JP2009252408A - 放電管点灯装置の周波数同期化方法及び放電管点灯装置並びに半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】同期パルス信号に発振周波数を同期できる放電管点灯装置の周波数同期化方法。
【解決手段】第１正負電流パルスにより発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ複数のスイッチング素子をオン／オフさせる第１周波数の三角波信号を発生する発振手段11aと、出力が発振コンデンサに接続され発振周波数を同期させる同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生手段20とを備え、発振手段は同期パルス信号が入力されたとき、第１正負電流パルスに第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生して両方のパルスの位相差により三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて三角波信号の発振周波数が第２正負電流パルスの第２周波数に同期する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電管の点灯、特に冷陰極管を用いた液晶表示機器等に使用される放電管点灯装置の周波数同期化方法及び放電管点灯装置並びに半導体集積回路に関する。

図１７は従来の放電管点灯装置に同期信号が入力されていない場合の構成を示す回路図である。図１８は従来の放電管点灯装置に同期信号が入力されていない場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。図１７に示す放電管点灯装置では、直流電源Ｖｉｎとグランドとの間には、ハイサイドのＰ型ＭＯＳＦＥＴＱｐ１（Ｐ型ＦＥＴＱｐ１と称する。）とローサイドのＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１（Ｎ型ＦＥＴＱｎ１と称する。）との第１直列回路が接続されている。Ｐ型ＦＥＴＱｐ１とＮ型ＦＥＴＱｎ１との接続点とグランドＧＮＤとの間には、コンデンサＣ３とトランスＴの一次巻線Ｐとの直列回路が接続され、トランスＴの二次巻線Ｓの両端にはリアクトルＬｒとコンデンサＣ４との直列回路が接続されている。

Ｐ型ＦＥＴＱｐ１のソースに直流電源Ｖｉｎが供給され、Ｐ型ＦＥＴＱｐ１のゲートはコントロールＩＣ１の端子ＤＲＶ１に接続されている。Ｎ型ＦＥＴＱｎ１のゲートはコントロールＩＣ１の端子ＤＲＶ２に接続されている。

コントロールＩＣ１は、スタート回路１０、定電流決定回路１１、発振器１２、分周器１３、誤差増幅器１５、ＰＷＭコンパレータ１６、ナンド回路１７ａ、アンド回路１７ｂ、ドライバ１８ａ，１８ｂを有している。定電流決定回路１１は、端子ＲＦを介して定電流決定抵抗Ｒ１の一端に接続されている。発振器１２は、端子ＣＦを介してコンデンサＣ１の一端に接続されている。

スタート回路１０は、直流電源Ｖｉｎの電源供給を受けて所定電圧ＲＥＧを生成して内部の各部に供給している。定電流決定回路１１は、定電流決定抵抗Ｒ１により任意に設定される定電流を流す。発振器１２は、定電流決定回路１１の定電流によりコンデンサＣ１の充放電を行い、図１８に示すような鋸波発振波形（図１７では端子ＣＦでのコンデンサＣ１の充放電電圧を示す。）を発生させ、鋸波発振波形に基づいてクロックＣＫを生成する。クロックＣＫは、図１８に示すように、端子ＣＦでの鋸波発振波形に同期した立ち上がり期間がＨレベルで、立下り期間がＬレベルのパルス電圧波形であり、分周器１３に送られる。

トランスＴの二次巻線Ｓの一端はリアクトルＬｒを介して放電管３の一方の電極に接続され、放電管３の他方の電極は管電流検出回路５に接続されている。管電流検出回路５は、ダイオードＤ１，Ｄ２及び抵抗Ｒ４からなり、放電管３に流れる電流を検出し、検出された電流に比例した電圧を、抵抗Ｒ３及びコントロールＩＣ１のフィードバック端子ＦＢを介して誤差増幅器１５の−端子に出力する。

誤差増幅器１５は、−端子に入力される管電流検出回路５からの電圧と＋端子に入力される基準電圧Ｅ１との誤差電圧ＦＢＯＵＴを増幅し、その誤差電圧ＦＢＯＵＴをＰＷＭコンパレータ１６の＋端子へ送る。ＰＷＭコンパレータ１６は、＋端子に入力される誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴが−端子に入力される端子ＣＦからの鋸波波形電圧以上のときにＨレベルで、誤差電圧ＦＢＯＵＴが鋸波波形電圧未満のときにＬレベルとなるパルス信号を生成して、ナンド回路１７ａとアンド回路１７ｂとに出力する。

分周器１３は、発振器１２からのパルス信号を分周し、分周されたパルス信号Ｑをナンド回路１７ａに出力するとともに分周されたパルス信号Ｑを反転したパルス信号（分周されたパルス信号Ｑに対して所定のデットタイムを有する。）をアンド回路１７ｂに出力する。ナンド回路１７ａは、分周器１３からの分周されたパルス信号とＰＷＭコンパレータ１６からの信号とのナンドをとりドライバ１８ａ及び端子ＤＲＶ１を介して駆動信号をＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力する。アンド回路１７ｂは、分周器１３からの分周され且つ反転されたパルス信号とＰＷＭコンパレータ１６からの信号とのアンドをとりドライバ１８ｂ及び端子ＤＲＶ２を介して駆動信号をＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力する。

例えば、時刻ｔ１〜ｔ２では、ＰＷＭコンパレータ１６の出力は、Ｈレベルとなり、分周器１３の出力は、Ｈレベルとなるので、ナンド回路１７ａの出力は、Ｌレベルとなる。このため、端子ＤＲＶ１からは、Ｌレベルが出力されて、Ｐ型ＦＥＴＱｐ１がオンする。また、時刻ｔ４〜ｔ５では、ＰＷＭコンパレータ１６の出力は、Ｈレベルとなり、分周器１３の反転出力は、Ｈレベルとなるので、アンド回路１７ｂの出力は、Ｈレベルとなる。このため、端子ＤＲＶ２からは、Ｈレベルが出力されて、Ｎ型ＦＥＴＱｎ１がオンする。

即ち、駆動信号は、分周器１３の出力との合成によりクロックＣＫに同期しながら、鋸波発振波形の立ち下り期間を最小デットタイムとして、端子ＤＲＶ１と端子ＤＲＶ２に交互に送られる。以上の動作により、コントロールＩＣ１は、鋸波発振波形の周波数でＰ型ＦＥＴＱｐ１とＮ型ＦＥＴＱｎ１とを交互にオン／オフさせる。これにより、放電管３に電力が供給されるとともに、放電管３を流れる電流が所定値に制御される。

図１７に示した放電管点灯装置に設けられる発振器１２の発振周波数は、一般的には抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とで決定される。しかし、使用される部品（抵抗とコンデンサ）のばらつきによっては、低周波のバースト調光発振周波数や、放電管点灯装置の前段に位置するＳＭＰＳの発振周波数などと干渉しあい、表示機器としては致命的となる画面ちらつきなどを引き起こす場合がある。

この対策方法として、外部から同期パルス信号を放電管点灯装置に入力して、発振器１２の発振周波数を外部の同期パルス信号に同期させて規定する方法がある。この場合、一般的には、放電管の点灯周波数を、外部の同期パルス信号の周波数又は外部の同期パルス信号の１／２周波数に同期させる。例えば、放電管の点灯周波数をマイクロコンピュータからの同期パルス信号に同期させる場合には、図１９に示すような同期回路を追加する。

図１９に示す同期回路は、外部からの同期パルス信号ＴＲＩの立ち上がり時刻で１ショットパルスを生成する１ショット回路２と、１ショット回路２の出力とコンデンサＣ１の一端との間に接続されるダイオードＤ３と、コンデンサＣ１の両端に接続されるツェナーダイオードＺＤ１とを有する。この同期回路からコンデンサＣ１に、図２０に示すように、コンデンサＣ１の鋸波発振波形ＣＦの周波数よりも高い周波数の同期パルス信号ＴＲＩを入力して、コンデンサＣ１の鋸波発振波形ＣＦを同期パルス信号ＴＲＩの周波数に同期させ、放電管３の点灯周波数を、同期パルス信号ＴＲＩの１／２周波数に、同期させて行なう方法などがある。

なお、関連技術として例えば特許文献１が知られている。特許文献１において、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭ制御して定電流制御するとともに、運転・停止信号停止を指示する状態になると、制御回路部の電源を遮断して待機状態にする。これと同時に半導体スイッチ回路中のスイッチをオンさせているスイッチ駆動信号をオフすることにより待機状態に移行させる際の過大電流の発生を防止することができる。
ＵＳ５６１５０９３号公報

しかしながら、図１９に示すような従来の放電管点灯装置の周波数同期化方法では、図２１に示すように、コンデンサＣ１の鋸波発振波形ＣＦの周波数よりも、低い周波数の同期パルス信号ＴＲＩが入力されると、三角波波形の連続性が崩れてしまい、２つの駆動信号のパルス幅が異なり、位相も１８０°位相差ではなくなる。その結果、放電管を流れる電流がアンバランスとなり、放電管内部の水銀分布を偏らせ、輝度勾配や寿命低下を発生させる。

本発明は、発振器の発振周波数に対して同期パルス信号の周波数が高くても低くても同期可能で、同期可能なパルス電圧信号の周波数帯域も広くでき、安定且つ容易に同期パルス信号に発振周波数を同期できる放電管点灯装置の周波数同期化方法及び放電管点灯装置並びに半導体集積回路を提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明の放電管点灯装置の周波数同期化方法は、トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線にコンデンサが接続され、その出力に放電管が接続された共振回路と、前記放電管に流れる電流を検出する管電流検出回路と、直流電源の両端に接続され且つ前記共振回路内の前記トランスの一次巻線と前記コンデンサとに電流を流すための複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路とを有する放電管点灯装置の周波数同期化方法であって、スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有する発振手段により、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振ステップと、出力が前記発振コンデンサに接続されているパルス電流発生手段により、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生ステップとを備え、前記発振ステップは、前記パルス電流発生手段が接続された同期パルス入力端子に前記同期パルス信号が入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする。

本発明の放電管点灯装置は、トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線にコンデンサが接続され、その出力に放電管が接続された共振回路と、前記放電管に流れる電流を検出する管電流検出回路と、直流電源の両端に接続され且つ前記共振回路内の前記トランスの一次巻線と前記コンデンサとに電流を流すための複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路とを有する放電管点灯装置において、前記制御回路は、スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有し、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振手段と、出力が前記発振コンデンサに接続され、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生手段と、前記パルス電流発生手段が接続され且つ前記同期パルス信号を入力する同期パルス入力端子とを備え、前記発振手段は、前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする。

本発明の半導体集積回路は、放電管に電力を供給する複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路を有する半導体集積回路であって、前記制御回路は、スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有し、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振手段と、出力が前記発振コンデンサに接続され、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生手段と、前記パルス電流発生手段が接続され且つ前記同期パルス信号を入力する同期パルス入力端子とを備え、前記発振手段は、前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする。

本発明によれば、パルス電流発生手段は、同期パルス入力端子からの同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換し、発振手段は、同期パルス信号が同期パルス入力端子に入力されたときに、発振コンデンサに印加される第１正負電流パルスにパルス電流発生手段からの第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより第１正負電流パルスと第２正負電流パルスとの位相差により三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて三角波信号の発振周波数がパルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期する。

即ち、三角波信号の発振周波数が同期パルス信号の周波数に同期し、放電管の点灯周波数を同期パルス信号の周波数に同期させる。従って、発振器の発振周波数に対して同期パルス信号の周波数が高くても低くても同期可能で、同期可能なパルス信号の周波数帯域も広くでき、安定且つ容易に同期パルス信号に発振周波数を同期できる。

以下、本発明の実施の形態に係る放電管点灯装置の周波数同期化方法及び放電管点灯装置並びに半導体集積回路の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。図１に示す放電管点灯装置は、図１７に示す放電管点灯装置に対して、コントロールＩＣ１ａが異なるのみである。図１に示すその他の構成は、図１７に示す構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その部分の説明は省略し、ここでは、異なる部分のみ説明する。

コントロールＩＣ１ａは、本発明の半導体集積回路に対応し、充放電パルス電流発生回路２０、スタート回路１０、定電流決定回路１１ａ、発振器１２ａ、誤差増幅器１５、減算回路１９、ＰＷＭコンパレータ１６ａ，１６ｂ、ナンド回路１７ｃ、論理回路１７ｄ、ドライバ１８ａ，１８ｂを有している。スタート回路１０の構成は、図１５に示すそれと同一構成である。定電流決定回路１１ａは、端子ＲＦを介して定電流決定抵抗Ｒ２の一端に接続されている。発振器１２ａは、端子ＣＦを介してコンデンサＣ２の一端に接続されている。

定電流決定回路１１ａは、定電流値決定抵抗Ｒ２により任意に設定される定電流を流す。スイッチング駆動周波数を発生する発振器１２ａは、定電流決定回路１１ａの定電流によりコンデンサＣ２の充放電を行い、三角波信号を発生させ、三角波信号に基づいてクロックＣＫを生成して、ナンド回路１７ｃ及び論理回路１７ｄに送る。三角波信号は、立ち上がり傾斜と立下り傾斜が同じである。立ち上がり傾斜と立下り傾斜はコンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値によって設定される。従って、充放電パルス発生回路２２からの信号がない場合には、前記コンデンサＣ２と前記抵抗Ｒ２の値により定まる固定周波数となっている。

図２に定電流決定回路１１ａ及び発振器１２ａの一例を示す。定電流決定回路１１ａにおいて、電源ＲＥＧとグランドとの間には、ベースとコレクタをショートしたトランジスタＱ１５と抵抗Ｒ２との直列回路が接続され、定電流Ｉ２を決定する。また、トランジスタＱ１２〜Ｑ１５のベースとエミッタは共通に接続されミラー回路を構成し、トランジスタＱ１２〜Ｑ１５のそれぞれのコレクタから定電流Ｉ２を流し出す。トランジスタＱ１２とトランジスタＱ１３はコレクタも接続されている。

発振器１２ａにおいて、電源ＲＥＧとグランドとの間には、トランジスタＱ１２とトランジスタＱ１３との並列回路と、トランジスタＱ１７との直列回路が接続され、トランジスタＱ１７とトランジスタＱ１８とはミラー回路を構成する。トランジスタＱ１７のベースとトランジスタＱ１８のベースとはトランジスタＱ１７のコレクタに接続される。トランジスタＱ１７のコレクタにはトランジスタＱ１６のコレクタが接続され、トランジスタＱ１７のエミッタにはトランジスタＱ１６のエミッタが接続される。トランジスタＱ１４のコレクタとトランジスタＱ１８のコレクタとはコンデンサＣ２の一端に接続されている。

電源ＲＥＧとグランドとの間には、抵抗Ｒ６００とトランジスタＱ１１との直列回路が接続され、抵抗Ｒ６００とトランジスタＱ１１との接続点はトランジスタＱ１６のベースに接続されている。電源ＲＥＧとグランドとの間には、抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ２００との直列回路が接続され、抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ２００との接続点は、コンパレータＣＯＭＰ１０の−端子と抵抗Ｒ３００の一端が接続されている。

抵抗Ｒ３００の他端はトランジスタＱ１０のコレクタに接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ４００を介してコンパレータＣＯＭＰ１０の出力端子と抵抗Ｒ５００の一端に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ１０の＋端子はコンデンサＣ２の一端に接続され、抵抗Ｒ５００の他端はトランジスタＱ１１のベースに接続されている。

以上の構成により、発振器１２ａは、定電流決定回路１１ａの定電流決定抵抗Ｒ２により設定された第１正電流＋Ｉ２でコンデンサＣ２を充電しコンデンサＣ２の電圧が上昇して上限値に達すると定電流決定回路１１ａの定電流決定抵抗Ｒ２により設定された第１負電流−Ｉ２でコンデンサＣ２を放電しコンデンサＣ２の電圧が下降して下限値に達すると再び第１正電流で＋Ｉ２充電を開始するための第１正負電流パルス±Ｉ２によりコンデンサＣ２の充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つスイッチング素子Ｑｐ１，Ｑｎ１をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する。

誤差増幅器１５の出力端子は、ＰＷＭコンパレータ１６ａの＋端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ８を介して演算増幅器１９の−端子に接続されている。演算増幅器１９の−端子と出力端子との間には抵抗Ｒ５が接続されている。抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５は同じ定数であり、演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５とで、ゲイン１の減算回路（反転回路）を構成する。演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５は誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴを、＋端子の基準電圧Ｅ２である三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた電圧、即ち、誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形をＰＷＭコンパレータ１６ｂの−端子に出力する。基準電圧Ｅ２は、Ｅ２＝（ＶＬ＋ＶＨ）／２であり、三角波信号ＣＦの上限値ＶＨと下限値ＶＬとの中点電位である。

ＰＷＭコンパレータ１６ａは、＋端子に入力される誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴが−端子に入力される端子ＣＦからの三角波信号電圧以上のときにＨレベルで、誤差電圧ＦＢＯＵＴが三角波信号電圧未満のときにＬレベルとなるパルス信号を生成して、ナンド回路１７ｃに出力する。ＰＷＭコンパレータ１６ｂは、＋端子に入力される端子ＣＦからの三角波信号電圧が、−端子に入力される演算増幅器１９からの誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形電圧以上のときにＨレベルで、三角波信号電圧が誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形電圧未満のときにＬレベルとなるパルス信号を生成して、論理回路１７ｄに出力する。

ナンド回路１７ｃは、発振器１２ａからのクロックとＰＷＭコンパレータ１６ａからの信号とのナンドをとりドライバ１８ａ及び端子ＤＲＶ１を介して第１駆動信号をＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力する。論理回路１７ｄは、発振器１２ａからのクロックを反転した信号とＰＷＭコンパレータ１６ｂからの信号とのアンドをとりドライバ１８ｂ及び端子ＤＲＶ２を介して第２駆動信号をＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力する。

ＰＷＭコンパレータ１６ａ、ナンド回路１７ｃ、ドライバ１８ａは、三角波信号の半周期未満に、放電管３に流れる電流に応じたパルス幅で放電管３に電流を流すようにＰ型ＦＥＴＱｐ１を駆動する第１駆動信号を発生する本発明の信号発生手段に対応する。演算増幅器１９、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ５、ＰＷＭコンパレータ１６ｂ、ナンド回路１７ｄ、ドライバ１８ｂは、第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、第１駆動信号の発生時とは逆方向に放電管３に電流を流すようにＮ型ＦＥＴＱｎ１を駆動する第２駆動信号を発生する本発明の信号発生手段に対応する。

充放電パルス電流発生回路２０は、出力がコンデンサＣ２に接続され、外部からの同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％（又は５０％近傍）で電流の絶対値が等しくパルス幅が等しく且つ同期パルス信号の周波数を２分周した第２周波数の第２正負電流パルス±ΔＩ（図３、図５〜図７ではパルス電流）に変換する。

発振器１２ａは、同期パルス信号が同期パルス入力端子ＴＲＩに入力されたときに、コンデンサＣ２に印加される第１正負電流パルス±Ｉ２にパルス電流発生回路２０からの第２正負電流パルス±ΔＩを重畳して三角波信号を発生することにより第１正負電流パルス±Ｉ２と第２正負電流パルス±ΔＩとの位相差により三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて三角波信号の発振周波数がパルス電流発生回路２０の第２正負電流パルス±ΔＩの第２周波数に同期する。

信号発生手段は、充放電パルス電流発生回路２０からのパルス電流の２分周された周波数に同期させて第１駆動信号及び第２駆動信号を発生する。即ち、同期パルス信号の１／２の周波数に発振周波数が同期し、放電管３の点灯周波数を同期パルス信号の１／２周波数に同期させる。

図２に充放電パルス電流発生回路の一例を示す。充放電パルス電流発生回路２０は、同期パルス入力端子ＴＲＩと、Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦと、電源ＲＥＧとグランドＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路と、＋端子に抵抗Ｒ６を介して電源ＲＥＧが接続され−端子に基準電圧Ｖ２が接続されたコンパレータＣＯＭＰ１と、−端子に抵抗Ｒ７を介してグランドＧＮＤが接続され＋端子に基準電圧Ｖ３が接続されたコンパレータＣＯＭＰ２と、オア回路ＯＲ１と、ナンド回路ＮＡＮＤ１と、アンド回路ＡＮＤ１と、電源ＲＥＧとグランドＧＮＤとの間に接続された定電流源２１ａとＰ型ＦＥＴ２２と定電流源２１ｂとＮ型ＦＥＴ２３との直列回路とを有し、Ｐ型ＦＥＴ２２とＮ型ＦＥＴ２３との接続点からの出力がコンデンサＣ２の一端に接続されている。

なお、基準電圧Ｖ２と基準電圧Ｖ３とは、
Ｖ３＜ＲＥＧの電圧×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）＜Ｖ２
の関係を満たすように設定される。

コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２、オア回路ＯＲ１を設けたのは、同期パルス入力端子ＴＲＩに信号がない場合（該端子がオープンの場合）、ＴＲＩ端子電圧＝ＲＥＧの電圧×Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７）として、パルス電流を正も負も流さないようにするためである。また、基準電圧Ｖ３より大きく基準電圧Ｖ２よりも小さい信号がＴＲＩ端子に入力された時、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２から出力を送出しないように不感帯を作っている。

Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦは、図３に示すように、同期パルス信号の立ち上がりエッジ毎にＨレベルとＬレベルとを交互に繰り返したパルス信号Ｔ−ＦＦのＱ及び反転したパルス信号Ｔ−ＦＦのＱを生成する。このパルス信号及び反転したパルス信号は、図３からもわかるように、同期パルス信号の周波数を２分周した信号となる。

コンパレータＣＯＭＰ１は、同期パルス信号が基準電圧Ｖ２以上であるときにＨレベルを出力し、図３に示す例では、同期パルス信号と全く同一信号がオア回路ＯＲ１に出力される。コンパレータＣＯＭＰ２は、同期パルス信号が基準電圧Ｖ３以上であるときにＬレベルを出力し、図３に示す例では、同期パルス信号を反転した信号がオア回路ＯＲ１に出力される。このため、オア回路ＯＲ１の出力は、常にＨレベルとなる。

ナンド回路ＮＡＮＤ１は、Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦからのパルス信号Ｔ−ＦＦのＱとオア回路ＯＲ１の出力とのナンドをとるので、Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦからのパルス信号Ｔ−ＦＦのＱを反転した信号がＰ型ＦＥＴ２２のゲートに出力される。アンド回路ＡＮＤ１は、Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦからのパルス信号Ｔ−ＦＦ

め、時刻ｔ１〜ｔ２では、ナンド回路ＮＡＮＤ１からのＬレベルによりＰ型ＦＥＴ２２がオンし、アンド回路ＡＮＤ１のＬレベルによりＮ型ＦＥＴ２３がオフし、定電流源２１ａからパルス電流＋ΔＩがＰ型ＦＥＴ２２を介して正方向（→）に流れる。

一方、時刻ｔ２〜ｔ３では、ナンド回路ＮＡＮＤ１からのＨレベルにより、Ｐ型ＦＥＴ２２がオフし、アンド回路ＡＮＤ１からのＨレベルによりＮ型ＦＥＴ２３がオンし、負方向（←）からＮ型ＦＥＴ２３を介してパルス電流−ΔＩが定電流源２１ｂに流れ込む。

このように、図２に示す充放電パルス電流発生回路２０は、図３に示すように、同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し、デューティが５０％で正負の電流値±ΔＩの絶対値が等しくパルス幅が等しく且つ同期パルス信号の周波数を２分周した周波数を有するパルス電流に変換する。

次に、図１の放電管点灯装置に同期信号が入力されていない場合の基本動作を図４のタイミングチャートを参照しながら説明する。

まず、定電流決定抵抗Ｒ２で任意に設定される定電流Ｉ２により、発振器１２ａは、コンデンサＣ２の充放電を行い、立ち上がり傾斜と立下り傾斜が同じである三角波信号ＣＦを発生させ、三角波信号ＣＦに基づいてクロックＣＫを発生させる。クロックＣＫは、三角波信号に同期した、例えば立ち上がり期間がＨレベルで、立下り期間がＬレベルとなるパルス信号である。

より詳しく説明すると、時刻ｔ１において、トランジスタＱ１１がオフのとき、トランジスタＱ１６がオンし、トランジスタＱ１７，Ｑ１８がオフし、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の並列回路から流出する電流Ｉ２の２倍の電流はトランジスタＱ１６を介してグランドＧＮＤに流れる。トランジスタＱ１４から流出する電流Ｉ２はコンデンサＣ２に流れる。すなわち、電流決定回路１１ａの電流決定抵抗Ｒ２により設定された第１正電流＋Ｉ２でコンデンサＣ２を充電しコンデンサＣ２の電圧（端子ＣＦの電圧）が直線的に上昇し、時刻ｔ３において、上限値に達する。この上限値ＶＨは、
ＶＨ＝（Ｒ２００×ＲＥＧ）／（Ｒ１００＋Ｒ２００）
である。

即ち、コンデンサＣ２の電圧が、抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ２００との接続点の電圧である上限値ＶＨと等しくなると、コンパレータＣＯＭＰ１０は、ＨレベルをトランジスタＱ１０，Ｑ１１のそれぞれに出力する。このため、トランジスタＱ１０，Ｑ１１がオンし、トランジスタＱ１６がオフし、トランジスタＱ１７，Ｑ１８がオンし、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の並列回路から流出する電流Ｉ２の２倍の電流は、トランジスタＱ１７を介してＧＮＤに流れる。合わせて、トランジスタＱ１８にはトランジスタＱ１７と同じ電流Ｉ２の２倍の電流を引き込むため、トランジスタＱ１４から流出する電流Ｉ２を引き込み、また、不足分の電流Ｉ２をコンデンサＣ２から引き込む。このため、コンデンサＣ２の電荷はトランジスタＱ１８を介して負電流−Ｉ２で放電し、コンデンサＣ２の電圧（端子ＣＦの電圧）が直線的に下降し、時刻ｔ５において、下限値に達する。この下限値ＶＬは、
ＶＬ＝｛Ｒ２００×Ｒ３００／（Ｒ２００＋Ｒ３００）｝×ＲＥＧ／［Ｒ１００＋｛Ｒ２００×Ｒ３００／（Ｒ２００＋Ｒ３００）｝］
である。

即ち、コンデンサＣ２の電圧が、抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ２００との接続点の電圧である下限値ＶＬと等しくなると、コンパレータＣＯＭＰ１０は、ＬレベルをトランジスタＱ１０，Ｑ１１のそれぞれに出力する。すると、トランジスタＱ１０，Ｑ１１がオフし、トランジスタＱ１６がオンし、トランジスタＱ１７，Ｑ１８がオフする。このため、トランジスタＱ１４から流出する電流Ｉ２がコンデンサＣ２に流れコンデンサＣ２の充電を開始する。

このようにして、図４に示すようなコンデンサＣ２の充放電が繰り返されることで、コンデンサＣ２の両端には三角波信号ＣＦが得られる。また、抵抗Ｒ１００と抵抗Ｒ２００との接続点には、下限値ＶＬと上限値ＶＨとを繰り返すクロックＣＫが得られる。

なお、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の少なくとも一方の定数を変更することにより、三角波の充放電サイクル、即ち、発振周波数を任意の固定周波数に設定することができる。

次に、ナンド回路１７ｃは、発振器１２ａからのクロックＣＫがＨレベルで且つＰＷＭコンパレータ１６ａからの信号がＨレベルであるときのみ、Ｌレベルのパルス信号をＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力してオンさせる。即ち、三角波信号ＣＦの立ち上がり期間（クロックＣＫがＨレベルで例えば時刻ｔ１〜ｔ３、ｔ５〜ｔ７）中で、誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴが三角波信号ＣＦ以上のときに（ＰＷＭコンバータ１６ａからの信号がＨレベル、即ち、三角波信号の下限値ＶＬから三角波信号ＣＦが誤差増幅器１５の出力と交差するまでの期間で例えば時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ５〜ｔ６）Ｌレベルのパルス信号がＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力される。即ち、パルス信号は、三角波信号ＣＦの立ち上がり期間中のみ端子ＤＲＶ１に送られる。

例えば、時刻ｔ１〜ｔ２においては、Ｖｉｎ→Ｑｐ１→Ｃ３→Ｐ→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランスＴの二次側では、Ｓ→Ｌｒ→放電管３→管電流検出回路５の経路で電流が流れる。

一方、演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５は、誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴを三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形をＰＷＭコンパレータ１６ｂの−端子に出力する。論理回路１７ｄは、発振器１２ａからのクロックＣＫ（Ｌレベル）を反転した反転出力がＨレベルで且つＰＷＭコンパレータ１６ｂからの信号がＨレベルであるときのみ、Ｈレベルのパルス信号をＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力してオンさせる。

即ち、三角波信号ＣＦの立ち下がり期間（クロックＣＫがＬレベルで例えば時刻ｔ３〜ｔ５、ｔ７〜ｔ９）中で、三角波信号ＣＦが誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形電圧以上のときに（ＰＷＭコンバータ１６ｂからの信号がＨレベル、即ち、三角波信号ＣＦの上限値ＶＨから三角波信号ＣＦが誤差増幅器の出力を反転させた反転出力と交差するまでの期間で例えば時刻ｔ３〜ｔ４、ｔ７〜ｔ８）Ｈレベルのパルス信号がＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力される。即ち、パルス信号は、三角波信号ＣＦの立ち下がり期間中のみ端子ＤＲＶ２に送られる。

例えば、時刻ｔ３〜ｔ４においては、Ｐ→Ｃ３→Ｑｎ１→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランスＴの二次側では、管電流検出回路５→放電管３→Ｌｒ→Ｓの経路で電流が流れる。

以上の動作により、コントロールＩＣ１ａは、第１駆動信号と、第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持つ第２駆動信号とにより、立ち上がり傾斜期間と立ち下り傾斜期間が同一となる三角波信号ＣＦの周波数で、Ｐ型ＦＥＴＱｐ１，Ｎ型ＦＥＴＱｎ１を交互にオン／オフさせて、放電管３に電力を供給するとともに、放電管３を流れる電流を所定値に制御する。

次に、図１の放電管点灯装置に同期信号が入力された場合の基本動作を図５のタイミングチャートを参照しながら説明する。

まず、定電流決定抵抗Ｒ２で任意に設定される正負の電流値±Ｉ２により、発振器１２ａは、コンデンサＣ２の充放電を行い、立ち上がり傾斜と立下り傾斜が同じである三角波信号ＣＦを発生させる。コンデンサＣ２の充放電電流は、デューティが５０％で正負の電流値±Ｉ２の絶対値が等しい。充放電パルス電流発生回路２０は、図５に示すように、同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し、デューティが５０％で正負の電流値±ΔＩの絶対値が等しく且つパルス幅が等しく同期パルス信号の周波数を２分周した周波数を有するパルス電流に変換する。

発振器１２ａは、図２に示すように、同期パルス信号が同期パルス入力端子ＴＲＩに入力されたときに、コンデンサＣ２に印加される正負の電流値±Ｉ２にパルス電流発生回路２０からの正負の電流値±ΔＩを重畳して三角波信号を発生することにより正負の電流値±Ｉ２と正負の電流値±ΔＩとの位相差により予め定められた上限値と下限値の間で三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて三角波信号の発振周波数がパルス電流発生回路２０の正負の電流値±ΔＩの第２周波数に同期する。

図５に示す例では、正負の電流値±Ｉ２とパルス電流（正負の電流値）±ΔＩとのタイミングが位相（ｔ３−ｔ１）だけずれているため、コンデンサＣ２の充放電電流は、図５に示すように、時刻ｔ１〜ｔ３で＋Ｉ２−ΔＩ、時刻ｔ３〜ｔ４で＋Ｉ２＋ΔＩ、時刻ｔ４〜ｔ６で−Ｉ２＋ΔＩ、時刻ｔ６〜ｔ７で−Ｉ２−ΔＩとなる。このため、三角波信号ＣＦは、予め定められた上限値と下限値の間でコンデンサＣ２の充放電電流に応じて変化し、パルス電流±ΔＩの周波数に同期した信号となる。

図６は発振器の発振周波数がパルス電流の周波数よりも周波数が低い（周期が遅い）場合のタイミングチャートである。図６に示すように、ｎ番目の三角波信号ＣＦの下限のポイントが、本来あるべき波形（ＣＦ´でＳ１〜Ｓ４、ＣＫ´）のポイント（発振器１２ａの発振周波数がパルス電流の周波数に同期しているポイント）よりも時間ｔ１０１だけ時間が遅れている場合には、期間Ｓ１が短くなり、期間Ｓ２が長くなり、期間Ｓ３が短くなり、期間Ｓ４が長くなる。期間Ｓ１と期間Ｓ３との傾斜は、同期パルス信号がない場合の三角波信号の傾斜よりも緩やかであり、期間Ｓ２と期間Ｓ４との傾斜は、同期パルス信号がない場合の三角波信号の傾斜よりも急である。

その結果、（ｎ＋１）番目の三角波信号ＣＦの下限のポイントの時間遅れに相当する時間ｔ１０２は、時間ｔ１０１よりも小さくなる。（ｎ＋２）番目の三角波信号ＣＦ以降も（ｎ＋１）番目のそれと同様であり、発振器の発振周波数は、パルス電流の周波数に同期している時の周期に収束する。換言すれば、発振器の発振周波数は、パルス電流の周波数に収束し、自動的にパルス電流の周波数に同期する。

図７は発振器の発振周波数がパルス電流の周波数よりも周波数が高い（周期が速い）場合のタイミングチャートである。図７に示すように、ｎ番目の三角波信号ＣＦの下限のポイントが、本来あるべき波形（ＣＦ´でＳ１〜Ｓ４、ＣＫ´）のポイント（発振器１２ａの発振周波数がパルス電流の周波数に同期しているポイント）よりも時間ｔ１０３だけ時間が進んでいる場合には、期間Ｓ１が長くなり、期間Ｓ２が短くなり、期間Ｓ３が長くなり、期間Ｓ４が短くなる。期間Ｓ１と期間Ｓ３との傾斜は、同期パルス信号がない場合の三角波信号の傾斜よりも急であり、期間Ｓ２と期間Ｓ４との傾斜は、同期パルス信号がない場合の三角波信号の傾斜よりも緩やかである。

その結果、（ｎ＋１）番目の三角波信号ＣＦの下限のポイントの時間進みに相当する時間ｔ１０４は、時間ｔ１０３よりも小さくなる。（ｎ＋２）番目の三角波信号ＣＦ以降も（ｎ＋１）番目のそれと同様であり、発振器の発振周波数は、パルス電流の周波数に同期している時の周期に収束する。換言すれば、発振器の発振周波数は、パルス電流の周波数に収束し、自動的にパルス電流の周波数に同期する。

このように実施例１の放電管点灯装置によれば、充放電パルス電流発生回路２０は、同期パルス入力端子ＴＲＩからの同期パルス信号を、同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２正負電流パルスに変換し、発振器１２ａは、同期パルス信号が同期パルス入力端子ＴＲＩに入力されたときに、コンデンサＣ２に印加される第１正負電流パルスにパルス電流発生回路２０からの第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより第１正負電流パルスと第２正負電流パルスとの位相差により予め定められた上限値と下限値の間で三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて三角波信号の発振周波数が充放電パルス電流発生回路２０の第２周波数に同期する。

即ち、三角波信号の発振周波数が同期パルス信号の周波数に同期し、放電管３の点灯周波数を同期パルス信号の周波数に同期させる。従って、発振器１２ａの発振周波数に対して同期パルス信号の周波数が高くても低くても同期可能で、同期可能なパルス信号の周波数帯域も広くでき、安定且つ容易に同期パルス信号に発振周波数を同期できる。

なお、この場合の同期可能なパルス電圧信号の周波数帯域は、電流値決定抵抗Ｒ２で決定される発振器１２ａの充放電電流を±Ｉ２、発振器１２ａの充放電電流を±Ｉ２だけで決定される場合の発振周波数をｆＦ、重畳させるパルス電流を±ΔＩとした場合、
２ｆＦ×（Ｉ２−ΔＩ）／Ｉ２〜２ｆＦ×（Ｉ２＋ΔＩ）／Ｉ２
となる。

従って、ΔＩの電流値が発振器１２ａの充放電電流値の７５％、つまり、ΔＩ＝０．７５×Ｉ２に設定されている場合には、０．５ｆＦ〜３．５ｆＦの外部の同期パルス信号に発振周波数を同期させることができる。逆に、ｆＦを５０ｋＨｚ近傍に設定しておけば、２５ｋ〜１７５ｋＨｚの同期パルス信号に同期することができる。図１の例では、パルス電流の電流値ΔＩは固定となっているが、常にＩ２に対して同じ比率になるように、電流値ΔＩも抵抗Ｒ２で決定されてもよい。また、電流値ΔＩを独立に調整できるように、半導体集積回路１ａが電流値ΔＩを独立に決定する端子を備えてもよい。

図８は本発明の実施例２に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。図９は本発明の実施例２に係る放電管点灯装置に設けられた充放電パルス電流発生回路の構成を示す回路図である。実施例２では、充放電パルス電流発生回路２０ａが、マイクロコンピュータからのデューティが５０％の同期パルス信号ＴＲＩを、デューティが５０％のままで正負の電流値の絶対値が等しいパルス電流に変換して、発振器１２ａの充放電電流に重畳させる。信号発生部は、充放電パルス電流発生回路２０ａからのパルス電流の周波数に同期させて第１駆動信号及び第２駆動信号を発生する。即ち、同期パルス信号の周波数に発振周波数が同期し、放電管３の点灯周波数を同期パルス信号の周波数に同期させる。

充放電パルス電流発生回路２０ａは、図２に示す充放電パルス電流発生回路２０に対して、Ｔ型フリップフロップ回路Ｔ−ＦＦとオア回路ＯＲ１とナンド回路ＮＡＮＤ１とアンド回路ＡＮＤ１とを削除し、コンパレータＣＯＭＰ１をコンパレータＣＯＭＰ３に変更し、コンパレータＣＯＭＰ３の出力をＰ型ＦＥＴ２２のゲートに接続し、コンパレータＣＯＭＰ２の出力をＮ型ＦＥＴ２３のゲートに接続している。コンパレータＣＯＭＰ３はコンパレータＣＯＭＰ１に対して＋端子と−端子とが逆になっている。

なお、図９に示すその他の構成は、図２に示す構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

コンパレータＣＯＭＰ３は、同期パルス信号が基準電圧Ｖ２以上であるときにＬレベルを出力し、図１０に示す例では、同期パルス信号を反転した信号がＰ型ＦＥＴ２２に出力される。コンパレータＣＯＭＰ２は、同期パルス信号が基準電圧Ｖ３未満であるときにＨレベルを出力し、図１０に示す例では、同期パルス信号を反転した信号がＮ型ＦＥＴ２３に出力される。このため、時刻ｔ１〜ｔ２では、Ｐ型ＦＥＴ２２がオンし、Ｎ型ＦＥＴ２３がオフし、定電流源２１ａからパルス電流＋ΔＩがＰ型ＦＥＴ２２を介して正方向（→）に流れる。時刻ｔ２〜ｔ３では、Ｐ型ＦＥＴ２２がオフンし、Ｎ型ＦＥＴ２３がオンし、負方向（←）からＮ型ＦＥＴ２３を介してパルス電流−ΔＩが定電流源２１ｂに流れ込む。

このように、図９に示す充放電パルス電流発生回路２０ａは、図１０に示すように、デューティが５０％の同期パルス信号を、デューティが５０％で正負の電流値±ΔＩの絶対値が等しいパルス電流に変換する。

なお、この場合の同期可能なパルス電圧信号の周波数帯域は、電流値決定抵抗Ｒ２で決定される発振器１２ａの充放電電流を±Ｉ２、発振器１２ａの充放電電流を±Ｉ２だけで決定される場合の発振周波数をｆＦ、重畳させるパルス電流を±ΔＩとした場合、
ｆＦ×（Ｉ２−ΔＩ）／Ｉ２〜ｆＦ×（Ｉ２＋ΔＩ）／Ｉ２
となる。

従って、ΔＩの電流値が発振器１２ａの充放電電流値の７５％、つまり、ΔＩ＝０．７５×Ｉ２に設定されている場合には、０．２５ｆＦ〜１．７５ｆＦの外部パルス電圧信号に発振周波数を同期させることができる。逆に、ｆＦを５０ｋＨｚ近傍に設定しておけば、１２．５ｋ〜８７．５ｋＨｚの範囲で、パルス電圧信号に同期することができる。即ち、発振器１２ａの充放電電流に重畳される、外部の同期パルス信号に対応したパルス電流の周波数近傍に、ｆＦを予め設定しておくことで、同期可能なパルス電圧信号の周波数帯域を上下両方向に広げることができる。

なお、図１１は本発明の実施例２に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートであるが、その動作は、実施例１の図５に示すタイミングチャートの動作と同様であるので、その説明は省略する。

図１２は本発明の実施例３に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力されていない場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。図１３は本発明の実施例３に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。基本的な回路構成は、図１に示す放電管点灯装置の構成と同一であるが、発振器１２ａからのクロックＣＫと三角波信号ＣＦとのタイミングが図４に示すそれらのタイミングとは相違する。

即ち、図１２に示す実施例３では、クロックＣＫは、三角波信号ＣＦに同期し、三角波信号ＣＦが上限値ＶＨと下限値ＶＬとの中点電位よりも下の期間がＨレベルで、前記中点電位よりも上の期間がＬレベルとなるパルス電圧波形である。

ナンド回路１７ｃは、発振器１２ａからのクロックＣＫがＨレベルで且つＰＷＭコンパレータ１６ａからの信号がＨレベルであるときのみ、Ｌレベルのパルス信号をＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力してオンさせる。即ち、三角波信号ＣＦが上限値と下限値との中点電位よりも下の期間中（クロックＣＫがＨレベルの期間）で、誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴが三角波信号ＣＦ以上のときに（ＰＷＭコンバータ１６ａからの信号がＨレベルで例えば時刻ｔ６〜ｔ７、ｔ１１〜ｔ１２）Ｌレベルのパルス信号がＰ型ＦＥＴＱｐ１に出力される。即ち、パルス信号は、三角波信号ＣＦが上限値と下限値との中点電位よりも下の期間中のみ端子ＤＲＶ１に送られる。

一方、演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５は、誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴを三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた誤差電圧ＦＢＯＵＴの反転波形をＰＷＭコンパレータ１６ｂの−端子に出力する。論理回路１７ｄは、発振器１２からのクロックＣＫ（Ｌレベル）を反転した反転出力がＨレベルで且つＰＷＭコンパレータ１６ｂからの信号がＨレベルであるときのみ、Ｈレベルのパルス信号をＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力してオンさせる。

即ち、三角波信号ＣＦが上限値と下限値との中点電位よりも上の期間中（クロックＣＫがＬレベルの期間）で、三角波信号ＣＦが誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴを反転した反転波形以上のときに（ＰＷＭコンバータ１６ａからの信号がＬレベルで例えば時刻ｔ３〜ｔ５、ｔ８〜ｔ１０）Ｈレベルのパルス信号がＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力される。即ち、パルス信号は、三角波信号ＣＦが上限値と下限値との中点電位よりも上の期間中のみ端子ＤＲＶ２に送られる。

このように実施例３の放電管点灯装置による制御でも放電管３を流れる電流を所定値に制御できる。

また、図１３に示すタイミングチャートの動作も、図５に示すタイミングチャートの動作と同様に動作する。即ち、コンデンサＣ２の充放電電流は、図５に示すものと同一となり、三角波信号ＣＦは、コンデンサＣ２の充放電電流に応じて変化し、パルス電流の周波数に同期した信号となる。このため、同期パルス信号の１／２の周波数に発振周波数を同期することができる。

図１４は本発明の実施例４に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。なお、同期信号が入力されていない場合の動作波形は図１２に示すものと全く同一である。基本的な回路構成は、図８に示す放電管点灯装置の構成と同一であるが、発振器１２ａからのクロックＣＫと三角波信号ＣＦとのタイミングが図１１に示すそれらのタイミングとは相違する。

このように実施例４の放電管点灯装置による制御でも放電管３を流れる電流を所定値に制御できる。また、デューティが５０％の同期パルス信号の周波数に発振周波数を同期することができる。

図１５は本発明の実施例５に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。図１５に示す放電管点灯装置は、フルブリッジ回路の場合の放電管点灯装置の一例であり、コントロールＩＣ１ｃは、図１に示す実施例１に対して、Ｐ型ＦＥＴＱｐ２，Ｎ型ＦＥＴＱｎ２，論理回路１７ｅ、デットタイム作成回路２１ａ，２１ｂ、ドライバ１８ａ〜１８ｄを設けている。

直流電源Ｖｉｎとグランドとの間には、ハイサイドのＰ型ＦＥＴＱｐ２とローサイドのＮ型ＦＥＴＱｎ２との直列回路が接続されている。Ｐ型ＦＥＴＱｐ１とＮ型ＦＥＴＱｎ１との接続点とＰ型ＦＥＴＱｐ２とＮ型ＦＥＴＱｎ２との接続点との間には、共振コンデンサＣ３とトランスＴの一次巻線Ｐとの直列回路が接続されている。端子ＤＲＶ１は、Ｐ型ＦＥＴＱｐ１のゲートとＮ型ＦＥＴＱｎ１のゲートとに接続され、端子ＤＲＶ２は、Ｐ型ＦＥＴＱｐ２のゲートとＮ型ＦＥＴＱｎ２のゲートとに接続されている。

論理回路１７ｅは、発振器１２ａからのクロックＣＫを反転した出力とＰＷＭコンパレータ１６ｂからの信号とのナンドをとる。デットタイム作成回路２４ａは、ナンド回路１７ｃからの信号に基づきドライバ１８ａへの第１駆動信号ＤＲＶ１に対して所定のタイムデットタイムＤＴを有する第３駆動信号ＤＲＶ３を作成してドライバ１８ｂに出力する。デットタイム作成回路２４ｂは、論理回路１７ｅからの信号に基づきドライバ１８ｄへの第２駆動信号ＤＲＶ２に対して所定の時間デットタイムＤＴを有する第４駆動信号ＤＲＶ４を作成してドライバ１８ｃに出力する。

第１駆動信号と第３駆動信号、第２駆動信号と第４駆動信号は、夫々同時にオンするのを防止するデットタイムＤＴを有するが、デットタイムＤＴを除けば、第３駆動信号は略第１駆動信号と同一であり、第４駆動信号は略第２駆動信号と同一である。充放電パルス電流発生回路２０ａは、図９に示す回路と同一構成である。

この構成によれば、三角波信号ＣＦの立ち上がり期間中で、誤差増幅器１５からの誤差電圧ＦＢＯＵＴが三角波信号ＣＦ以上のときにＬレベルのパルス信号がデットタイム作成回路２１ａとドライバ１８ａ，１８ｂを介してＰ型ＦＥＴＱｐ１及びＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力され、Ｐ型ＦＥＴＱｐ１がオンする。また、三角波信号ＣＦの立ち上がり期間中では、Ｈレベルのパルス信号がデットタイム作成回路２１ｂとドライバ１８ｃ，１８ｄを介してＰ型ＦＥＴＱｐ２及びＮ型ＦＥＴＱｎ２に出力され、Ｎ型ＦＥＴＱｎ２がオンする。この期間では、Ｖｉｎ→Ｑｐ１→Ｃ３→Ｐ→Ｑｎ２→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランスＴの二次側では、Ｓ→Ｌｒ→放電管３→管電流検出回路５の経路で電流が流れる。

一方、三角波信号ＣＦの立ち下がり期間中では、Ｈレベルのパルス信号がデットタイム作成回路２１ａとドライバ１８ａ，１８ｂを介してＰ型ＦＥＴＱｐ１及びＮ型ＦＥＴＱｎ１に出力され、Ｎ型ＦＥＴＱｎ１がオンする。また、三角波信号ＣＦの立ち下がり期間中では、誤差電圧ＦＢＯＵＴが演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５からの反転電圧が三角波信号ＣＦ以上のときにＨレベルのパルス信号が論理回路１７ｅに出力され、論理回路１７ｅは、デットタイム作成回路２４ｂとドライバ１８ｃ，１８ｄを介してＬレベルをＰ型ＦＥＴＱｐ２及びＮ型ＦＥＴＱｎ２に出力して、Ｐ型ＦＥＴＱｐ２がオンする。

この期間では、Ｖｉｎ→Ｑｐ２→Ｐ→Ｃ３→Ｑｎ１→ＧＮＤの経路で電流が流れ、トランスＴの二次側では、管電流検出回路５→放電管３→Ｌｒ→Ｓの経路で電流が流れる。

図１６は本発明の実施例５に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートであるが、その動作は、第１乃至第４駆動信号のデットタイムＤＴを除いて、実施例２の図１１に示すタイミングチャートの動作と同様であるので、その説明は省略する。従って、フルブリッジ回路を用いた実施例５の放電管点灯装置においても、実施例２の放電管点灯装置の効果と同様な効果が得られる。

なお、本発明の放電管点灯装置は前述した各実施例に限定されるものではない。実施例１乃至５では、第２駆動信号が第１駆動信号と完全な１８０度の位相差としたが、放電管３を流れる電流の対称性が大きく崩れない範疇であれば、前記位相差は、完全な１８０度でなく、１８０度に対して若干の誤差、例えば１７９度や１８１度等であっても良い。

また、本発明の各実施例では、パルス電流は、完全な矩形波となっているが、デューティが５０％で正負が切り替わり正負の波形が１８０度の位相差を有して等しい場合には、完全な矩形波でなくても良い。例えば、デューティが５０％で正負が切り替わり三角波信号の中点電位に対して正負の絶対値が等しいパルス電圧を、抵抗を介してコンデンサＣ２に接続することで、発振器１２ａの充放電電流に、デューティが５０％で正負が切り替わり正負の絶対値が等しい類似パルス状の電流を重畳させるような方法でも良い。

また、放電管を流れる電流の対称性が大きく崩れない範疇であれば、前記パルス電流は、デューティが丁度５０％でなくとも良い。また、パルス電流の正負の絶対値も若干の誤差があっても良い。

また、実施例では、演算増幅器１９と抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ５から構成されるゲイン１の減算回路（反転回路）を用いたが、この減算回路を用いずに、誤差増幅器１５の出力信号と三角波信号と比較し、三角波信号の半周期未満に、放電管３に流れる電流に応じたパルス幅で放電管３に電流を流すようにスイッチング素子Ｑｐ１を駆動するための第１駆動信号を発生し、第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、第１駆動信号の発生時とは逆方向に放電管３に電流を流すようにスイッチング素子Ｑｎ１を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生手段を設けても良い。

また、上記実施例では、誤差電圧信号（フィードバック信号）を反転して、この反転信号により、第１乃至第４駆動信号を生成しているが、例えば、三角波信号を反転して、この反転信号により第１乃至第４駆動信号を生成しても良い。

また、リアクトルＬｒはトランスＴの２次巻線Ｓのリーケージインダクタンスでも良い。

本発明の実施例１に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１に係る放電管点灯装置に設けられた定電流決定回路と発振器と充放電パルス電流発生回路との構成を示す回路図である。 図２に示す充放電パルス電流発生回路の動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力されていない場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 発振器の発振周波数がパルス電流の周波数よりも周波数が低い（周期が遅い）場合のタイミングチャートである。 発振器の発振周波数がパルス電流の周波数よりも周波数が高い（周期が速い）場合のタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例２に係る放電管点灯装置に設けられた充放電パルス電流発生回路の構成を示す回路図である。 図９に示す充放電パルス電流発生回路の動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例３に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力されていない場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例３に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例４に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例５に係る放電管点灯装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例５に係る放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 従来の放電管点灯装置に同期パルス信号が入力されていない場合の構成を示す回路図である。 従来の放電管点灯装置に同期パルス信号が入力されていない場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 従来の放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の構成を示す回路図である。 従来の放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。 従来の放電管点灯装置に同期パルス信号が入力された場合で同期パルス信号の周波数がコンデンサの鋸波発振波形の周波数よりも低い場合の各部の信号を示すタイミングチャートである。

符号の説明

Ｔ トランス
１，１ａ〜１ｃ コントロールＩＣ
３ 放電管
５ 管電流検出回路
１０ スタート回路
１１，１１ａ 定電流決定回路
１２，１２ａ 発振器
１３ 分周器
１５ 誤差増幅器
１６，１６ａ，１６ｂ ＰＷＭコンパレータ
１８ａ〜１８ｄ ドライバ
１９ 演算増幅器
２０，２０ａ 充放電パルス電流発生回路
Ｑｐ１，Ｑｐ２ Ｐ型ＦＥＴ
Ｑｎ１，Ｑｎ２ Ｎ型ＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２ 定電流決定抵抗
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ

Claims (20)

1. トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線にコンデンサが接続され、その出力に放電管が接続された共振回路と、前記放電管に流れる電流を検出する管電流検出回路と、直流電源の両端に接続され且つ前記共振回路内の前記トランスの一次巻線と前記コンデンサとに電流を流すための複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路とを有する放電管点灯装置の周波数同期化方法であって、
   スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有する発振手段により、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振ステップと、
   出力が前記発振コンデンサに接続されているパルス電流発生手段により、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生ステップとを備え、
   前記発振ステップは、前記パルス電流発生手段が接続された同期パルス入力端子に前記同期パルス信号が入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする放電管点灯装置の周波数同期化方法。
2. 誤差増幅器により、前記管電流検出回路の前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅ステップと、
   信号発生手段により、前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号とに基づいて、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生ステップと、
   を有することを特徴とする請求項１記載の放電管点灯装置の周波数同期化方法。
3. 誤差増幅器により、前記管電流検出回路の前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅ステップと、
   反転回路により、前記誤差増幅器の誤差電圧を前記三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた誤差電圧を出力する反転ステップと、
   信号発生手段により、前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号とに基づいて、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記反転回路の出力信号と前記三角波信号と比較し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生ステップと、
   を有することを特徴とする請求項１記載の放電管点灯装置の周波数同期化方法。
4. 前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されていないときは、前記三角波信号の発振周波数は、前記第１正負電流パルスの周波数に設定されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の放電管点灯装置の周波数同期化方法。
5. 前記第２正負電流パルスの第２発振周波数が、前記同期パルス信号の周波数の予め定められた整数分の１であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の放電管点灯装置の周波数同期化方法。
6. 前記第１正負電流パルスの第１発振周波数は、前記第２正負電流パルスの第２発振周波数近傍に設定されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載の放電管点灯装置の周波数同期化方法。
7. トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線にコンデンサが接続され、その出力に放電管が接続された共振回路と、前記放電管に流れる電流を検出する管電流検出回路と、直流電源の両端に接続され且つ前記共振回路内の前記トランスの一次巻線と前記コンデンサとに電流を流すための複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路とを有する放電管点灯装置において、
   前記制御回路は、スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有し、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振手段と、
   出力が前記発振コンデンサに接続され、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生手段と、
   前記パルス電流発生手段が接続され且つ前記同期パルス信号を入力する同期パルス入力端子とを備え、
   前記発振手段は、前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする放電管点灯装置。
8. 前記制御回路は、前記管電流検出回路の前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号とに基づいて、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生手段と、
   を有することを特徴とする請求項７記載の放電管点灯装置。
9. 前記制御回路は、前記管電流検出回路の前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
   前記誤差増幅器の誤差電圧を前記三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた誤差電圧を出力する反転回路と、
   前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号とに基づいて、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記反転回路の出力信号と前記三角波信号と比較し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生手段と、
   を有することを特徴とする請求項７記載の放電管点灯装置。
10. 前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されていないときは、前記三角波信号の発振周波数は、前記第１正負電流パルスの周波数に設定されることを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項記載の放電管点灯装置。
11. 前記第２正負電流パルスの第２発振周波数が、前記同期パルス信号の周波数の予め定められた整数分の１であることを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか１項記載の放電管点灯装置。
12. 前記三角波信号の前記半周期は、前記三角波信号の立ち上がり傾斜期間中又は立ち下り傾斜期間中であることを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項記載の放電管点灯装置。
13. 前記三角波信号の前記半周期は、前記三角波信号の上限値と下限値との中点電位以上の期間中又は前記中点電位以下の期間中であることを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項記載の放電管点灯装置。
14. 放電管に電力を供給する複数のスイッチング素子の導通周期と導通期間を制御する制御回路を有する半導体集積回路であって、
    前記制御回路は、スイッチング駆動周波数を発生する発振器を有し、電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１正電流で前記発振器に接続された発振コンデンサを充電し前記発振コンデンサの電圧が上昇して上限値に達すると前記電流決定回路の電流決定抵抗により設定された第１負電流で前記発振コンデンサを放電し前記発振コンデンサの電圧が下降して下限値に達すると再び前記第１正電流で充電を開始するための第１正負電流パルスにより前記発振コンデンサの充電の傾斜と放電の傾斜が同じで且つ前記複数のスイッチング素子をオン／オフさせるための第１周波数の三角波信号を発生する発振手段と、
    出力が前記発振コンデンサに接続され、発振周波数を同期させるための同期パルス信号を、前記同期パルス信号の周波数に同期し且つデューティが５０％で電流の絶対値とパルス幅の等しい第２周波数の第２正負電流パルスに変換するパルス電流発生手段と、
    前記パルス電流発生手段が接続され且つ前記同期パルス信号を入力する同期パルス入力端子とを備え、
    前記発振手段は、前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されたときに、前記発振コンデンサに印加される前記第１正負電流パルスに前記パルス電流発生手段からの前記第２正負電流パルスを重畳して三角波信号を発生することにより前記第１正負電流パルスと前記第２正負電流パルスとの位相差により前記三角波信号の異なる傾きの期間が調整されて前記三角波信号の発振周波数が前記パルス電流発生手段の第２正負電流パルスの第２周波数に同期することを特徴とする半導体集積回路。
15. 前記制御回路は、前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
    前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号とに基づいて、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生手段と、
    を有することを特徴とする請求項１４記載の半導体集積回路。
16. 前記制御回路は、前記放電管に流れる電流を表す出力信号と基準値とを比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器と、
    前記誤差増幅器の誤差電圧を前記三角波信号の上限値と下限値との中点電位で反転させた誤差電圧を出力する反転回路と、
    前記誤差増幅器の出力信号と前記三角波信号と比較し、前記三角波信号の半周期未満に、前記放電管に流れる電流に応じたパルス幅で前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の一方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第１駆動信号を発生し、前記反転回路の出力信号と前記三角波信号と比較し、前記第１駆動信号と略同一パルス幅で略１８０度の位相差を持ち、前記第１駆動信号の発生時とは逆方向に前記放電管に電流を流すように前記複数のスイッチング素子の内の他方の１以上のスイッチング素子を駆動するための第２駆動信号を発生する信号発生手段と、
    を有することを特徴とする請求項１４記載の半導体集積回路。
17. 前記同期パルス信号が前記同期パルス入力端子に入力されていないときは、前記三角波信号の発振周波数は、前記第１正負電流パルスの周波数に設定されることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか１項記載の半導体集積回路。
18. 前記第２正負電流パルスの第２発振周波数が、前記同期パルス信号の周波数の予め定められた整数分の１であることを特徴とする請求項１４乃至１７のいずれか１項記載の半導体集積回路。
19. 前記三角波信号の前記半周期は、前記三角波信号の立ち上がり傾斜期間中又は立ち下り傾斜期間中であることを特徴とする請求項１４乃至１８のいずれか１項記載の半導体集積回路。
20. 前記三角波信号の前記半周期は、前記三角波信号の上限値と下限値との中点電位以上の期間中又は前記中点電位以下の期間中であることを特徴とする請求項１４乃至１８のいずれか１項記載の半導体集積回路。

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