ＯＰアンプＡＰ１から出力されるＴＴＬレベルの指令信号ＳＧを受けるローパスフィルタとで構成されている。ローパスフィルタは、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ８とで構成され、コンデンサＣ８の両端電圧が、抵抗Ｒ１４を通して、マイコンＭＩＣのデジタル入力端子ＩＮ１に供給されている。

実施例のＯＰアンプＡＰ１は、その出力部がオープンコレクタであるため、ＯＰアンプの出力端子は、プルアップ抵抗Ｒ１３を通して電源ラインＶｃｃに接続されている。なお、電源ラインＶｃｃには、電源用コンデンサＣ７が接続されている。

図示の通り、ＤＣ電圧Ｂ１と、その分圧抵抗Ｒ８，Ｒ９とでレベル変換された指令信号ＳＧは、ＯＰアンプＡＰ１の反転入力端子（−）に供給されている。反転入力端子（−）には、保護用ダイオードＤ２，Ｄ３が接続され、各ダイオードＤ２，Ｄ３は、電源ラインとグランドラインに接続されている。

一方、ＯＰアンプＡＰ１の非反転入力端子（＋）には、コンパレータの基準電圧を生成するべく分圧抵抗Ｒ１０，Ｒ１１が接続されている。また、ＯＰアンプＡＰ１の出力端子と非反転入力端子（＋）との間には、帰還抵抗Ｒ１２が接続されることで、コンパレータのヒステリシス特性を実現している。

以下、このヒステリシス特性について概略的に説明する。先ず、指令信号ＳＧがＬレベルであるため、ＯＰアンプＡＰ１（コンパレータ）の出力がＨレベル（＝ＶＨ）となっている場合を想定する。この場合、反転入力端子（−）の電圧は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ抵抗を無視すると、ほぼＢ１＊Ｒ８／（Ｒ９＋Ｒ８）である。

一方、非反転入力端子（＋）の電圧は、ＶＨ＝Ｖｃｃと簡略化すると、ほぼＶｃｃ＊Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ）となる。なお、ＶＨ＝Ｖｃｃと簡略化しているので、Ｒは、Ｒ１０とＲ１２の並列合成抵抗である。

この動作状態における非反転入力端子（＋）の電圧は、コンパレータの基準電圧ＲＥＦ_Ｈを意味するが、帰還抵抗Ｒ１２の分だけ、基準電圧ＲＥＦ_ＨがＶｃｃ＊Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１０）より増加するので、指令信号ＳＧに対するノイズマージンが確保される。すなわち、本来、ほぼＢ１＊Ｒ８／（Ｒ９＋Ｒ８）である電圧レベルが、重畳ノイズによって増加しても、増加した電圧レベルが、基準電圧ＲＥＦ_Ｈ＝Ｖｃｃ＊Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ）を上回らない限り、マイコンＭＩＣに伝送される指令信号ＳＧがビット化けすることがない。

次に、指令信号ＳＧがＨレベルであるため、ＯＰアンプＡＰ１（コンパレータ）の出力がＬレベル（＝ＶＬ）となっている場合を想定する。この場合、反転入力端子（−）の電圧は、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ抵抗≒∞と仮定すると、ほぼＢ１である。一方、非反転入力端子（＋）の電圧は、ＶＬ＝０と簡略化すると、ほぼＶｃｃ＊Ｒ’１／（Ｒ１０＋Ｒ’）となる。なお、ＶＬ＝０と簡略化しているので、Ｒ’は、Ｒ１１とＲ１２の並列合成抵抗である。

この動作状態での非反転入力端子（＋）の電圧は、コンパレータの基準電圧ＲＥＦ_Ｌを意味するが、帰還抵抗Ｒ１２の分だけ、基準電圧ＲＥＦ_ＬがＶｃｃ＊Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１０）より低下するので、指令信号ＳＧに対するノイズマージンが確保される。すなわち、本来、ほぼＢ１である電圧レベルが、重畳ノイズによって低下しても、低下した電圧レベルが、基準電圧ＲＥＦ_Ｌ＝Ｖｃｃ＊Ｒ’／（Ｒ１０＋Ｒ’）を下回らない限り、マイコンＭＩＣに伝送される指令信号ＳＧがビット化けすることがない。

本実施例では、ＥＣＵからポンプ制御回路ＣＴＬに、指令信号ＳＧの確認信号を返送することなく、１ビットの指令信号が一方向に伝送されているが、上記の通り、耐ノイズ性を高めた構成を採っているので、指令信号のビット化けによる内燃機関の誤動作を防止することができる。また、耐ノイズ性を高めた回路構成を採ることで、ＥＣＵとの伝送路も含め回路構成全体をシンプル化して装置全体を小型化することができる。

＜バッファ回路３＞
バッファ回路３は、所定のデューティ比に設定されたＴＴＬレベルの駆動パルスＤＶを、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ１から受けるローパスフィルタと、入力端子が共通接続された一対のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、電流制限抵抗Ｒ２３と、保護用ダイオードＤ４，Ｄ５とで構成されている。

２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は特に限定されないが、消費電流を抑制して発熱を抑制する趣旨から、ここではＣ−ＭＯＳＦＥＴ(Complementary MOS FET)が使用されている。すなわち、電源ラインとグランドラインとの間に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとＮチャネルＭＯＳＦＥＴとが直列接続され、その接続点に電流制限抵抗Ｒ２３が接続されている。２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、相補的にＯＮ動作し、入力がＬレベルの場合には、上側のスイッチング素子Ｑ５(P-MOS FET）がＯＮ状態になり、入力がＨレベルの場合には、下側のスイッチング素子Ｑ６(N-MOS FET)がＯＮ状態になる。

＜モータ駆動部ＭＯＴ＞
モータ駆動回路ＭＯＴは、燃料ポンプを構成するブラシモータＭと、ブラシモータＭの駆動電流を平滑化するチョークコイルＬ３と、逆方向電流を阻止するダイオードＤ６と、ノイズ阻止用のコイルＬ２と、前記各素子で構成される閉回路の一部をグランドラインに短絡させるスイッチング素子と、を中心に構成されている。そして、ブラシモータＭとチョークコイルＬ３の接続点とグランドラインとの間には、フィルムコンデンサＣ１３が接続されていて、駆動パルスＤＶのデューティ比に対応した直流電圧を維持している。

スイッチング素子は、この実施例では、パワーＭＯＳＦＥＴで構成されている。そして、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が、コイルＬ３とダイオードＤ６の接続点に接続され、ソース端子がグランドに接続されている。なお、ドレイン−ソース端子間には、逆方向電圧を吸収する保護ダイオードＤ７が接続されている。なお、パワーＭＯＳＦＥＴと保護ダイオードＤ７とが一体化されて、単一のスイッチング素子（パワーチップＰＷＲと略すことがある）となっている。

パワーＭＯＳＦＥＴには、電流検出端子ＳＥＮが設けられており、ドレイン電流Ｉ_Ｄの１／５００倍程度のセンス電流Ｉ_ＳＥＮが流出するよう構成されている。電流検出端子ＳＥＮに至る内部構成は適宜であるが、例えば、ソース領域を主ソース部とサブソース部とに分割することで、センス電流Ｉ_ＳＥＮを得ることができる。或いは、素子内部にカレントミラー回路を構成してセンス電流Ｉ_ＳＥＮを得る構成でも良い。

いずれにしても、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２４とが直列接続されて遅延回路が構成されている。この遅延回路は、パワーＭＯＳＦＥＴにおけるＯＮ／ＯＦＦ遷移動作を鈍らすために設けられている。なお、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ１に、抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ１１によるローパスフィルタを設けているのも同じ趣旨である。

このように、本実施例では、パワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ動作やＯＦＦ動作における遷移特性を、あえて滑らかにすることで、急峻なＯＮ／ＯＦＦ遷移動作に伴う高周波ノイズの発生を防止している。なお、緩やかな遷移動作の結果、遷移動作時の損失電力が増加して、パワーＭＯＳＦＥＴの発熱が促進されるが、本実施例では、スイッチング素子の発熱に有効に対処するべく独特の放熱構成を採っている（この点は後述する）。

図３は、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２４による遅延回路を含んだモータ駆動部ＭＯＴの動作内容を説明する図面である。ブラシモータＭには、マイコンＭＩＣから出力される駆動パルスＤＶによって駆動／回生の動作を繰り返し、バッテリ電圧ＢＴと、駆動パルスＤＶのデューティ比とで決まる平均電流に対応する速度で回転している。

先ず、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ１がＬレベルであって、スイッチング素子Ｑ５がＯＮ動作する遷移動作を考える（図３（ａ）参照）。この場合には、Ｑ５→Ｒ２３→ＦＥＴの漂遊容量Ｃｆの充電ルートと共に、Ｑ５→Ｒ２３→Ｃ１２→Ｒ２４の充電ルートが機能して、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子の電圧を増加させる。但し、Ｑ５→Ｒ２３→Ｃ１２→Ｒ２４の充電ルートが機能しているので、その時定数に対応した緩やかな電圧増加となり、パワーＭＯＳＦＥＴは、直ちにはＯＮ動作しない。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴは、所定の遅延時間だけ、（ドレイン電流がゲート電圧に比例する）リニア動作を実行した後でＯＮ動作する。

パワーＭＯＳＦＥＴがＯＮ動作すると、ブラシモータＭ→コイルＬ３→パワーＭＯＳＦＥＴの閉回路が構成されてブラシモータＭに駆動電流が流れる。なお、ＯＮ状態では、パワーＭＯＳＦＥＴは、３．８ｍΩ程度の内部抵抗となり、コンデンサＣ１２は、図３（ａ）に示す向きで、最高レベルまで充電される。

次に、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ１がＨレベルに遷移して、スイッチング素子Ｑ６がＯＦＦ動作する遷移動作を考える（図３（ｂ）参照）。この場合には、ＦＥＴの漂遊容量Ｃｆ→Ｒ２３→Ｑ６の放電ルートと共に、Ｒ２４→Ｃ１２→Ｒ２３→Ｑ６の放電ルートが機能して、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート端子の電圧を減少させる。但し、Ｒ２４→Ｃ１２→Ｒ２３→Ｑ６の放電ルートが機能しているため、その時定数に対応した緩やかな電圧減少となり、パワーＭＯＳＦＥＴは、直ちにはＯＦＦ動作しない。すなわち、この場合も、パワーＭＯＳＦＥＴは、所定の遅延時間だけリニア動作を実行した後でＯＦＦ動作する。

このようにして、パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦ動作すると、ブラシモータＭ→コイルＬ３→ダイオードＤ６→コイルＬ２の閉回路が構成されてブラシモータＭに回生電流が流れる。なお、コイルＬ２は、必ずしも、回生電流が流れる閉回路に配置する必要ななく、例えば、図５のような回路構成を採っても良い。図５の回路構成では、電源部１とモータ駆動部ＭＯＴとが分離されており、ブラシモータＭの駆動電流が、コイルＬ２を経由して流れる。図１と図５の何れの回路構成を採っても、コイルＬ２は、バッテリＢＴからの電源ラインに重畳するノイズを軽減する機能を果たしており、この目的を達成するインダクタンス値に設定される。なお、図５の回路構成においてコイルＬ２を省略しても良く、また図５に代えて図６の回路構成を採っても良い。

図３（ｃ）は、パワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ遷移動作時のドレイン電流Ｉ_Ｄとドレイン−ソース電圧Ｖ_Ｄとを示すタイムチャートである。先に説明した通り、本実施例では、コンデンサＣ１２などによる遅延動作の結果、所定のリニア動作時間が発生し、その間の電力損失が無視できない反面、急峻な立上り動作や立下り動作が無いので高周波ノイズの発生が有効に防止される。また、リンギングや、オーバシュートや、アンダーシュートなども回避される。

＜電圧監視部４＞
続いて、電圧監視部４について説明する。電圧監視部４は、抵抗Ｒ２５及びコンデンサＣ１４の直列回路と、コンデンサＣ１４の両端電圧を増幅する反転増幅回路と、抵抗Ｒ２８及びコンデンサＣ１６によるローパスフィルタ回路とで構成されている。反転増幅回路は、単一電源のＯＰアンプＡＰ２と、入力抵抗Ｒ２６と、帰還抵抗Ｒ２７と、フィルタ用コンデンサＣ１５とで構成されている。

パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子には、抵抗Ｒ２５が接続されており、抵抗Ｒ２５及びコンデンサＣ１４で、ノイズを排除するローパスフィルタ回路が構成されている。また、コンデンサＣ１５も、耐ノイズ性を高めている。

図示の通り、抵抗Ｒ２８及びコンデンサＣ１６によるローパスフィルタの出力が、マイコンＭＩＣのアナログ入力端子ＡＮ２に供給されている。そして、アナログ入力端子ＡＮ２に供給されたアナログ電圧は、マイコンＭＩＣに内蔵されたＡＤコンバータによってデジタル変換される。

パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ動作時には、ほぼゼロであるが、ＯＦＦ動作時には、駆動パルスＤＶのデューティ比で決まる最高レベルまで増加する（図３（ｃ））。しかし、パワーＭＯＳＦＥＴが劣化して、ＯＦＦ動作時の内部抵抗が低下した場合には、ドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄが所定のレベルまで増加しない。また、ドレイン−ソース間が短絡状態となったような場合には、ドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄがゼロとなる。

そこで、本実施例では、アナログ入力端子ＡＮ２に供給されたアナログ電圧を、マイコンＭＩＣが、定期的にＡＤ変換して取得することで、ドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄを監視している。そして、ドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄが、所定レベルまで上昇しない異常時には、その旨を示す異常信号ＥＲをＥＣＵに出力するようにしている。本実施例では、ドレイン端子の電圧Ｖ_Ｄをアナログレベルで把握する構成を採っているので、異常レベルに応じた適切な対応が可能となる。

＜電流監視部５＞
電流監視部５は、パワーＭＯＳＦＥＴの電流検出端子ＳＥＮに接続された抵抗Ｒ２９及びコンデンサＣ１７の並列回路と、抵抗Ｒ２９及びコンデンサＣ１７の両端電圧を受ける反転増幅回路と、抵抗Ｒ３２及びコンデンサＣ１９によるローパスフィルタとで構成されている。反転増幅回路は、単一電源のＯＰアンプＡＰ３と、入力抵抗Ｒ３０と、フィルタ用コンデンサＣ１８と、帰還抵抗Ｒ３１とで構成されている。

そして、抵抗Ｒ３２及びコンデンサＣ１９によるローパスフィルタの出力が、マイコンＭＩＣのアナログ入力端子ＡＮ３に供給されている。アナログ入力端子ＡＮ３に供給されたアナログ電圧は、マイコンＭＩＣに内蔵されたＡＤコンバータによってデジタル変換される。

図示の通り、この電流監視部５では、パワーＭＯＳＦＥＴのセンス電流Ｉ_ＳＥＮが抵抗Ｒ２９に流れるので、アナログ入力端子ＡＮ３には、センス電流Ｉ_ＳＥＮに比例した電圧が供給される。ここで、センス電流Ｉ_ＳＥＮは、ドレイン電流Ｉ_Ｄの１／５００倍程度であるので、マイコンＭＩＣは、アナログ入力端子ＡＮ３のアナログ電圧を定期的にＡＤ変換して監視することで、ドレイン電流Ｉ_Ｄが過大に流れる電流異常を検知することができる。

ところで、従来は、このような電流監視の目的で、ドレイン電流Ｉ_Ｄの電流経路にシャント抵抗を配置していた。そして、シャント抵抗を使用する構成では、ドレイン電流Ｉ_Ｄが正常レベルの１０Ａであっても、例えば１Ｖの検出電圧を得るために、１００ｍΩのシャント抵抗が必要であり、１０Ｗもの電力損失が生じるので、この電力損失に伴う発熱に耐える高価なシャント抵抗が必要であった。しかし、本実施例では、ドレイン電流Ｉ_Ｄに比例する、約１／５００倍のセンス電流Ｉ_ＳＥＮを利用するので、検出感度を高めても、電力損失による弊害が生じない。

＜信号出力部６＞
信号出力部６は、マイコンＭＩＣのデジタル出力端子ＯＵＴ２から異常信号ＥＲを受けるローパスフィルタで構成されている。ローパスフィルタは、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ９とで構成されており、ローパスフィルタを通過した異常信号ＥＲは、例えば電流増幅回路を経由してＥＣＵに伝送される。

異常信号は、（ａ）バッテリ電圧ＢＴが異常高レベルとなるか、（ｂ）パワーＭＯＳＦＥＴのＯＦＦ動作時のドレイン電圧Ｖ_Ｄが異常低レベルになるか、（ｃ）パワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ動作時のドレイン電流Ｉ_Ｄが異常高レベルになる異常時に発生される。そして、異常内容は、異常信号ＥＲのパルス幅などで特定される。

続いて、ボンプ制御装置ＣＴＬの構造について説明する。図４（ａ）に示す通り、この装置ＣＴＬは、２枚の回路基板１０，１１が隣接配置されたヒートシンク１２と、フィルタ動作用の回路素子を収容する樹脂ケース１３と、樹脂ケース１３を閉塞して、全体を一体化するケース蓋（不図示）とで構成されている。本実施例では、単一の回路基板ではなく、あえて２枚の回路基板１０，１１を使用して、全体として図２の回路を実現している。そのため、特に製造コストを増加させることなく、パワーチップＰＷＲの最適な放熱性能を実現することができる。以下、この点を含めて具体的に説明する。

＜回路基板１０，１１＞
回路基板１０は、具体的には、ガラスエポキシ基板であって、マイコンＭＩＣやＯＰアンプやダイオードなどの半導体素子と、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１３以外のコンデンサと、抵抗などが搭載されている。

一方、回路基板１１は、窒化アルミセラミックス基板であり、パワーチップＰＷＲが搭載されている。詳細に説明すると、窒化アルミセラミックス基板の表裏面には、メタライズ処理によって銅箔層が設けられ、上面側の銅箔層にパワーチップＰＷＲが半田付けされ、下面側の銅箔層がヒートシンク１２に接着されている。なお、パワーチップＰＷＲには、５個の接続端子が存在するが（図２）、これら全ては、回路基板１０の該当箇所にワイヤ接続されている。

回路基板１０と回路基板１１は、いずれも接着剤によってヒートシンク１２に接着されているが、窒化アルミセラミックス基板１１の接着剤は、ガラスエポキシ基板１０の接着剤より伝熱性に優れる材料が選択される。接着剤の伝熱性を高めるには、例えば、接着剤に伝熱性フィラーを含有させれば良いが、伝熱性フィラーとしては、銀、銅、アルミニウムなどの熱伝導率の高い金属や、アルミナ、窒化アルミニウム、炭化珪素、グラファイトなどの熱伝導率の高いセラミックスが採用される。

また、窒化アルミセラミックス基板１１は、ガラスエポキシ基板１０などに比較して、熱伝導や熱放射率が大きく、放熱性が高いという優れた特徴を有している。また、メタライズ処理も可能である。そのため、本実施例のように、パワーチップＰＷＲが所定時間リニア動作をすることで、発熱量が増加しても（図３（ｃ）参照）、その発熱を効果的に放熱することができる。放熱経路としては、パワーチップＰＷＲ→銅箔層→窒化アルミセラミックス基板１１→銅箔層→接着剤→ヒートシンク１２である。

本実施例では、回路基板１０と回路基板１１とが一体化されていないので、窒化アルミセラミックス基板１１での発熱が、直接的にガラスエポキシ基板１０に伝熱されることがなく、したがって、マイコンＭＩＣなどの半導体素子に悪影響を与えるおそれがない。なお、ガラスエポキシ基板１０の接着剤は、伝熱性がやや劣るので、窒化アルミセラミックス基板１１→ガラスエポキシ基板１０への放熱経路は事実上考えられない。

これに対して、従来装置のように、一枚の基板に図２の回路全体を搭載した場合には、伝熱性に優れる回路基板を使用すればするほど、パワーチップＰＷＲからマイコンＭＩＣへの伝熱が促進される弊害が生じる。

＜ヒートシンク１２＞
ヒートシンク１２は、略長方形の板材から複数のフィンＦｉｎを突出させて構成されている。複数のフィンＦｉｎは、長手方向に延びる構成としても良いが、この実施例では、短手方向（幅方向）に延びる構成としている。短手方向に延びるフィンを設ける場合と、長手方向に延びるフィンを設ける場合とを、製造工程上の制約を踏まえて比較すると、短手方向にフィンを設けることで、ヒートシンク１２の総体積を減少させても、放熱表面積を増加させることができる。

したがって、パワーチップＰＷＲからの発熱が増加傾向となる本実施例の回路構成では、短手方向に延びるフィン構成は、特に効果的である。また、本実施例では、回路基板１０，１１が搭載される配置位置に対応して、フィンのピッチをやや狭くすることで放熱面積を増加させている。

＜樹脂ケース１３＞
樹脂ケース１３は、箱状に形成されたケース本体部１３Ａの一端に、接続端子１４を内包するコネクタ部１３Ｂが連設されて構成されている。この実施例では、接続端子１４は、バッテリ電圧の入力端子、指令信号ＳＧの入力端子、異常信号ＥＲの出力端子、ブラシモータＭへの出力端子（＋）、ブラシモータＭへの出力端子（−）、及びグランド端子の合計６本が配置されている（図２参照）。

ケース本体部１３Ａの底面には、フィルタ動作用の回路素子を配置する係止部が設けられると共に、回路基板１０，１１から上方に延びる接続端子２０（図４（ｄ））を通過させる通過穴が形成されている。また、回路基板１０，１１の放熱性を考慮して、回路基板１０，１１の上方位置には開放穴が形成されている。

図４（ｃ）は、樹脂ケース１３の平面視を示す概略図であり、フィルムコンデンサＣ１３と、電解コンデンサＣ１と、電解コンデンサＣ２とが、略Ｌ字状に配置されている。また、大型の電解コンデンサＣ２に近接して、チョークコイルＬ３が配置され、チョークコイルＬ３に隣接してコイルＬ１，Ｌ２が配置されている。なお、ケース本体部１３Ａの底面に設けられた開放穴に対応して、ヒートシンク１２の上面に回路基板１０，１１が配置されている。

ケース本体部１３Ａに収容される回路素子の殆どは、耐ノイズ性を発揮するためのフィルタ部材であり、所望の性能を実現するには、一般に、大型の素子が必要となる。しかし、本実施例では、パワーチップＰＷＲの遷移動作を緩和してノイズ発生を抑制しているので、急峻な遷移動作の場合と比較すると、各フィルタ部材を小型化することができ、装置全体を小型化することができる。

また、本実施例では、最も発熱の激しいパワーチップＰＷＲ用の回路基板１１を、放熱性に優れた窒化アルミセラミックス基板で構成しているため、パワーチップＰＷＲに近接して、電解コンデンサＣ２などの回路素子を配置することができ、その結果、この意味でも装置全体を小型化することができる。

ところで、この実施例では、ケース本体部１３Ａに収容された回路素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１３，Ｌ１〜Ｌ３と、回路基板１０，１１との接続が、ケース本体部１３Ａで実現できるよう、回路基板１０，１１から上方に、複数の接続端子２０を延設している（図４（ｄ）参照）。したがって、本実施例では、ヒートシンク１２に樹脂ケース１３を被せた状態で、接続端子２０の接続作業を実行することができ作業性が良い。接続作業は、抵抗溶接法が採用されるので、短時間で効率的に溶接作業を終えることができ製造コストの軽減に寄与する。なお、抵抗溶接とは、大電流を短時間流して抵抗発熱を生じさせて溶接箇所を溶融接合する接合法を意味する。

以上の通り、本実施例によれば、モータ制御装置ＣＴＬを極限的に小型化することができる。また、遅延回路による遅延動作によってノイズ発生が有効に抑制されるので、モータ制御装置ＣＴＬの誤動作のおそれがなく、ＥＣＵと協働して優れた制御性能を発揮することができる。なお、具体的な記載内容は特に本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨を逸脱することなく、各種の改変が可能である。特に、モータ制御装置の回路構成は、図５や図６の変形回路に限らず、回路構成や回路素子が適宜に変更される。

実施例に係るモータ制御装置を使用した燃料供給装置の全体構成を示すブロック図である。 実施例に係るモータ制御装置の回路構成を示す回路図である。 遅延回路の動作を説明する図面である。 実施例に係るモータ制御装置の装置構成を示す概略図である。 モータ制御装置の変形回路構成を示す回路図である。 モータ制御装置の別の変形回路構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｍ 直流モータ
Ｌ３ 電流平滑用コイル
Ｄ６ ダイオード
ＤＶ 駆動パルス
Ｃ１２ コンデンサ

Claims (8)

1. 直流モータ、電流平滑用コイル、及びダイオードの直列接続を含んで構成された閉回路と、前記閉回路とグランドラインの間に配置されたスイッチング素子とを有し、
   前記スイッチング素子を、所望のデューティ比に設定された駆動パルスでＯＮ／ＯＦＦ制御するモータ制御装置であって、
   前記スイッチング素子の入力端子と出力端子の間に、コンデンサを含んだ遅延回路を設け、前記スイッチング素子のＯＮ遷移動作とＯＦＦ遷移動作を遅延させることで高周波ノイズの発生を抑制した内燃機関用のモータ制御装置。
2. 前記スイッチング素子はＦＥＴであって、そのゲート端子とドレイン端子の間に前記遅延回路が配置されている請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記スイッチング素子は、コンプリメンタリ接続された一対の半導体素子によって駆動されている請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記一対の半導体素子は、コンピュータ回路で生成された前記駆動パルスを受けて、相補的にＯＮ動作している請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記コンピュータ回路は、ＥＣＵから受ける指令信号に基づいて前記駆動パルスを生成している請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記コンピュータ回路は、ＥＣＵから受けた指令信号を、ヒステリシス特性を有するコンパレータ回路を経由して、デジタル入力端子に受けている請求項４又は５に記載のモータ制御装置。
7. 前記駆動パルスは、ローパスフィルタ回路を経由して前記一対の半導体素子に供給される請求項３〜６の何れかに記載のモータ制御装置。
8. 前記直流モータと前記電流平滑用コイルの接続点とグランドラインとの間には、電圧平滑用のコンデンサが接続されている請求項１〜７の何れかに記載のモータ制御装置。

Images